JP6697678B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器により速度検出器を用いずに誘導電動機を可変速制御するための制御装置に関し、詳しくは、フリーラン状態にある誘導電動機を再起動する場合に、特に低速域における誘導電動機の回転速度を推定する技術に関するものである。

速度検出器を用いずに誘導電動機を駆動する、いわゆるセンサレスベクトル制御は、電動機の小型化の要求や、ロータリーエンコーダのメンテナンス性を考慮する用途に広く用いられている。このセンサレスベクトル制御において、フリーラン状態の誘導電動機を再起動する場合には、起動時のトルクショックを少なくするために、最初に回転速度を推定することが望ましい。

ここで、出願人は、誘導電動機が低速でフリーラン状態となっている場合に再起動する際の回転速度推定技術として、既に特許出願を行っている（特願２０１５−１６６００号）。
この先願発明では、フリーラン状態の誘導電動機に直流電流を流した時の誘起電圧から一次抵抗による電圧降下分を差し引いた値を積分して二次磁束を推定すると共に、二次磁束（ｑ軸成分）推定値の２回微分値を用いて回転速度を推定する。誘導電動機を駆動するインバータの動作開始直後の二次磁束推定値の２回微分値には、回転速度に比例する成分が含まれているので、上記２回微分値を励磁インダクタンス、二次時定数の逆数、励磁電流の乗算結果によって除算することにより、回転速度を推定することができる。

なお、上記先願発明は、特許文献１に記載された、誘導電動機の回転速度推定技術の問題点を解決したものである。
すなわち、特許文献１では、誘導電動機のd軸上に直流電流を流した時の二次磁束Φ_２が、直流電流の値、直流電流の通流開始時時刻からの経過時間、誘導電動機の二次時定数、相互インダクタンス、及び回転速度等からなる所定の数式により表され、この二次磁束が描く円軌跡の回転角周波数が誘導電動機の回転速度に一致することに着目して回転速度を推定している。

しかし、この特許文献１に係る推定技術では、誘導電動機が極めて低速で回転している場合に二次磁束の円軌跡が得られるまでの時間が長期化する。このため、誘導電動機に直流電流を流したまま時間が経過することにより、回転速度に比例したブレーキトルクが発生するという問題があった。
前述した先願発明は、誘導電動機に直流電流を流す時間を短縮して特許文献１における問題を解決したものである。

更に、先願発明と同様に、低速でフリーラン状態となっている誘導電動機の回転速度推定技術として、特許文献２に記載された発明が知られている。
この従来技術は、誘導電動機に流れる電流から演算した固定子座標系のβ軸電流を積分し、誘導電動機の回路時定数で決まる周波数より低い周波数成分をローパスフィルタ等により抽出すると共に、抽出した低周波数成分の逆数に基づいてフリーラン状態にある誘導電動機の回転速度等を含む回転状態を検出するものである。

特許第３５３５７３５号公報（段落［００１９］、図１等） 特許第４５６２０６８号公報（段落［００１０］〜［００２７］、図１，図２等）

前述した先願発明では、インバータの動作開始直後の二次磁束の微分値を用いることにより、特許文献１が有する問題を解決することができる。
しかし、インバータの動作開始直後の期間は、誘導電動機に通流される直流電流の立ち上がり期間に相当するため、直流電流が電流指令値に収束していない状態のインバータの出力電圧には、振動成分等の誤差が含まれる可能性がある。また、誘導電動機への直流電流の通流直後のインバータの出力電圧には、インバータを構成する半導体素子のオン電圧誤差に相当する電圧が含まれる場合もある。

このため、場合によっては、観測された二次磁束推定値から２回微分値を演算するタイミングを遅らせることが必要である。あるいは、インバータの出力電圧に含まれるリプル成分の影響を回避するために、リプル成分の周期以上にわたり、２回微分値を観測し続けてリプルを平滑化する必要がある。

しかしながら、上記のように２回微分値を演算するタイミングを遅延させる処理やリプルの平滑化処理を行うと、先願発明では初期速度推定値に誤差が生じるおそれがある。また、フリーラン状態の回転速度が低速であっても極低速より大きい場合には、先願発明がインバータの動作開始直後の二次磁束推定値を用いることを前提にしているので、初期速度推定値に誤差が生じる等の問題がある。

更に、特許文献２に記載された従来技術でも、β軸電流の積分値から低周波数成分を抽出することが不可欠であるため、演算タイミングの遅延処理やリプルの平滑化処理が必要になり、先願発明と同様の問題を生じていた。

そこで、本発明の解決課題は、フリーラン状態にある誘導電動機の回転速度を誤差なく高精度に推定可能とした誘導電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して誘導電動機に供給する電力変換器と、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
前記相電流の検出値が電流指令値に一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
前記電力変換器の出力電圧のｑ軸成分と前記誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分との差に基づいて前記誘導電動機の二次磁束のｑ軸成分の微分値を演算する磁束微分値演算手段と、
前記誘導電動機のフリーラン時における前記誘導電動機への直流電流の通流開始時刻から一定期間、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値の傾きを演算する傾き演算手段と、
前記傾きを逐次平均化して傾き平均値を演算する平均値演算手段と、
前記傾き平均値を、前記誘導電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して第１の速度推定値を演算する手段と、
前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算開始時刻までの第１の時間と前記第１の速度推定値とを乗算して第１の角度を求めると共に、前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算終了時刻までの第２の時間と前記第１の速度推定値とを乗算して第２の角度を求める手段と、
前記第２の角度から前記第１の角度を減算した値を、前記第２の角度のｓｉｎ成分と前記第１の角度のｓｉｎ成分との差により除算して補償係数を求め、前記補償係数を用いて前記第１の速度推定値を補正することにより前記誘導電動機の初期速度推定値を求める手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して誘導電動機に供給する電力変換器と、
前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
前記相電流の検出値が電流指令値に一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
前記電力変換器の出力電圧のｑ軸成分と前記誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分との差に基づいて前記誘導電動機の二次磁束のｑ軸成分の微分値を演算する磁束微分値演算手段と、
前記誘導電動機のフリーラン時における前記誘導電動機への直流電流の通流開始時刻から一定期間、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値の傾きを演算する傾き演算手段と、
前記傾きを逐次平均化して傾き平均値を演算する平均値演算手段と、
前記傾き平均値を、前記誘導電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して第１の速度推定値を演算する手段と、
前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算開始時刻までの第１の時間と前記第１の速度推定値を初期値とする変数とを乗算して第１の角度を求めると共に、前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算終了時刻までの第２の時間と前記変数とを乗算して第２の角度を求める手段と、
前記第２の時間と前記第１の時間との差と前記第１の速度推定値との乗算結果と、前記第２の角度のｓｉｎ成分から前記第１の角度のｓｉｎ成分を減算した値と、の差を求める速度偏差関数を生成し、前記変数を逐次更新しながら求めた前記速度偏差関数の絶対値が所定値を下回った時の前記変数を前記誘導電動機の初期速度推定値とする手段と、を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した誘導電動機の制御装置において、前記誘導電動機の二次インダクタンスを励磁インダクタンスにより除算した値と、前記電力変換器の出力電圧のｑ軸成分と前記誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分との差と、を乗算した値を、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値として用いるものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した誘導電動機の制御装置において、前記誘導電動機の二次時定数の逆数と前記通流開始時刻からの経過時間との積を累乗数とする指数関数と、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値との乗算結果を、前記傾き演算手段への入力としたものである。

請求項１に係る発明では、二次磁束の２回微分値に相当する傾きを所定期間、サンプリングして平均化し、かつ、ｓｉｎ関数を用いた比較的簡単な補償係数によって第１の速度推定値を補正することにより初期速度を推定している。このため、従来のように二次磁束のサンプリング期間は電力変換器の動作開始直後でなければならないという制約なしに、フリーラン状態における誘導電動機の初期速度を推定することができる。また、電力変換器の出力電圧に誤差やリプルが重畳しているような場合でも、精度良く初期速度を推定することができる。

請求項２に係る発明によれば、請求項１に係る発明に比べてサンプリングの開始時刻や終了時刻の影響を受けづらく、より高精度に初期速度を推定することができる。
また、請求項３に係る発明では、二次磁束のｑ軸成分の微分値を求める演算を簡略化することができる。
更に、請求項４に係る発明では、二次時定数が短い誘導電動機に対しても高精度に初期速度を推定することができる。

本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成図である。 図１における傾き演算手段への入力信号のサンプリング処理の説明図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成図である。 図３の初期速度演算手段による演算処理を示すフローチャートである。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成図である。この制御装置は、電力変換器としてのインバータ２０、電流検出手段３０、電圧検出手段４０、電流調節手段５０、二相／三相変換手段６０、三相／二相変換手段７０，８０、磁束微分値演算手段９０、指数関数演算手段１００、タイミング生成手段１１０、傾き演算手段１２０、データ保存手段１３０、平均値演算手段１４０、補償項演算手段１５０、初期速度演算手段１６０、減算手段１１ｄ，１１ｑ、及び乗算手段１２を備えている。なお、インバータ２０は、直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して誘導電動機１０に供給するものである。

電流調節手段５０は、減算手段１１ｄ，１１ｑから出力される、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差が、何れも０になるように比例積分（ＰＩ）調節演算を行い、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を出力する。
これらのｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、二相／三相変換手段６０に入力されている。

本実施形態では、誘導電動機１０がフリーラン状態であること前提としているので、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊には所定の正の直流値を与え、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊には０を与える。
なお、電流調節手段５０を構成する比例積分調節器には、誘導電動機１０の二次磁束に比べて十分に早い時定数でｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊にｄ軸電流ｉ_ｄが追従できるようなゲインを与える。

二相／三相変換手段６０は、通常の運転では、インバータ２０の出力周波数（誘導電動機１０の一次周波数）に同期して回転座標系から固定座標系への座標変換を行うものであるが、この実施形態では、インバータ２０から誘導電動機１０に直流電流を通流させるため、インバータ２０の出力周波数は０［Ｈｚ］であるとする。

インバータ２０は、二相／三相変換手段６０から出力された各相の電圧指令値に従ってＰＷＭ制御を行い、三相交流電圧を誘導電動機１０に印加する。
電流検出手段３０は、誘導電動機１０の相電流を検出し、三相／二相変換手段７０に出力する。また、電圧検出手段３０は、インバータ２０の出力電圧を検出し、三相／二相変換手段８０に出力する。なお、インバータ２０の出力電圧は、電圧検出器を用いて実際に測定しても良いし、電圧指令値から推定しても良い。
三相／二相変換手段７０，８０は、通常の運転では、固定座標系から回転座標系への座標変換を行うものであるが、この実施形態では、インバータ２０の出力周波数を０［Ｈｚ］に固定した状態で動作する。

磁束微分値演算手段９０は、通常の運転では、三相／二相変換手段７０から出力されるｑ軸電流ｉ_ｑ、三相／二相変換手段８０から出力されるｑ軸電圧ｖ_ｑ、誘導電動機１０の二次インダクタンスＬ_ｒ、励磁インダクタンスＭ、及び一次抵抗Ｒ_ｓを用いて、数式１の演算により二次磁束のｑ軸成分Φ_ｑの微分値を求めている。

この実施形態では、誘導電動機１０に直流電流を通流するため、誘導電動機１０の一次周波数は０［Ｈｚ］である。この場合のｑ軸の電圧方程式は、誘導電動機１０のもれ係数σ、一次インダクタンスＬ_ｓを用いて、数式２のように表される。

ここで、誘導電動機１０に流れる電流（直流）の微分値が無視できるものとすると、数式１は、数式２に基づいて二次磁束のｑ軸成分Φ_ｑの微分値に相当する値を求めたものであることが分かる。

指数関数演算手段１００は、インバータ２０が動作を開始した時刻（直流電流の通流開始時刻）からの経過時間ｔと誘導電動機１０の二次時定数Ｔ_２の逆数（Ｒ_ｒ／Ｌ_ｒ）とを入力として、数式３に示す指数関数を演算する。

そして、数式３の指数関数と磁束微分値演算手段９０の出力とを乗算手段１２により乗算し、その結果を傾き演算手段１２０に入力する。

タイミング生成手段１１０は、傾き演算手段１２０、データ保存手段１３０、平均値演算手段１４０の動作開始及び動作終了を知らせるタイミング信号を供給している。また、タイミング生成手段１１０は、補償項演算手段１５０に対してサンプリングの開始時刻及び終了時刻を供給している。なお、サンプリングの開始時刻は、直流電流の通流開始時刻から所定の時間を経過した時刻ｔ_１であり、サンプリングの終了時刻は時刻ｔ_１から所定の時間を経過した時刻ｔ_２である。

傾き演算手段１２０は、タイミング生成手段１１０から動作開始のタイミング信号（サンプリング開始信号）が入力されると、図２に示すように、乗算手段１２から入力された値を一定のサンプリング周期Ｔ_Ｓ［ｓ］でサンプリングし、今回値と前回値との差分をＴ_Ｓ［ｓ］により除算して傾きデータを演算する。この傾きデータは、データ保存手段１３０に入力され、データ保存手段１３０は、サンプリング周期Ｔ_Ｓで出力される傾きデータを逐次保存する。
上述した傾きデータの演算処理及びデータ保存処理は、タイミング生成手段１１０が、図２の時刻ｔ_２を経過することにより動作終了を示すタイミング信号を出力するまで実行される。

平均値演算手段１４０は、傾きデータに含まれるリプルを平滑化する目的で設けられている。
時刻ｔ_２を経過すると、タイミング生成手段１１０からのタイミング信号を受けて、平均値演算手段１４０は、データ保存手段１３０に蓄積されている全ての傾きデータを加算してデータ数で除算することにより、傾き平均値ｇ_ａｖｅを求める。この傾き平均値ｇ_ａｖｅは、初期速度演算手段１６０に入力される。

初期速度演算手段１６０は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、傾き平均値ｇ_ａｖｅ、誘導電動機１０の二次インダクタンスＬ_ｒ、励磁インダクタンスＭ、及び二次抵抗Ｒ_ｒを用いて、数式４により第１の速度推定値ω_ａｖｅを演算し、補償項演算手段１５０に出力する。

補償項演算手段１５０は、数式５により、第１の速度推定値ω_ａｖｅを用いて、タイミング生成手段１１０から入力された開始時刻ｔ_１，終了時刻ｔ_２における角度θ_１，θ_２を演算し、更に、これらの角度θ_１，θ_２を用いて数式６により補償係数Ｋ_ｃｍｐを演算する。この補償係数Ｋ_ｃｍｐは、初期速度演算手段１６０に入力される。

初期速度演算手段１６０は、数式７に示すように補償係数Ｋ_ｃｍｐと第１の速度推定値ω_ａｖｅとを乗算して初期速度推定値ω_ｒｅ０を求め、出力する。

次いで、以上のようにして第１実施形態が誘導電動機１０の初期速度を推定できる理由を説明する。
まず、前述した先願発明は、誘導電動機に直流電流ｉ_ｄｘを流した時の二次磁束の時間変化Φ_ｄｑ（ｔ）が、誘導電動機の二次時定数Ｔ_２（＝Ｌ_ｒ／Ｒ_ｒ）、直流電流ｉ_ｄｘの通流開始からの経過時間ｔ、直流電流ｉ_ｄｘ、回転速度ω_ｒ、虚数演算子ｊを用いて、数式８により表されることに基づいている。そして、先願発明では、数式８の２回微分値である数式９を用いて、初期速度ω_ｒを推定している。

これらの数式８，９から、二次磁束のｑ軸成分の時間微分値ｄΦ_ｑ（ｔ）／ｄｔは数式１０によって表される。なお、数式１０におけるｉ_ｄ ^＊は、数式８，９における直流電流ｉ_ｄｘに相当する。

図１では、乗算手段１２により、指数関数演算手段１００から出力されるｅｘｐ{（Ｒ_ｒ／Ｌ_ｒ）ｔ}をｄΦ_ｑ／ｄｔに乗算しているため、乗算手段１２から傾き演算手段１２０に入力される値は、数式１０の右辺のｅｘｐ{−（Ｒ_ｒ／Ｌ_ｒ）ｔ}を除いた値である。

データ保存手段１３０は、タイミング生成手段１１０から入力されるタイミング信号（開始信号及び終了信号）を受けて動作し、ｔ＝ｔ_１からｔ＝ｔ_２までの期間、逐次入力される傾きデータを保存している。また、平均値演算手段１４０は、データ個数をｎ個とした場合に、数式１１に示すように、データ保存手段１３０に蓄積されたデータの合計をとり、データ個数により除算して傾き平均値ｇ_ａｖｅを演算する。なお、この場合のデータ個数ｎはｋ＋１である。

ここで、仮にサンプリング周期Ｔ_Ｓが十分に短い時間であるとすれば、数式１１に示す平均値は数式１２のように近似することができる。なお、数式１２において、θ_１＝ω_ｒｔ_１、θ_２＝ω_ｒｔ_２であるとする。

次いで、数式１２の積分演算を行い、両辺を（ＭＲ_ｒ／Ｌ_ｒ）ｉ_ｄ ^＊により除算して回転速度ω_ｒについて整理すると、数式１３が得られる。

数式１３の右辺第１項は数式４の第１の速度推定値ω_ａｖｅに相当し、右辺第２項は数式６の補償係数Ｋ_ｃｍｐに相当する。
すなわち、初期速度演算手段１６０が数式１３を演算することにより、実質的に、第１の速度推定値ω_ａｖｅを補償係数Ｋ_ｃｍｐにより補正して初期速度推定値ω_ｒｅ０を求める数式７が実行されるものである。

次に、図３，図４を参照しつつ、本発明の第２実施形態を説明する。
この第２実施形態が図１の第１実施形態と異なる点は、初期速度演算手段２００の機能のみであるため、以下ではこの点を中心に説明する。なお、制御装置のその他の構成及び機能については、図１と同一の参照符号を付して説明を省略する。

図３における初期速度演算手段２００は、平均値演算手段１４０から出力される傾き平均値ｇ_ａｖｅ及びｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を用いて、下記の数式１４により第１の速度推定値ω_ａｖｅを演算する。そして、図４に示すフローチャートにおける初期化処理として、変数ω_０に第１の速度推定値ω_ａｖｅを代入する（ステップＳ１）。なお、数式１４は、前述した数式４と同一である。

次に、初期速度演算手段２００は、数式１５により、速度偏差関数ｆ（ω_０）を演算する（ステップＳ２）。

なお、数式１５の右辺におけるω_０ｔ_１は第１の角度、ω_０ｔ_２は第２の角度に相当する。
仮に、数式１５のｆ（ω_０）がゼロに近く、ｆ（ω_０）の絶対値が所定値Ｆを下回る場合は（ステップＳ３Ｙｅｓ）、この時の変数ω_０を初期速度推定値ω_ｒｅ０として出力し（ステップＳ７）、終了する。

また、ｆ（ω_０）の絶対値が所定値Ｆを上回る場合には、数式１６により、関数ｈ（ω_０）を演算する（ステップＳ４）。

次に、変数ω_０を更新するために、数式１７によりΔωを演算する（ステップＳ５）。

最後に、変数ω_０を更新する（ステップＳ６）。
例えば、ｋ回目に計算したω_０（ｋ）を用いて、次のｋ＋１回目の演算によりω_０（ｋ＋１）を求めると、ω_０（ｋ＋１）＝ω_０（ｋ）＋Δωである。こうして変数ω_０を更新したら、ステップＳ２による関数ｆ（ω_０）の演算に戻る。

次に、上述した初期速度推定演算手段２００により、初期速度の推定が可能である理由を説明する。
関数ｆ（ω_０）は、数式１３の右辺を全て左辺に移項したものであり、図４のフローチャートでは、ｆ（ω_０）が０に近づくようにωを調整している。ｈ（ω_０）はｆ（ω_０）をω_０により偏微分した関数であり、ω＝ω_０の近傍では、関数ｆ（ω）が下記の数式１８によって表わされるため、ｆ（ω）＝０となるようにΔωを演算し、変数ω_０を更新するものである。

１０：誘導電動機
１１ｄ，１１ｑ：減算手段
１２：乗算手段
２０：インバータ
３０：電流検出手段
４０：電圧検出手段
５０：電流調節手段
６０：二相／三相変換手段
７０，８０：三相／二相変換手段
９０：磁束微分値演算手段
１００：指数関数演算手段
１１０：タイミング生成手段
１２０：傾き演算手段
１３０：データ保存手段
１４０：平均値演算手段
１５０：補償項演算手段
１６０，２００：初期速度演算手段

Claims (4)

1. 直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して誘導電動機に供給する電力変換器と、
   前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記相電流の検出値が電流指令値に一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
   前記電力変換器の出力電圧のｑ軸成分と前記誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分との差に基づいて前記誘導電動機の二次磁束のｑ軸成分の微分値を演算する磁束微分値演算手段と、
   前記誘導電動機のフリーラン時における前記誘導電動機への直流電流の通流開始時刻から一定期間、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値の傾きを演算する傾き演算手段と、
   前記傾きを逐次平均化して傾き平均値を演算する平均値演算手段と、
   前記傾き平均値を、前記誘導電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して第１の速度推定値を演算する手段と、
   前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算開始時刻までの第１の時間と前記第１の速度推定値とを乗算して第１の角度を求めると共に、前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算終了時刻までの第２の時間と前記第１の速度推定値とを乗算して第２の角度を求める手段と、
   前記第２の角度から前記第１の角度を減算した値を、前記第２の角度のｓｉｎ成分と前記第１の角度のｓｉｎ成分との差により除算して補償係数を求め、前記補償係数を用いて前記第１の速度推定値を補正することにより前記誘導電動機の初期速度推定値を求める手段と、
   を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して誘導電動機に供給する電力変換器と、
   前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記相電流の検出値が電流指令値に一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
   前記電力変換器の出力電圧のｑ軸成分と前記誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分との差に基づいて前記誘導電動機の二次磁束のｑ軸成分の微分値を演算する磁束微分値演算手段と、
   前記誘導電動機のフリーラン時における前記誘導電動機への直流電流の通流開始時刻から一定期間、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値の傾きを演算する傾き演算手段と、
   前記傾きを逐次平均化して傾き平均値を演算する平均値演算手段と、
   前記傾き平均値を、前記誘導電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して第１の速度推定値を演算する手段と、
   前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算開始時刻までの第１の時間と前記第１の速度推定値を初期値とする変数とを乗算して第１の角度を求めると共に、前記通流開始時刻から前記平均値演算手段による演算終了時刻までの第２の時間と前記変数とを乗算して第２の角度を求める手段と、
   前記第２の時間と前記第１の時間との差と前記第１の速度推定値との乗算結果と、前記第２の角度のｓｉｎ成分から前記第１の角度のｓｉｎ成分を減算した値と、の差を求める速度偏差関数を生成し、前記変数を逐次更新しながら求めた前記速度偏差関数の絶対値が所定値を下回った時の前記変数を前記誘導電動機の初期速度推定値とする手段と、
   を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記誘導電動機の二次インダクタンスを励磁インダクタンスにより除算した値と、前記電力変換器の出力電圧のｑ軸成分と前記誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分との差と、を乗算した値を、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値として用いることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記誘導電動機の二次時定数の逆数と前記通流開始時刻からの経過時間との積を累乗数とする指数関数と、前記二次磁束のｑ軸成分の微分値との乗算結果を、前記傾き演算手段への入力としたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。

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