JP6419669B2 - 電力変換装置およびそのオートチューニング法 - Google Patents

Description

本発明は、誘導モータを駆動する電力変換装置およびそのオートチューニング法に関する。

ある用途の誘導モータにおいては、例えば５Ｈｚ以下等の低速域において、高トルクを出力することが求められており、低速域におけるトルク不足を解消するために、励磁電流を増加させることが行われている。しかし、励磁電流を増加させると、磁束飽和を生じるため、ベクトル制御において、適切なモータの特性を表す数値の設定が困難である。そのため、誘導モータを駆動する電力変換装置において、磁束飽和を考慮した適切な磁束指令を設定する必要がある。

特許文献１には、誘導機の等価無負荷試験法において、負荷条件でも無負荷試験相当の励磁電流を測定できる技術、および、過電流制限にかかったときのトルク測定あるいはこのトルクを利用した電圧ブースト量を制限する制御技術等について記載されており、「インバータを使用して誘導機を起動するシステムの誘導機の一次抵抗と等価漏れインダクタンスが既知である場合の誘導機の等価無負荷試験法において、誘導機の一次電流ベクトルと一次抵抗及び等価漏れインダクタンスから、円線図法に基づいた推定演算により励磁電流成分を分離する機能を有し、負荷時でも励磁電流成分を分離可能としたことを特徴とする汎用インバータを用いた誘導機の等価無負荷試験法。」(請求項１)と記載されている。

特開平１０−２８５９９９号公報

本発明は、磁気飽和を考慮した相互インダクタンスＭのオートチューニングおよび励磁電流の指令値に関する自動設定を実現し、ベクトル制御運転で、極低速域においても高トルクを安定して実現する電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、本発明の電力変換装置のオートチューニング法の一例を挙げるならば、誘導モータを駆動する電力変換装置のオートチューニング法であって、
オートチューニングモードにおいて、前記誘導モータの電圧指令値を出力するＶ／ｆ制御部が、前記誘導モータの出力電圧／出力周波数の比率を変化させて、前記電圧指令値を数段階にわたり変化させるステップと、
電流検出手段が、数段階に変化する励磁電流を検出するステップと、
相互インダクタンス演算部が、前記電圧指令値、電流検出値および速度指令値に基づいて無効電力を演算し、無効電力から数段階に変化する誘導モータの相互インダクタンスを推定するステップと、を備えるものである。

本発明の電力変換装置の一例を挙げるならば、誘導モータを駆動する電力変換装置であって、
前記誘導モータの駆動電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導モータの速度指令値および出力電圧／出力周波数の比率に基づいて前記誘導モータの電圧指令値を出力するＶ／ｆ制御部と、
前記電圧指令値、電流検出値および速度指令値に基づいて前記誘導モータの相互インダクタンスを演算する相互インダクタンス演算部を備え、
前記相互インダクタンス演算部は、電圧指令値、電流検出値および速度指令値に基づいて無効電力を演算する無効電力演算部と、演算された無効電力から相互インダクタンスを推定する相互インダクタンス推定部とを備えるものである。

また、本発明の電力変換装置の他の一例を挙げるならば、ベクトル制御により誘導モータを駆動する電力変換装置であって、
設定した相互インダクタンス値と励磁電流値に基づいて電流指令値および二次磁束指令値を出力する磁束軸の電流・磁束指令設定部と、
前記電流指令値および二次磁束指令値に基づいて前記誘導モータの電圧指令値を出力するベクトル制御演算部とを備え、
前記磁束軸の電流・磁束指令設定部は、ベクトル制御モードにおいて、低速域では、飽和状態における相互インダクタンス値とそのときの励磁電流値を設定し、中高速域では、通常状態における相互インダクタンス値とそのときの励磁電流値を設定するものである。

本発明によれば、磁気飽和を考慮した相互インダクタンスＭのオートチューニングおよび励磁電流の指令値に関する自動設定を実現することができる。

また、これらの定数を自動的にベクトル制御系に設定することで、極低速域においても高トルクを安定して実現する電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成図。 実施例１に係る相互インダクタンス演算部の構成図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成図。 実施例２に係るＶ/f 制御部の構成図。 実施例２に係るＶ/f 制御部の出力信号特性を示す図。 実施例２に係る電圧指令値と電流検出値の特性を示す図。 実施例２に係る励磁電流の検出値と相互インダクタンスの特性を示す図。 本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成図。 従来技術を用いた場合の負荷運転特性を示す図。 実施例３に係るd軸の電流・磁束指令設定部の構成図。 実施例３を用いた場合の負荷運転特性を示す図。 本発明の実施例４に係るd軸の電流・磁束指令設定部の構成図。 本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成図。 実施例５の変形例に係る電力変換装置の構成図。 本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成図。 本発明の実施例７に係る電力変換装置の構成図。

以下、図面を用いて、本発明の実施例を詳細に説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付して、繰り返しの説明を省略する。また、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。

実施例１は、Ｖ／ｆ制御による、磁気飽和を考慮した相互インダクタンスＭの測定に関する。

図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成図を示す。
誘導モータ1は、磁束軸（d軸）成分の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸（q軸）成分の電流によりトルクを発生する。
電力変換器2は、３相交流の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に比例した電圧値を出力し、誘導モータ1の出力電圧値と回転周波数値を可変する。
直流電源2aは、電力変換器2に直流電圧を供給する。
電流検出器3は、誘導モータ1の３相の交流電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wの検出値Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcを出力する。電流検出器3は、誘導モータ1の３相の内の２相、例えば、U相とW相の線電流を検出し、Ｖ相の線電流は、交流条件（Ｉ_u＋Ｉ_v＋Ｉ_w＝0）から、Ｉ_v=−(Ｉ_u＋Ｉ_w)として求めてもよい。
座標変換部4は、３相の交流電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wの検出値Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcと位相推定値θ_dcから回転座標軸のd軸およびq軸の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcを出力する。
Ｖ/ｆ制御部5は、速度指令値ω_r ^*および誘導モータ1の出力電圧と出力周波数の比率（Ｖ／ｆ）に基づいて、d軸およびq軸の電圧指令値Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*を出力する。
座標変換部6は、電圧指令値Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*と位相推定値θ_dcから固定座標軸の３相交流の電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*を出力する。
相互インダクタンス演算部7は、d軸およびq軸の電圧指令値Ｖ_dｃ ^*，Ｖ_qｃ ^*とd軸およびq軸の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcと速度指令値ω_r ^*および誘導モータ1の漏れインダクタンスＬ_σに基づいて、誘導モータ1の相互インダクタンスＭ^∧を演算する。
位相推定演算部8は、速度指令値ω_r ^*を積分して位相推定値θ_dcを出力する。

最初に、本実施例の特徴である相互インダクタンス演算部7の基本動作について説明する。
Ｖ/ｆ制御部5では、上位から与えられる速度指令値ω_r ^*に誘導モータ1の出力電圧と出力周波数の比率（Ｖ/ｆ_gain）を乗じて、（数1）に示す演算よりq軸の電圧指令値Ｖ_qc ^*を演算している。本実施例ではd軸の電圧指令値は零を設定している。

ここでは、誘導モータ1の一次抵抗R₁による降下電圧の補償は行っていないが、場合によっては、電圧指令値Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*に前述の降下電圧を電圧バイアスとして与えるブースト動作を行ってもよい。特に、起動時から負荷トルクがかかっている場合には有効的な手段である。

図２には、本発明の特徴である相互インダクタンス演算部7の構成を示す。
相互インダクタンス演算部7は、無効電力演算部7aと相互インダクタンス推定部7bにより構成されている。
無効電力演算部7aでは、d軸およびq軸の電圧指令値Ｖ_dc ^*，Ｖ_qc ^*とd軸およびq軸の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcを用いて、（数２）により誘導モータ1の無効電力Q^{^}を演算する。

ここで、無効電力Q^{^}について説明を行う。
誘導モータ1の電圧方程式は、（数３）で表される。

ここに、Ｌ_σ：漏れインダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、Ｌ_２：２次側インダクタンス、ω_１：一次角周波数指令、φ_２ｄ：ｄ軸二次磁束、φ_２ｑ：ｑ軸二次磁束である。
（数３）を（数２）に代入し、Ｉ_d＝Ｉ_dc，Ｉ_q＝Ｉ_qc、ω_１＝ω_ｒ ^＊と置くと、無効電力Q^は、（数４）で表わすことができる。

次に、（数４）に示す無効電力Q^{^}を用いて、相互インダクタンス推定部7bでは（数５）の演算により、相互インダクタンスの推定値Ｍ^∧についての二次方程式を解いている。

以上が、相互インダクタンス演算部の基本動作である。

本実施例によれば、このように無効電力を用いることにより、無負荷の状態、有負荷の状態でも、高精度に相互インダクタンスＭを推定することができる。

実施例２は、相互インダクタンスと励磁電流のテーブルの作成に関する。

図３は、本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成図である。
実施例１では、Ｖ／ｆ制御部の出力電圧と出力周波数の比率（以下、Ｖ／ｆ比率）を固定値としたが、本実施例は、Ｖ／ｆ比率を数段階に変化させるものである。
図において、符号1〜4，6〜8は、図１のものと同一である。

図４は、Ｖ／ｆ制御部５’の構成図である。
Ｖ／ｆ制御部５’では、数段階に変化するＶ／ｆ比率（Ｖ／ｆ_ｇａｉｎ）を変数5'aに設定し、速度指令値ω_r ^*と乗算して、ｑ軸の電圧指令値Ｖ_qc ^*を出力する。また、ｄ軸の電圧指令値Ｖ_dc ^*には定数5'bに設定した零を出力する。

図５に、変数5'aの出力信号の一例を示す。ここでは、５段階に変化させた例を示している。

図６に、Ｖ／ｆ比率を５段階に変化させた場合の電圧指令値と電流検出値の特性を示す（５０％有負荷状態）。速度指令値ω_r ^*が一定値の状態で、Ｖ／ｆ比率を増加させると、ｄ軸の電流検出値Ｉ_ｄｃも増加することがわかる。
ｑ軸の電圧指令値Ｖ_qc ^*を変化させることで、間接的にｄ軸の電流検出値Ｉ_ｄｃも変化させることができるのである。
ここで、ｑ軸の電流検出値Ｉ_ｑｃは減少しているが、これはｄ軸の電流Ｉ_ｄの増加に伴い、ｄ軸の二次磁束φ_２ｄも増加していることが理由である。
つまり、トルクは一定なので、ｄ軸の二次磁束φ_２ｄが増加している分、ｑ軸の電流検出値Ｉ_ｑｃは減少している。

相互インダクタンス演算部７には、数段階（本実施例では５段階）に変化したｑ軸の電圧指令値Ｖ_qc ^*とｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcが入力される。
ここでは、それら信号を用いて、数段階に変化する相互インダクタンスの推定値Ｍ^∧が演算される。

つぎに、相互インダクタンス/励磁電流テーブル部9には、前記の数段階に変化した相互インダクタンスの推定値Ｍ^∧とその時の演算に用いたｄ軸の電流検出値Ｉ_dcが入力され、相互インダクタンスと励磁電流（ｄ軸の電流検出値）に関してのテーブルを作成する。

図７に、相互インダクタンスと励磁電流に関してのテーブルの一例を示す。
横軸に励磁電流（ｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ）、縦軸には相互インダクタンス値（推定値Ｍ^∧）を表示している。相互インダクタンスと励磁電流の組み合わせとして、（Ｍ_１，Ｉ_ｄ１）、（Ｍ_２，Ｉ_ｄ２）等の値を有する。
なお、テーブルに変えて、相互インダクタンスと励磁電流との近似的な関係を表す数式を作成するようにしても良い。

本実施例によれば、このような構成を取ることにより、相互インダクタンスと励磁電流に関しての非線形特性を取得することができる。

図８は、本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成図である。
実施例１は相互インダクタンスＭの推定に、実施例２は相互インダクタンスＭと励磁電流のテーブルの作成に関するものであったが、実施例３は、実施例２で作成したテーブルを速度センサレスベクトル制御による電力変換装置に適用したものである。

図８において、符号1〜4，6，8は、図１のものと同一である。
速度推定演算部10は、q軸の電圧指令値Ｖ_qc ^***とq軸の電流検出値Ｉ_qcと出力周波数値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気定数（R₁，R₂´）とd軸の電流・磁束指令設定部13のd軸の二次磁束指令値φ_2d ^*に基づいて、誘導モータ1の速度推定値ω_r ^{^}を出力する。
すべり周波数演算部11は、d軸およびq軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*とd軸の電流・磁束指令設定部13の出力である二次時定数の設定値T₂ ^*に基づいて、誘導モータ１のすべり周波数指令値ω_s ^*を出力する。
加算部12は、速度推定値ω_r ^{^}とすべり周波数指令値ω_s ^*の加算値である出力周波数値ω₁ ^*を出力する。
d軸の電流・磁束指令設定部13は、実施例２で作成した相互インダクタンスMと励磁電流のテーブルから、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*とd軸の二次磁束指令値φ_2d ^*および二次時定数の設定値T₂ ^*を出力する。
速度制御演算部14は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω_r ^{^}の偏差(ω_r ^*−ω_r ^{^})からq軸の電流指令値Ｉ_q ^*を出力する。
ベクトル制御演算部15は、誘導モータ1の電気定数(R₁，Ｌ_σ)とd軸の電流・磁束指令設定部13の出力であるd軸の二次磁束指令値φ_2d ^*と電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*および出力周波数値ω₁ ^*に基づいて、d軸およびq軸の電圧基準値Ｖ_dc ^**，Ｖ_qc ^**を出力する。
d軸の電流制御演算部16は、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と電流検出値Ｉ_dcとの偏差(Ｉ_d ^*−Ｉ_dc)からd軸の電圧補正値ΔＶ_d ^*を出力する。
q軸の電流制御演算部17は、q軸の電流指令値Ｉ_q ^*と電流検出値Ｉ_qcとの偏差(Ｉ_q ^*−Ｉ_qc)からq軸の電圧補正値ΔＶ_q ^*を出力する。
加算部18は、d軸の電圧基準値Ｖ_dc ^**とd軸の電圧補正値ΔＶ_d ^*との加算値である電圧指令値Ｖ_dc ^***を出力する。
加算部19は、q軸の電圧基準値Ｖ_qc ^**とq軸の電圧補正値ΔＶ_q ^*との加算値である電圧指令値Ｖ_qc ^***を出力する。

最初に、本実施例の特徴であるd軸の電流・磁束指令設定部13（実施例２）を用いない場合の速度センサレス制御方式の基本動作について説明する。
d軸の電流・磁束指令設定部13（従来）では、誘導モータ1のd軸の二次磁束値φ_2dを発生させるために必要な電流指令値Ｉ_d ^*を出力する（通常のＶ/f 比率で測定した励磁電流値と相互インダクタンスMを使用する）。
また、速度制御演算部14において、速度指令値ω_r ^*に速度推定値ω_r ^{^}が一致あるいは近づくように、q軸の電流指令値Ｉ_q ^*を演算する。
ベクトル制御演算部15では、d軸およびq軸の電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と誘導モータ1の電気定数（R₁，Ｌ_σ，M，L₂）とd軸の二次磁束指令値φ_2d ^*および出力周波数値ω₁ ^*を用いて、（数6）に示す電圧基準値Ｖ_dc ^**，Ｖ_qc ^**を演算する。

ここに、T_ACR：電流制御遅れ時定数である。
d軸の電流制御演算部16には、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と電流検出値Ｉ_dcが入力される。q軸の電流制御演算部17には、q軸の電流指令値Ｉ_q ^*と電流検出値Ｉ_qcが入力される。
ここでは、（数7）に従い、電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に、各成分の電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcが追従するように（比例＋積分）演算を行い、d軸およびq軸の電圧補正値ΔＶ_d ^*，ΔＶ_q ^*を出力する。

ここに、
K_pdACR：d軸の電流制御の比例ゲイン、K_idACR：d軸の電流制御の積分ゲイン、
K_pqACR：q軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqACR：q軸の電流制御の積分ゲイン。
さらに、加算部18，19 において、（数8）に示す電圧指令値Ｖ_dc ^**，Ｖ_qc ^**を演算し、電力変換器2の出力電圧を制御する。

また、速度推定演算部10では、（数9）により誘導モータ1の速度を推定する。この速度推定演算は、外乱オブザーバにより、q軸の誘起電圧値を推定し、磁束係数で除算することにより速度推定値ω_r ^{^}を算出している。

ここに、R₂´：二次抵抗値の一次側換算値、T_obs：外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数。
また、すべり周波数演算部11では、（数10)に従い、誘導モータ1のすべり周波数指令値ω_s ^*を演算している。

ここに、T₂*：二次時定数の設定値。
更に加算部12では、速度推定値ω_r ^{^}とすべり周波数指令値ω_s ^*を用いて、（数11）に示す出力周波数値ω₁ ^*を演算する。

位相推定演算部8では、（数12）に従い、誘導モータ1の磁束軸の位相θ_dcを推定している。

磁束軸の位相θ_dの推定値である位相推定値θ_dcを制御の基準に、センサレス制御演算を実行している。
以上が基本動作である。

ここからは、本実施例の特徴であるd軸の電流・磁束指令設定部13（実施例2）を活用した場合の制御特性について述べる。

d軸の電流・磁束指令設定部13の効果を説明するため、最初に、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と二次磁束指令値φ_2d ^*を通常値（通常のＶ/f 比率で測定した励磁電流値と相互インダクタンスM）に設定した場合の制御特性をについて説明する。

図９に、センサレス制御に設定する抵抗値に10%以上の誤差を与えた場合の負荷運転特性（シミュレーション結果）を示す。
誘導モータ1を0.3Hz（基底周波数の1/100）で速度制御を行った状態で、A点からB点までランプ状の負荷トルクを200%まで与えている。実速度値ω_rは速度指令値ω_r ^*よりも低下し、図中に示すB点以降では速度偏差Δω_rが大きくなり不安定となってしまう。つまり、極低速域では速度制御特性が劣化する問題があった。

ここで、本実施例の特徴であるd軸の電流・磁束指令設定部13（実施例2）を用いれば、この速度制御特性を改善することができる。以下、これについて説明を行う。

図１０に、実施例に係るd軸の電流・磁束指令設定部13（実施例２を活用）のブロック示す。
d軸の電流・磁束指令設定部13は、基本的には、速度指令値ω_r ^*の大きさに応じて、
(1)d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と二次磁束指令値φ_2d ^*を切替えて出力する、
(2)二次時定数の設定値T₂ ^*を切替えて出力する。
具体的には、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*用の切替スイッチ13aでは、
速度指令値ω_r ^*が基底周波数の10%未満の場合は、磁束飽和時のＩ_d2を選択、
速度指令値ω_r ^*が基底周波数の10%以上の場合は、磁束通常時のＩ_d1を選択。
これらは、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*として出力される。
二次磁束指令値φ_2d ^*用の切替スイッチ13bでは、
速度指令値ω_r ^*が基底周波数の10%未満の場合は、磁束飽和時のM₂を選択、
速度指令値ω_r ^*が基底周波数の10%以上の場合は、磁束通常時のM₁を選択。
これらは、相互インダクタンスの設定値M^*として出力される。

また、相互インダクタンスの設定値M^*は、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と乗算され、誘導モータ1の二次時定数の設定値T₂ ^*のゲインを持つローパスフィルタ13dに通してから、二次磁束指令値φ_2d ^*として出力される。
さらに、相互インダクタンスの設定値M^*はブロック13cに入力され、（数13）により変換して二次時定数の設定値T₂ ^*が出力される。

なお、本実施例では、切替スイッチ13a, 13b の切替レベル値を、基底周波数の10%としたが、5%，20%でも良く、任意に設定すれば良い。

ここで、図１０の内部で設定する定数（Ｉ_d1, Ｉ_d2, M₁, M₂）は実施例２における相互インダクタンスと励磁電流テーブルから選んで設定している。
例えば、磁束通常（通常のＶ/f比率で測定した）時の励磁電流値と相互インダクタンス値をＩ_d1, M₁として、磁束飽和時の励磁電流値と相互インダクタンス値をＩ_d2, M₂とすればよい。

例えば、図７に示す励磁電流と相互インダクタンスの特性において、磁束通常時は(1)のデータ（Ｉ_d1, M₁）を、磁束飽和時は(4)のデータ（Ｉ_d2, M₂）を選択する。つまり、低速域では磁束飽和領域（(4)のデータ使用）で駆動することにより、磁束変動に関係する速度推定の誤差を極力小さくすることで、速度制御系の安定化を図る。

本実施例による負荷運転特性のシミュレーション結果を図１１に示す。この図において、図９に用いた負荷条件を設定している。図９と図１１に開示した負荷特性の結果を比較すれば、本実施例の特徴であるd軸の電流・磁束指令設定部13を用いた制御の場合、誘導モータ1の実速度値ω_rの定常的な速度偏差が減少すること、また、速度制御系が安定であることがわかる。
本実施例のd軸の電流・磁束指令設定部13を用いることにより、極低速域においても高トルクを安定して実現することができる。

図１２は、本発明の実施例４に係るd軸の電流・磁束指令設定部13の構成図である。
実施例３では、d軸の電流・磁束指令設定部13に設定するd軸の電流指令値Ｉ_d ^*と相互インダクタンスM^*は、磁束通常時（Ｉ_d1, M₁）と磁束飽和時（Ｉ_d2, M₂）を１セットずつ設定していたが、本実施例では２セット設定する。

図において、符号13a〜13dは図１０のものと同一である。
d軸の電流・磁束指令設定部13'は、磁束通常時（Ｉ_d1, M₁）と磁束飽和時（Ｉ_d2, M₂）の１セットと、磁束通常時（Ｉ_d3, M₃）と磁束飽和時（Ｉ_d4, M₄）の１セットで、合計２セット設定する。
例えば、
１セット目では、通常時に図７の(1)のデータ、および磁束飽和時に図７の(4)のデータ、
２セット目では、通常時に図７の(2)のデータ、および磁束飽和時に図７の(5)のデータ
の２セットの励磁電流と相互インダクタンスの値を設定する。
d軸の電流・磁束指令設定部13’では、最初に、１セット目に設定して実運転を行い、その結果、トルク不足状態や過電流トリップに陥った場合は、次の演算タイミングで、自動的に２セット目に設定変更する。
このような構成にすることで、最適なd軸の電流指令値Ｉ_d ^*と二次磁束指令値φ_2d ^*を設定することができる。

また、本実施例では、d軸の電流・磁束指令設定部13’に、第一の設定値および第二の設定値である２セットの設定値を用いて制御する方式について説明したが、３つ以上の設定値を用いて設定変更してもよい。

本実施例によれば、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と二次磁束指令値φ_2d ^*を複数個設けることにより、どのような負荷トルク状態（トルクの大きさや傾き）でも安定で高精度な速度制御を実現することができる。

図１３は、本発明の実施例５に係る電力変換器の構成図である。
本実施例は、誘導モータの駆動システムに、実施例４を適用したものである。
図において、構成要素の符号1〜4，6，8, 10〜13', 14〜19は、図８および図１２のものと同一である。

図１３の構成要素である誘導モータ1は、電力変換装置20により駆動される。電力変換装置20には、図８および図１２の符号4，6，8, 10〜13', 14〜19 がソフトウェアー、2および2aはハードウェアーとして実装されている。
電力変換装置20のデジタル・オペレータ20b、パーソナル・コンピュータ21、タブレット22、スマートフォン23 などの上位装置により、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*と二次磁束指令値φ_2d ^*の値（（Ｉ_d1, M₁）,（Ｉ_d2, M₂）,（Ｉ_d3, M₃）,（Ｉ_d4, M₄））を設定できるようにしてもよい。

本実施例の誘導モータの駆動システムにより、高精度な速度制御特性を実現することができる。

ここまでの実施例３から実施例５においては、電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcから、電圧補正値ΔＶ_d ^*，ΔＶ_q ^*を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する（数8）に示す演算を行ったが、電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcから、ベクトル制御演算に使用する（数14）に示す中間的な電流指令値Ｉ_d ^**，Ｉ_q ^**を作成し、この電流指令値と、出力周波数値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気定数を用いて、（数15）に従い電圧指令値Ｖ_dc ^****，Ｖ_qc ^****を演算するベクトル制御方式や、

ここに、K_pdACR1：d軸の電流制御の比例ゲイン、K_idACR1：d軸の電流制御の積分ゲイン、K_pqACR1：q軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqACR1：q軸の電流制御の積分ゲイン。

ここに、T_d：d軸の電気時定数（L_d/R）、T_q：q軸の電気時定数（L_q/R）。
また、電流指令値Ｉ_d ^*、Ｉ_q ^*に電流検出値Ｉ_dc，Ｉ_qcから、ベクトル制御演算に使用するd軸の比例演算成分の電圧補正値ΔＶ_{d_p} ^*，d軸の積分演算成分の電圧補正値ΔＶ_{d_i} ^*，q軸の比例演算成分の電圧補正値ΔＶ_{q_p} ^*，q軸の積分演算成分の電圧補正値ΔＶ_{q_i} ^* を（数16）により演算し、

これらの電圧補正値と、出力周波数値ω₁ ^*および誘導モータ1の電気定数を用いて、(数17)に従い電圧指令値Ｖ_dc ^*****，Ｖ_qc ^*****を演算するベクトル制御方式や、

また、d軸の電流指令値Ｉ_d ^*およびq軸の電流検出値Ｉ_qcの一次遅れ信号Ｉ_qctdおよび速度指令値ω_r ^*および誘導モータ1の電気定数を用いて、（数18）に示す出力周波数指令値ω₁ ^**と(数19)に示す電圧指令値Ｖ_dc ^******，Ｖ_qc ^****** を演算する制御方式にも適用することができる。

また、ここまでの実施例３から実施例５においては、速度推定演算部10では、（数9）に従い速度推定値を演算していたが、q軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式としても良い。
この場合、（数20）に示すように速度推定値ω_r ^{^^}を演算する。

ここに、K_pqACR2：電流制御の比例ゲイン、K_iqACR2：電流制御の積分ゲイン。

さらに、ここまでの実施例３から実施例５においては、速度推定演算部10において、(数9)に従い速度推定値を演算したが、図１４に開示したように、誘導モータ1に速度検出用エンコーダ24を取りつけ、エンコーダ信号から速度検出値を演算する方式としても良い。
図１４の場合には、誘導モータ1に速度検出用のエンコーダ24を取りつけ、実施例３に開示した速度推定演算部10の代わりに速度検出演算部10'を設けることにより、誘導モータ1の実速度値(速度検出値)ω_rdを正確に検出することが可能である。

図１５は、本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成図である。
実施例３と異なる点は、上位装置から速度指令値ω_r ^*ではなく出力周波数ω_1r ^*が指令値として与えられている点である。出力周波数指令値ω_1r ^*からすべり周波数指令値ω_s ^*を減算部25で減算し、速度指令値ω_r ^*を出力する。

図１４に開示したように、速度推定演算部10の代わりに速度検出演算部10'を設けることにより、誘導モータ1の速度推定値ω_r ^{^}の代替として速度検出値ω_rdを演算する方式でも良い。

図１６は、本発明の実施例７に係る電力変換装置の構成図である。
実施例３と異なる点は、上位装置から速度指令値ω_r ^*ではなく出力周波数ω_1r ^*を指令値として与え、出力周波数指令値ω_1r ^*から出力周波数値ω₁ ^*を減算部26で減算し、速度制御演算部の入力信号としている点である。

図１４に開示したように、速度推定演算部10の代わりに速度検出演算部10'を設けることにより、誘導モータ1の速度推定値ω_r ^{^}の代替として速度検出値ω_rdを演算する方式でも良い。

本発明の電力変換装置によれば、極低速域においても高トルクを安定して出力することができるため、一般の誘導モータの駆動に限らず、エレベータ駆動用モータ、車載駆動用モータ（建設機械用）、ホイスト・クレーン用モータなどにも用いることができる。

1…誘導モータ，2…電力変換器，2a…直流電源，3…電流検出器，4…座標変換部，5, 5'…Ｖ/f制御部，6…座標変換部，7…相互インダクタンス演算部，7a…無効電力演算部，7b…相互インダクタンス推定部，8…位相推定演算部，9…相互インダクタンス/励磁電流テーブル部，10…速度推定演算部，11…すべり周波数演算部，12…加算部，13…d軸の電流・磁束指令設定部，14…速度制御演算部，15…ベクトル制御演算部，16…d軸電流制御演算部，17…q軸電流制御演算部，18，19…加算部，20…電力変換装置，20a…電力変換装置の中身，20b…電力変換装置のパネル部分，21…パーソナル・コンピュータ，22…タブレット，23…スマートフォン，24…速度検出用エンコーダ，25, 26…減算部，
M^{^}…相互インダクタンスの推定値，Q^…無効電力の推定値，Ｉ_d ^*…d軸電流指令値，Ｉ_q ^*…q軸電流指令値，ω_r…誘導モータ1の速度，ω_r ^{^}…速度推定値，ω_rd…速度検出値，ω_s…誘導モータ1のすべり，ω_s ^*…すべり周波数指令値，ω_1r ^*…出力周波数指令値，ω_1r…出力周波数値，ω₁ ^*…誘導モータ1の出力周波数値，θ_dc…位相推定値，ω_r ^*…速度指令値，Ｖ_dc ^*…d軸の電圧指令の基準値，Ｖ_qc ^*…q軸の電圧指令の基準値，Ｖ_dc ^**，Ｖ_dc ^***，Ｖ_dc ^****，Ｖ_dc ^*****…d軸の電圧指令値，Ｖ_qc ^**，Ｖ_qc ^***，Ｖ_qc ^****，Ｖ_qc ^*****…q軸の電圧指令値。

Claims (10)

1. 誘導モータを駆動する電力変換装置のオートチューニング法であって、
   オートチューニングモードにおいて、
   前記誘導モータの電圧指令値を出力するＶ／ｆ制御部が、前記誘導モータの出力電圧／出力周波数の比率を変化させて、前記電圧指令値を数段階にわたり変化させるステップと、
   電流検出手段が、数段階に変化する励磁電流を検出するステップと、
   相互インダクタンス演算部が、前記電圧指令値、電流検出値および速度指令値に基づいて無効電力を演算し、無効電力から数段階に変化する誘導モータの相互インダクタンスを推定するステップと、
   を備える電力変換装置のオートチューニング法。
2. 請求項１に記載の電力変換装置のオートチューニング法において、更に、
   ベクトル制御モードにおいて、
   磁束軸の電流・磁束指令設定部が、オートチューニングモードにおいて測定した相互インダクタンス値と励磁電流値に基づいて電流指令値および二次磁束指令値を出力するステップと、
   ベクトル制御演算部が、前記電流指令値および二次磁束指令値に基づいて前記誘導モータの電圧指令値を出力するステップとを備え、
   前記電流指令値および二次磁束指令値を出力するステップにおいて、前記磁束軸の電流・磁束指令設定部は、低速域では、飽和状態における相互インダクタンス値とそのときの励磁電流値を設定し、中高速域では、通常状態における相互インダクタンス値とそのときの励磁電流値を設定することを特徴とする電力変換装置のオートチューニング法。
3. 請求項２に記載の電力変換装置のオートチューニング法において、
   前記電流指令値および二次磁束指令値を出力するステップにおいて、前記磁束軸の電流・磁束指令設定部は、低速域と中高速域の少なくともどちらか一方において、前記励磁電流値と前記相互インダクタンス値を２つ以上設定可能とし、１つ目に設定した値でトルク不足状態や過電流トリップ状態に陥った場合は、次に設定した値に設定変更することを特徴とする電力変換装置のオートチューニング法。
4. 誘導モータを駆動する電力変換装置であって、
   前記誘導モータの駆動電流を検出する電流検出手段と、
   前記誘導モータの速度指令値および出力電圧／出力周波数の比率に基づいて前記誘導モータの電圧指令値を出力するＶ／ｆ制御部と、
   前記電圧指令値、電流検出値および速度指令値に基づいて前記誘導モータの相互インダクタンスを演算する相互インダクタンス演算部を備え、
   前記相互インダクタンス演算部は、
   電圧指令値、電流検出値および速度指令値に基づいて無効電力を演算する無効電力演算部と、
   演算された無効電力から相互インダクタンスを推定する相互インダクタンス推定部とを備えることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、更に、
   相互インダクタンス／励磁電流テーブル部を備え、
   前記Ｖ／ｆ制御部は、出力電圧／出力周波数の比率を変化させて、前記電圧指令値を数段階にわたり変化させ、
   前記電流検出手段は、数段階に変化する励磁電流を測定し、
   前記相互インダクタンス演算部は、数段階に変化する相互インダクタンス値を推定し、
   前記相互インダクタンス／例示電流テーブル部は、数段階に変化する励磁電流値と相互インダクタンス値に関するテーブルを作成することを特徴とする電力変換装置。
6. ベクトル制御により誘導モータを駆動する電力変換装置であって、
   設定した相互インダクタンス値と励磁電流値に基づいて電流指令値および二次磁束指令値を出力する磁束軸の電流・磁束指令設定部と、
   前記電流指令値および二次磁束指令値に基づいて前記誘導モータの電圧指令値を出力するベクトル制御演算部とを備え、
   前記磁束軸の電流・磁束指令設定部は、
   ベクトル制御モードにおいて、低速域では、飽和状態における相互インダクタンス値とそのときの励磁電流値を設定し、中高速域では、通常状態における相互インダクタンス値とそのときの励磁電流値を設定することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置において、
   前記飽和状態とは、誘導モータの励磁電流が定格の励磁電流値以上であることであり、前記通常状態とは、Ｖ/ｆ制御で駆動する際における電圧/周波数の比率において、周波数の基底値で計算した電圧/周波数で測定した励磁電流値であることを特徴する電力変換装置。
8. 請求項６に記載の電力変換装置において、
   前記低速域とは速度指令値あるいは周波数指令値が基底値の所定の比率未満であり、前記中高速域とは速度指令値あるいは周波数指令値が基底値の所定の比率以上であることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項６乃至８の何れか１項に記載の電力変換装置において、
   設定する相互インダクタンス値および励磁電流値は、請求項５に記載の前記相互インダクタンス／励磁電流テーブル部に基づいて設定されることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項６乃至８の何れか１項に記載の電力変換装置において、
    設定する相互インダクタンス値あるいは励磁電流値は、電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータ内部メモリに設定し、デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器を接続して設定・変更可能としたことを特徴とする電力変換装置。

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