JP2021048739A - インバータ装置及びインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】Ｖ／ｆ制御において簡素な制御構成でｄ軸方向電流を抑え、好ましくは０にすることが可能な技術を提供する。【解決手段】永久磁石同期電動機１３をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置１２であって、γ軸の電圧指令及びδ軸の補正後電圧指令をα‐β軸の電圧指令に座標変換し、α‐β軸の電圧指令と、α‐β軸の電流検出値と、に基づいて回転子位置推定値を算出し、回転子位置推定値からｄ軸電流推定値を算出し、ｄ軸電流推定値をＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出し、δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算することでδ軸の補正後電圧指令を生成し、γ軸の電圧指令とδ軸の補正後電圧指令に基づいたα‐β軸の電圧指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成する。【選択図】図６

Description

本発明は、インバータ装置及びインバータ装置の制御方法に関する。

一般に、インバータ装置によって制御される永久磁石同期電動機であるＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）を高効率で運転するためには、ベクトル制御が用いられる。
ここで、ベクトル制御には、回転子位置情報が必要である。
しかしながら、回転子位置情報を得るためには、回転子位置センサをＰＭＳＭのモータ軸に取り付けて配線を接続することを要し、耐環境性及び省スペース化の観点から回転子位置センサの適用が困難な場合がある。

他方で、回転子位置情報が不要なＰＭＳＭの簡便な制御方法として、Ｖ／ｆ制御が知られている。
Ｖ／ｆ制御は、インバータ装置の出力電圧の振幅と周波数との比を一定とする制御方法である。
Ｖ／ｆ制御では、ベクトル制御よりも演算量が少ない。
そのため、インバータ装置の制御部を低コストのマイコンにより実現することができる。

従来技術の一例であり、Ｖ／ｆ制御を行う技術を例示する特許文献１には、直流電力を交流電力に変換するインバータにより、回転子位置を検出する手段を持たない永久磁石同期電動機を駆動するモータ駆動装置であって、インバータの出力電圧の大きさとその周波数との比がほぼ一定となるように制御するモータ駆動装置において、インバータの直流母線に流れる電流の平均値を検出するローパスフィルタと、このローパスフィルタにより検出した電流の平均値から、ｄ‐ｑ座標系における電流のｑ軸成分であるトルク電流を検出するトルク電流検出手段と、検出したトルク電流をトルク電流指令値に一致させるようにインバータの出力電圧の大きさを調整するための減算器及びＰＩ調節手段と、を備えるモータ駆動装置が開示されている。

特開２０１２−５５１２６号公報

ＰＭＳＭの制御においては、回転子に設けられた磁石の磁束の発生方向がｄ軸方向であると定義され、このｄ軸と直交する誘起電圧の発生方向がｑ軸方向であると定義される。
ｑ軸方向に流れるｑ軸方向電流ｉｑはトルクに寄与するため有効電力を発生させ、ｑ軸方向電流ｉｑと直交するｑ軸方向に流れるｄ軸方向電流ｉｄが無効電力を発生させる。
したがって、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となるように制御すると、最大トルク及び最大電流が得られ、モータの銅損を最小に抑えることができる。

しかしながら、従来技術によれば、トルク電流指令値の算出を要するため、制御演算処理が複雑になる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、Ｖ／ｆ制御において簡素な制御構成でｄ軸方向電流を抑え、好ましくは０にすることが可能な技術を提供することを目的とする。

上述の課題を解決して目的を達成する本発明は、永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、γ軸の電圧指令及びδ軸の補正後電圧指令をα‐β軸の電圧指令に座標変換し、前記α‐β軸の前記電圧指令と、前記α‐β軸の電流検出値と、に基づいて回転子位置推定値を算出し、前記回転子位置推定値からｄ軸電流推定値を算出し、前記ｄ軸電流推定値をＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出し、δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算することで前記δ軸の補正後電圧指令を生成し、前記γ軸の電圧指令と前記δ軸の補正後電圧指令に基づいた前記α‐β軸の前記電圧指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成する、インバータ装置である。

上記構成の本発明において、前記回転子位置推定値が、下記の式（７）から式（１３）に基づいて算出されることが好ましい。

ただし、ｖα：α軸の電圧指令、ｖβ：β軸の電圧指令、ｉα：α軸の電流検出値、ｉβ：β軸の電流検出値、Ｒ：巻線抵抗値、Ｌ：モータインダクタンス値、ｓ：ラプラス演算子、ωｃ：ローパスフィルタの遮断周波数、ω：回転角周波数指令である。

又は、本発明は、永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、γ軸の電圧指令及びδ軸の補正後電圧指令をα‐β軸の電圧指令に座標変換すること、前記α‐β軸の前記電圧指令と、前記α‐β軸の電流検出値と、に基づいて回転子位置推定値を算出すること、前記回転子位置推定値からｄ軸電流推定値を算出すること、前記ｄ軸電流推定値をＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出すること、δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算することで前記δ軸の補正後電圧指令を生成すること、及び前記γ軸の電圧指令と前記δ軸の補正後電圧指令に基づいた前記α‐β軸の前記電圧指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することを含む、インバータ装置の制御方法である。

本発明によれば、Ｖ／ｆ制御において簡素な制御構成でｄ軸方向電流を抑え、好ましくは０にすることができる、という効果を奏する。

図１は、ＰＭＳＭの座標系を示す図である。 図２は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する出力電圧と、モータのｄ‐ｑ軸方向との関係を示す図である。 図３は、実施形態に係るインバータ装置を含むシステム構成を示す図である。 図４は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する出力電圧と、δ軸と、γ軸と、モータのｄ‐ｑ軸と、を示す図である。 図５は、電流と、δ軸と、γ軸と、ｄ‐ｑ軸と、を示す図である。 図６は、実施形態に係るインバータ装置の詳細を示したブロック図を含むシステム構成を示す図である。 図７（Ａ）は、実施形態に係るインバータ装置を適用した場合のｄ‐ｑ軸の検出電流波形のシミュレーション結果を示す図であり、図７（Ｂ）は、実施形態に係るインバータ装置を適用していない場合のｄ‐ｑ軸の検出電流波形のシミュレーション結果を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための形態について説明する。
ただし、本発明は、以下の実施形態の記載によって限定解釈されるものではない。

＜実施形態１＞
図１は、ＰＭＳＭの座標系を示す図である。
図１に示す座標系では、ＰＭＳＭの運転時にδ軸方向に相電圧の空間ベクトルが向くように設定されている。

図２は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１と、モータのｄ‐ｑ軸方向との関係を示す図である。
Ｖ／ｆ制御では、位相差θｒｅで表される回転子位置が不明である。
そのため、Ｖ／ｆ制御では、図２に示すようにインバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１の方向と、モータのｑ軸方向とが一致しない。
したがって、ｄ軸方向電流ｉｄ≠０であるためｄ軸方向に電流が流れ、これが無効電力を発生させ、インバータ装置の電力効率を低下させる。

図３は、本実施形態に係るインバータ装置を含むシステム構成を示す図である。
図３には、電圧指令演算部１１と、インバータ部１２と、ＰＭＳＭ１３と、電圧補償量指令演算部１４と、回転子位置推定部１５と、加算器１６と、が示されている。

電圧指令演算部１１には、図示しない制御部からの回転角周波数指令ωが入力され、電圧指令演算部１１は、δ軸の電圧指令ｖδ及びγ軸の電圧指令ｖγを出力する。
ここで、一般に、Ｖ／ｆ制御では、γ軸の電圧指令ｖγは、ｖγ＝０に設定され、δ軸の電圧指令ｖδは、回転角周波数指令ωに比例する値に設定される。

インバータ部１２には、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγが入力され、インバータ部１２は、ＰＭＳＭ１３に三相電圧を出力する。
ここで、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’は、加算器１６によって、δ軸の電圧指令ｖδに電圧補償量指令Ｖｃｍｄが加算されたものである。
インバータ部１２は、δ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγに基づいて三相電圧指令ｖｕｖｗを生成し、三相電圧指令ｖｕｖｗと三角波状のキャリア信号との比較を行い、この比較した結果に基づいてインバータ部１２内のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することで、所定の振幅及び所定の周波数の三相電圧をＰＭＳＭ１３に出力する。

電圧補償量指令演算部１４には、回転子位置推定部１５が出力し、位相差に相当する回転子位置推定値θｒｅ＾が入力され、電圧補償量指令演算部１４は、回転子位置推定値θｒｅ＾に基づいて生成した電圧補償量指令Ｖｃｍｄを出力する。
なお、ここで、回転子位置推定値θｒｅ＾は、θｒｅにサーカムフレックスが付けられたものである。

回転子位置推定部１５は、α‐β軸の電圧指令、すなわちα‐β軸電圧指令ｖαβ及びα‐β軸の電流検出値、すなわちα‐β軸電流検出値ｉαβに基づいて回転子位置推定値θｒｅ＾を算出する。

＜ｄ軸方向電流ｉｄの制御＞
Ｖ／ｆ制御では、同一の周波数において、インバータ装置の出力電圧Ｖ１の大きさにより電流位相を変化させることが可能である。
ここで、Ｖ／ｆ制御における出力電圧Ｖ１の方向をδ軸方向とし、δ軸方向と直交する軸をγ軸方向とする。

図４は、Ｖ／ｆ制御におけるインバータ装置が出力する出力電圧Ｖ１と、δ軸と、γ軸と、モータのｄ‐ｑ軸との関係を示す図である。
図４に示す所定の負荷角においては、電流Ｉ１が流れる。
図４に示す電流Ｉ１をｄ‐ｑ軸の座標系に分解すると、ｄ軸方向にはｄ軸方向電流ｉｄが流れるため、無効電力が発生する。
そこで、この無効電力を抑えるために、出力電圧Ｖ１に対して電圧補償量ΔＶを加算し、補償量加算後出力電圧Ｖ２＝Ｖ１＋ΔＶとする。
そして、補償量加算後出力電圧Ｖ２により流れる電流を電流Ｉ２とする。

図５は、電流Ｉ２と、δ軸と、γ軸と、ｄ‐ｑ軸と、を示す図である。
図５に示す電流Ｉ２の方向は、モータのｑ軸方向と一致している。
そのため、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となり、このときにＶ／ｆ制御における最大トルク及び最大電流が得られ、モータの銅損を最小に抑えることができる。
従って、ｄ軸方向電流ｉｄ＝０となる出力電圧Ｖ２が得られるように、電圧補償量ΔＶを算出する。

＜電圧補償量ΔＶ＞
図６は、本実施形態に係るインバータ装置の詳細を示したブロック図を含むシステム構成を示す図である。
図６には、インバータ部１２と、ＰＭＳＭ１３と、電圧補償量指令演算部１４と、回転子位置推定部１５と、加算器１６と、が示されている。
図６に示すインバータ部１２は、座標変換器１２０と、三相二相変換器１２１と、二相三相変換器１２２と、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３と、電流検出器１２４と、を備える。

座標変換器１２０には、γ‐δ軸の電圧指令、すなわちδ軸の補正後電圧指令ｖδ’及びγ軸の電圧指令ｖγが入力され、座標変換器１２０は、座標変換を行って、α‐β軸の電圧指令、すなわちα‐β軸電圧指令ｖαβを出力する。
α‐β軸電圧指令ｖαβは、α軸の電圧指令ｖα及びβ軸の電圧指令ｖβを含む。

三相二相変換器１２１には、三相電流検出値ｉｕｖｗが入力され、三相二相変換器１２１は、三相電流検出値ｉｕｖｗをα‐β軸の座標系に変換することで、α‐β軸電流検出値ｉαβを出力する。
三相電流検出値ｉｕｖｗは、Ｕ相電流検出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗを含む。
α‐β軸電流検出値ｉαβは、α軸電流検出値ｉα及びβ軸電流検出値ｉβを含む。

二相三相変換器１２２には、α‐β軸電圧指令ｖαβが入力され、二相三相変換器１２２は、α‐β軸電圧指令ｖαβを三相の座標系に変換することで、三相電圧指令ｖｕｖｗを出力する。

ＰＷＭ回路及びインバータ１２３には、三相電圧指令ｖｕｖｗが入力され、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３は、三相電圧指令ｖｕｖｗと三角波状のキャリア信号との比較を行い、この比較した結果に基づいてＰＷＭ回路及びインバータ１２３内のスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することで、所定の振幅及び所定の周波数の三相電圧をＰＭＳＭ１３に出力する。

電流検出器１２４は、ＰＷＭ回路及びインバータ１２３の出力側とＰＭＳＭ１３との間に配されており、三相電流検出値ｉｕｖｗを検出して出力する。

図６に示す電圧補償量指令演算部１４は、三相二相変換器１４０と、ＰＩ（Proportional-Integral）制御器１４１と、を備える。

三相二相変換器１４０には、三相電流検出値ｉｕｖｗ及び回転子位置推定値θｒｅ＾が入力され、三相二相変換器１４０は、三相電流検出値ｉｕｖｗをｄ‐ｑ軸の座標系に変換することで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＾を出力する。
換言すると、三相二相変換器１４０は、三相電流検出値ｉｕｖｗ及び回転子位置推定値θｒｅ＾からｄ軸電流推定値ｉｄ＾を算出する。
なお、ここで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＾は、ｉｄにサーカムフレックスが付けられたものである。

ＰＩ制御器１４１には、ｄ軸電流推定値ｉｄ＾及びｄ軸電流目標値ｉｄ＊＝０が入力され、ＰＩ制御器１４１は、ＰＩ演算により電圧補償量指令Ｖｃｍｄを出力する。

図６に示す回転子位置推定部１５は、乗算器１５０と、減算器１５１と、ローパスフィルタ１５２と、位相補正器１５３と、乗算器１５４と、減算器１５５と、逆正接器１５６と、を備える。

乗算器１５０には、α‐β軸電流検出値ｉαβが入力され、乗算器１５０は、巻線抵抗値Ｒを乗算して出力する。
減算器１５１は、α‐β軸電圧指令ｖαβから巻線抵抗値Ｒとα‐β軸電流検出値ｉαβとの乗算値を減算して出力する。
ローパスフィルタ１５２は、減算器１５１の出力に対して疑似積分を行い、その結果を出力する。
位相補正器１５３は、ローパスフィルタ１５２の出力に対して位相補正を行い、その結果を出力する。
乗算器１５４には、α‐β軸電流検出値ｉαβが入力され、乗算器１５４は、モータインダクタンス値Ｌを乗算して出力する。
減算器１５５は、位相補正器１５３の出力から乗算器１５４の出力を減算して出力する。
逆正接器１５６は、位相補正後の固定子磁束λ’αβの逆正接をとることで、回転子位置推定値θｒｅ＾を出力する。

ＰＩ制御系を構成するＰＩ制御器１４１には、ｄ軸電流推定値ｉｄ＾及びｄ軸電流目標値ｉｄ＊＝０が入力され、ＰＩ制御器１４１は、電圧補償量指令Ｖｃｍｄを出力する。
そして、加算器１６によって、電圧補償量指令Ｖｃｍｄがδ軸の電圧指令ｖδに加算されることで、フィードバック制御が実現されている。
なお、ＰＩ制御器１４１に代えて、Ｐ（Proportional）演算を行うＰ制御器又はＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）演算を行うＰＩＤ制御器が設けられていてもよい。

＜ｄ軸方向電流ｉｄの推定＞
ｄ軸方向電流ｉｄの推定には、回転子位置情報が必要である。
回転子位置情報を推定する位置推定の原理は、以下に説明する通りである。
一般に、モータの制御においては、制御の簡素化のために対称三相交流を等価な二相交流に変換した、固定座標系である二相座標系が用いられる。
ここで、Ｕ相方向の軸をα軸とし、α軸と直交する軸をβ軸とすると、α‐β軸の座標系におけるＰＭＳＭ１３の数式モデルは、巻線抵抗値Ｒ、モータインダクタンス値Ｌ、微分演算子ｐ、固定座標軸上で定義された磁束ベクトルλを用いると、下記の式（１）で表される。

また、回転子磁極位置θは、下記の式（２）に示すように固定座標軸上の磁束で表される。

そして、上記の式（１）により、磁束ベクトルλは、以下の式（３），（４）の通り推定される。

しかしながら、純粋な積分では電圧誤差及び電流計測値の直流オフセットの影響により、初期値が収束しない。
そこで、ここでは、まず、式（３），（４）のＬｉα、Ｌｉβを含まない下記の式（５）及び式（６）を算出する。

そして、上記の式（５），（６）に対して下記の式（７），（８）に示すローパスフィルタを用いて、入力オフセットを低減させるため、分子を１とした疑似的な積分を行う。

なお、上記の式（７），（８）は、ローパスフィルタ１５２の出力を表す。
また、上記の式（７），（８）は、低周波における位相特性が、純粋な積分特性と異なる。
そのため、下記の式（９），（１０）により位相誤差Δθｅを算出し、式（７），（８）のφ’α及びφ’βに対して回転座標変換を施すことで位相補正が行われる。
なお、ここで、ローパスフィルタの遮断周波数ωｃ及び回転角周波数指令ωを用いる。
回転角周波数指令ωは、図２に示す電圧指令演算部１１の入力信号である。

更には、下記の式（１１），（１２）によって、位相補正後の固定子磁束λ’αβ、すなわち、λ’α，λ’βを算出する。

そして、上記の式（１１），（１２）による位相補正後の固定子磁束λ’αβにより、回転子位置情報である回転子位置推定値θｒｅ＾が下記の式（１３）により算出される。

そして、上記の式（１３）により算出した回転子位置推定値θｒｅ＾を用いて、下記の式（１４），（１５）により、三相電流検出値ｉｕｖｗをｄ‐ｑ軸の座標系に変換することで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＾を算出する。

ここで、回転子位置推定値θｒｅ＾を式（１４）のθに代入する。

そして、下記の式（１６）に示すように、周波数指令ｆｃｍｄの積分により出力電圧位相θｖｆを推定する。

ここで、ｆｃｍｄ＝ω／２πは周波数指令であり、ｓはラプラス演算子である。

次に、出力電圧位相θｖｆとＶ／ｆ制御軸上の回転座標系であるγ‐δ軸の電圧指令ｖγ，ｖδから固定座標軸上の電圧指令ｖα，ｖβを算出する。
なお、図１に示すように、出力電圧位相θｖｆは、固定座標α−β軸と回転座標γ−δ軸との位相差である。
また、上記の式（１）に示す数式モデルに従って固定子磁束を推定し、上記の式（１３）により回転子位置情報である回転子位置推定値θｒｅ＾が算出される。
そして、Ｕ相電流検出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗを回転子位置推定値θｒｅ＾により座標変換することで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＾が算出される。

以上説明したように、Ｖ／ｆ制御においてｄ軸方向電流を抑え、好ましくは０にすることができる。
そのため、無効電力を抑え、好ましくは０にすることができ、インバータ装置の電力効率の低下を抑え、又は防止することができる。
更には、トルク電流指令値の算出が不要であるため、簡素な制御構成とすることができる。

図７（Ａ）は、本実施形態に係るインバータ装置を適用した場合のｄ‐ｑ軸の検出電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
図７（Ｂ）は、本実施形態に係るインバータ装置を適用していない場合のｄ‐ｑ軸の検出電流波形のシミュレーション結果を示す図である。

図７（Ｂ）については、フィードバック制御を行っていない点のみが、図７（Ａ）と異なる。
なお、ＰＭＳＭ１３の定格出力は１５００ｋＷとし、これに対して４６０Ｈｚの周波数指令が出力される設定とした。

図７（Ａ）においては、定格出力時の定常状態でｄ軸方向電流ｉｄ＝０Ａである。
図７（Ｂ）においては、定格出力時の定常状態でｄ軸方向電流ｉｄ＝７５Ａである。
なお、図７（Ａ），（Ｂ）に示す電流波形については、位置センサを用いて算出したｄ‐ｑ軸の実電流である。

このように、本実施形態に係るインバータ装置によればｄ軸方向電流を抑え、好ましくは０にすることができる。
そのため、無効電力を抑え、好ましくは０にすることができ、インバータ装置の電力効率の低下を抑え、又は防止することができる、ということがシミュレーション結果においても実証されたといえる。

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、上述した構成に対して、構成要素の付加、削除又は転換を行った様々な変形例も含むものとする。

１１ 電圧指令演算部
１２ インバータ部
１２０ 座標変換器
１２１ 三相二相変換器
１２２ 二相三相変換器
１２３ ＰＷＭ回路及びインバータ
１２４ 電流検出器
１３ ＰＭＳＭ
１４ 電圧補償量指令演算部
１４０ 三相二相変換器
１４１ ＰＩ制御器
１５ 回転子位置推定部
１５０ 乗算器
１５１ 減算器
１５２ ローパスフィルタ
１５３ 位相補正器
１５４ 乗算器
１５５ 減算器
１５６ 逆正接器
１６ 加算器

Claims (3)

1. 永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置であって、
   γ軸の電圧指令及びδ軸の補正後電圧指令をα‐β軸の電圧指令に座標変換し、
   前記α‐β軸の前記電圧指令と、前記α‐β軸の電流検出値と、に基づいて回転子位置推定値を算出し、
   前記回転子位置推定値からｄ軸電流推定値を算出し、
   前記ｄ軸電流推定値をＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出し、
   δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算することで前記δ軸の補正後電圧指令を生成し、
   前記γ軸の電圧指令と前記δ軸の補正後電圧指令に基づいた前記α‐β軸の前記電圧指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成する、インバータ装置。
2. 前記回転子位置推定値が、下記の式（７）から式（１３）に基づいて算出される、インバータ装置。
   

   

   

   

   

   

   

   

   ただし、ｖα：α軸の電圧指令、ｖβ：β軸の電圧指令、ｉα：α軸の電流検出値、ｉβ：β軸の電流検出値、Ｒ：巻線抵抗値、Ｌ：モータインダクタンス値、ｓ：ラプラス演算子、ωｃ：ローパスフィルタの遮断周波数、ω：回転角周波数指令である。
3. 永久磁石同期電動機をＶ／ｆ制御により駆動するインバータ装置の制御方法であって、
   γ軸の電圧指令及びδ軸の補正後電圧指令をα‐β軸の電圧指令に座標変換すること、
   前記α‐β軸の前記電圧指令と、前記α‐β軸の電流検出値と、に基づいて回転子位置推定値を算出すること、
   前記回転子位置推定値からｄ軸電流推定値を算出すること、
   前記ｄ軸電流推定値をＰ演算、ＰＩ演算及びＰＩＤ演算のいずれか一つにより演算することで電圧補償量指令を算出すること、
   δ軸の電圧指令に前記電圧補償量指令を加算することで前記δ軸の補正後電圧指令を生成すること、及び
   前記γ軸の電圧指令と前記δ軸の補正後電圧指令に基づいた前記α‐β軸の前記電圧指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするゲート信号を生成することを含む、インバータ装置の制御方法。
   
   

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