JP6136761B2 - 誘導電動機の速度制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭインバータ等によって駆動される誘導電動機の速度制御装置に関し、詳しくは誘導電動機の速度変動特性の改善手段に特徴を有する速度制御装置に関する。

誘導電動機の速度制御方法には、誘導電動機（以下、必要に応じて誘導機という）の発生トルクもしくは発生トルクに比例する信号から、すべりを演算し、これに従って実際のすべりを制御する方法がある。

この速度制御方法では、連続負荷運転に伴う誘導機の温度上昇によって１次抵抗（固定子巻線の抵抗）、２次抵抗（回転子導体の抵抗）等の値が変化し、すべりの演算値と実際のすべりとの間にずれが生じて誘導機の速度が変動する場合がある。

そこで、誘導機に流れる１次電流をｄ，ｑ軸成分に分離して検出し、そのうちのｄ軸成分を用いて１次抵抗、２次抵抗の温度変化による抵抗値変化に伴う誘導機のすべり周波数変動を補償して、誘導電動機の速度変動を低減する速度制御装置が提案されている（例えば、特許文献１もしくは特許文献２参照）。図６乃至９はこの種の速度制御装置の従来例を示すブロック図であり、これらは特許文献１もしくは特許文献２の図２乃至５に対応する。これらの従来例について図９をもとに説明する。

図９において、１は誘導電動機、例えば３相誘導電動機であり、３はインバータ、例えば３相ＰＷＭインバータである。２はインバータ３から誘導電動機１に供給される固定子電流を検出する電流検出器である。４および５は、基準軸（ｄ軸）の位相角を基準とするｄ−ｑ直交回転座標系で表示されたベクトル量と、固定子座標系で表示された３相ベクトル量との間で、基準軸の角度位置情報に基づいて座標変換を行う座標変換器である。両座標変換器４および５には、基準軸の角度位置情報として、基準軸（ｄ軸）に対する位相角指令値θ^*が入力されている。位相角指令値θ^*は、１次角周波数指令値ω₁ ^*を積分する積分器６によって出力される（以下、「角周波数」を単に「周波数」と呼ぶ）。座標変換器４は、電流検出器２によって検出された３相固定子電流を座標変換して、ｄ−ｑ回転座標系の直交２成分としてｄ軸電流ｉ_1d，ｑ軸電流ｉ_1qを出力する。従って、電流検出器２は、座標変換器４および積分器６と共に、誘導電動機１の１次電流をｄ軸成分ｉ_1dおよびｑ軸電流ｉ_1qに分離して検出する電流検出手段を構成している。座標変換器５は、ｄ−ｑ回転座標系の直交２成分として電圧ベクトル演算器７から与えられる電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*を、積分器６からの位相角指令値θ^*の助けにより、３相座標系で表示された３相電圧指令値に座標変換する。従って、インバータ３によって、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*に対応した３相１次電圧が誘導電動機１の固定子巻線に印加される。

１次周波数指令値ω₁ ^*は、回転速度指令値に対応する２次周波数指令値ω_r ^*に、補正後のすべり周波数指令値ω_sl ^**を加算する加算器１１によって出力される。補正前のすべり周波数指令値ω_sl ^*は、すべり周波数演算器８によって出力される。すべり周波数演算器８は、トルク演算値τ^#を入力として、補正前のすべり周波数指令値ω_sl ^*を、
ω_sl ^*＝Ｒ₂ ^*・τ^#／（φ_2d ^*）² （１）
なる式にしたがって演算する。ただし、Ｒ₂ ^*は２次抵抗設定値、φ_2d ^*は誘導電動機の２次磁束指令値であり、これらはブロック８内に内蔵されているものとして図示を省略している。上記の補正後のすべり周波数指令値ω_sl ^**は、この補正前のすべり周波数指令値ω_sl ^*に、後述の補正量Ｋ_Rを乗算する乗算器１０によって出力される。

電圧ベクトル演算器７は、誘導電動機の電圧方程式に基づき、誘導電動機の２次磁束が指令値φ_2d ^*となるように、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*を演算して出力する。これにより、ｄ−ｑ回転座標系の座標軸のｄ軸を２次磁束の方向に一致させることができる。これによりｄ軸電流ｉ_1dは磁束に比例する励磁分の電流、ｑ軸電流ｉ_1qはトルクに比例するトルク分の電流となる。具体的には、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*は、
ｖ_1d ^*＝Ｒ₁ ^*・ｉ_1d ^*−ω₁ ^*Ｌσ^*ｉ_1q （２）
ｖ_1q ^*＝ω₁ ^*φ_2d ^*＋Ｒ₁ ^*・ｉ_1q＋ω₁ ^*Ｌσ^*ｉ_1d ^* （３）
によって演算することができる。ただし、Ｒ₁ ^*は１次抵抗設定値、Ｌσ^*は漏れインダクタンスの設定値である。このために、電圧ベクトル演算器７には、座標変換器４が出力するｄ軸電流検出値ｉ_1d，ｑ軸電流検出値ｉ_1qと、加算器１１が出力する１次周波数指令値ω₁ ^*とが入力されている。更に、両式における１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*として、これを乗算器１３により補正した後の１次抵抗設定値Ｒ₁ ^**を用いることができる。この場合には、乗算器１３が設けられ、これによって補正前の１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*に後述の補正量Ｋ_Rが乗算され、それによって得られた補正後の１次抵抗設定値Ｒ₁ ^**が電圧ベクトル演算器７に入力される。更に、式（２）および（３）から分かるように、ｄ軸電流検出値ｉ_1dの代わりに、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*を用いることができる。この場合、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*は、２次磁束指令値φ_2d ^*および励磁インダクタンス設定値Ｌ_m ^*により、
ｉ_1d ^*＝φ_2d ^*／Ｌ_m ^* （４）
なる式にて演算することができる。式（２）〜（４）において用いられる１次抵抗設定値以外の電動機定数の設定値ならびに２次磁束指令値φ_2d ^*は、ブロック７に内蔵されているものとして図示を省略している。かくして、電圧ベクトル演算器７は、座標変換器５および積分器６と共に、１次周波数指令値と１次電流ｄ軸成分およびｑ軸成分と電動機定数とを用いて前記インバータ１に与える電圧指令値を求める電圧演算手段を構成している。

すべり周波数演算器８に入力されるトルク演算値τ^#を演算するために、トルク演算器１４が設けられている。トルク演算器１４は、電圧ベクトル演算器７が出力する電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*と、座標変換器４が出力するｄ軸電流ｉ_1d，ｑ軸電流ｉ_1qと、加算器１１が出力する１次周波数指令値ω₁ ^*と、１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*とから、
τ^#＝(ｖ_1d ^*・ｉ_1d＋ｖ_1q ^*・ｉ_1q−Ｒ₁ ^*・(ｉ_1d ²＋ｉ_1q ²)）／ω₁ ^* （５）
なる式にてトルク演算値τ^#を求めることができる。乗算器１３によって１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*が補正量Ｋ_Rを乗算されて補正される場合には、１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*の代わりに、補正後の１次抵抗設定値Ｒ₁ ^**を用いることができる。

乗算器１０および１３において用いられる補正量Ｋ_Rは、補正量演算器１２によって演算される。その補正量は、
Ｋ_R＝ｉ_1d(１)／ｉ_1d(２) （６）
又は
Ｋ_R＝(ｉ_1d(１)／ｉ_1d(２))² （７）
で与えられる（導出過程は特許文献１もしくは特許文献２参照）。ここで、ｉ_1d(１)は誘導電動機の温度が上昇する前のｄ軸電流の値（基準値）であり、典型的には、誘導電動機を無負荷で運転したときに流れた電流値をｉ_1d(１)として用いる。ｉ_1d(２)としては、実際の運転状態で検出しているｄ軸電流ｉ_1dを用いる。

誘導電動機の連続負荷運転で電動機の温度が上昇すると、１次抵抗と２次抵抗の実際値が増加する。２次抵抗が増加すると、すべり周波数の補償が不足し速度が低下する。そこで１次抵抗が増加するとｄ軸電流ｉ_1dが減少することを利用し、式（６）又は（７）を用いて補正量Ｋ_Rを演算し、これを１次抵抗設定値とすべり周波数指令値に乗算することで、温度上昇による１次抵抗、２次抵抗の増加による影響を低減し、すべり周波数の補償不足による速度低下を改善する。

図８に示す従来例は、図９の従来例に対し、乗算器１３による１次抵抗設定値の補正を省略して簡易化を図ったものであり、それ以外の構成は図９と同一である。１次抵抗設定値の補正をするか、しないかの違いで、補正量演算器の番号に９と１２の違いがある。

図７の従来例は、図９の従来例に対し、すべり周波数の演算をトルク演算値τ^#の代わりにｑ軸電流検出値ｉ_1qを用いて、
ω_sl ^*＝Ｒ₂ ^*・i_1q／φ_2d ^* （８）
なる式で計算するもので、それ以外の構成は図９と同一である。

図６の従来例は、図７の従来例に対し、乗算器１３による１次抵抗設定値の補正を省略したのである（図９に対する図８の相違点と同じである）。

以上に説明した従来例では、温度上昇によるすべり周波数の変化の補正に１次電流ｄ軸成分を利用している。これは、電圧ベクトル演算器７による電圧の演算が理想的に行われており、１次抵抗の変化のみによってｄ軸電流が変化することを前提としている。しかし、実際には電圧ベクトル演算器７には電動機定数の設定誤差による制御誤差があり、１次抵抗が変化していなくても負荷トルクなどの動作点の違いで、ｄ軸電流が変化する場合がある。この場合、温度変化がなくとも誘導電動機の速度に誤差を生じることになる。

図２に、負荷状態とｄ軸電流との関係が時間的経過として示されている。無負荷の運転状態から時点ｔ₀で負荷ありの状態に移行した際に、ｄ軸電流は、上記の制御誤差がない場合には鎖線（ａ）で示すように一定のままで変化しないが、上記の制御誤差がある場合には負荷状態に応じて、例えば実線（ｂ）で示すように変化する。図３に、温度変化と速度変化の関係が時間的経過として示されている。ここでは、速度指令値ω_r ^*は、鎖線（a）で示されるように一定であり、誘導電動機には所定の負荷が連続して印加されている状態である。温度は、図示のように、連続負荷運転の時間経過に伴って上昇していく。補正量を乗算する補正を行わない場合には、破線（ｂ）で示すように、運転開始点では実速度は速度指令値に一致しているが、連続負荷運転に温度が上昇すると、２次抵抗が増加し、すべり周波数も増加するため、すべり周波数の補償量が不足し、速度が低下する。補正量を乗算する補正を行う従来例の場合には、破線（ｃ）で示すように、温度上昇に速度変化の量を低減できる。しかし、補正量を決定するためのｄ軸電流の基準値ｉ_1d(１)が無負荷運転時のｄ軸電流であり、実際の負荷条件での運転におけるｄ軸電流と一致しないために、負荷運転開始時点で速度誤差が存在する。

特開２００１−７８５００号公報 特許第３７７０３０２号公報

本発明の課題は、すべり周波数の補正演算に用いるｄ軸電流基準値を最適なタイミングで決定することにより、連続負荷運転における温度上昇に伴う誘導電動機の速度変動を低減することにある。

この課題は、本発明によれば、速度センサを持たない誘導電動機をインバータにより駆動して所定の回転速度に制御する誘導電動機の速度制御装置であって、誘導電動機の１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分とに分離して検出する電流検出手段と、１次電流のｑ軸成分又はトルク演算値を用いてすべり周波数指令値を演算するすべり周波数演算手段と、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点における１次電流のｄ軸成分の値をｄ軸電流基準値として保持する基準値演算手段と、このｄ軸電流基準値と誘導電動機の実際の負荷条件での運転中における１次電流ｄ軸成分との比、又はその比の２乗の値を補正量として出力する補正量演算手段と、前記すべり周波数指令値に前記補正量を乗じるすべり周波数補正手段と、このすべり周波数補正手段により補正されたすべり周波数指令値を誘導電動機の速度指令値に加算して１次周波数指令値を求める１次周波数演算手段と、この１次周波数指令値と１次電流ｄ軸成分およびｑ軸成分と電動機定数とを用いて前記インバータに与える電圧指令値を求める電圧演算手段と、を有することを特徴とする誘導電動機の速度制御装置によって解決される。

本発明において、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点とは、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始してから、それに伴う温度上昇が未だ顕著でない段階の時点までの時間枠内に含まれる時点もしくは時間間隔と解すべきである。また、負荷投入直後のｄ軸電流等の激しい過渡的な変化段階を避けることが好ましく、これは、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始させる指令に対して遅れ応答をする時限要素を用いて実現することができる。

本発明による実施形態によれば、前記基準値演算手段は、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点での１次電流ｄ軸成分をサンプルホールドした値をｄ軸電流基準値として保持するよう構成されている。

本発明による他の実施形態によれば、前記補正量演算手段は、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点での１次電流ｄ軸成分を所定時間フィルタリングした値をｄ軸電流基準値として保持するよう構成されている。これによって、ｄ軸電流基準値として、ノイズ、リプル成分を除去した値を得ることができる。

更に、前記電圧演算手段が演算に用いる電動機定数の１つである１次抵抗設定値に前記補正量を乗じる１次抵抗補正手段を設けるとよい。

本発明によれば、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点での１次電流ｄ軸成分をｄ軸電流基準値として保持し、このｄ軸電流基準値と誘導電動機の実際の負荷条件での運転中の１次電流ｄ軸成分との比から補正量を求め、この補正量によって誘導電動機の運転中の温度上昇に伴うすべり周波数指令値の補正を行っている。従って、誘導電動機の運転中の温度上昇に伴うすべり周波数指令値の補正が行われる動作点に対して（電動機の温度条件を除いて）近い動作点が存在する最適なタイミングで、補正に用いるｄ軸電流基準値を決定することができるので、誘導電動機の実際の負荷条件での運転中の温度上昇に伴う１次および２次抵抗値の変化による速度制御誤差を、例えば図３に実線（ｄ）で示すように、従来例（図３の破線（ｃ））よりも更に低減することができる。

本発明装置の実施例を示すブロック図である。 無負荷運転から負荷運転に移行した際のｄ軸電流の変化を示す負荷トルクおよびｄ軸電流の時間的経過図である。 本発明と従来技術に関する温度および速度の時間的経過図である。 ｄ軸電流基準値演算手段の第１の実施形態の動作を説明するためのタイムチャートである。 ｄ軸電流基準値演算手段の第２の実施形態の動作を説明するためのタイムチャートである。 第１の従来装置を示すブロック図である。 第２の従来装置を示すブロック図である。 第３の従来装置を示すブロック図である。 第４の従来装置を示すブロック図である。

図１は本発明による誘導電動機の速度制御装置の実施例を示す。この実施例は、図９に示した従来例に対応する。従って、図９におけると同じ構成要素には同じ符号を用いて示すことによって、重複説明を避け、主として異なる部分について説明する。

第１の状態における１次電流ｄ軸成分を保持し、この保持した第１の状態における１次電流ｄ軸成分と第２の状態における１次電流ｄ軸成分との比、又はその比の２乗を補正量として演算する補正量演算手段が、ここでは、調整指令Ｓにより制御されるｄ軸電流基準値演算器３０と、ｄ軸電流基準値演算器３０からのｄ軸電流基準値と座標変換器４からのｄ軸電流との比、又はその比の２乗を補正量Ｋ_Rとして出力する補正量演算器１２とで構成されている。この調整指令Ｓは、誘導電動機の負荷投入等を指令する図示されていない運転指令装置によって形成されるタイミング信号であり、誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点で第１の状態における１次電流ｄ軸成分の値を保持させるべく、ｄ軸電流基準値演算器３０を制御する。

ｄ軸電流基準値演算器３０は、例えばサンプルホールド要素として構成することができる。この場合に、図４のタイムチャートに示すように、誘導電動機１は、先ず無負荷状態で運転される。無負荷運転状態では、調整指令ＳはＯＦＦ状態にあり、その際にすべり周波数演算器８は、トルク演算器１４からのトルク演算値からすべり周波数指令値ω_sl ^*を演算してそのまま出力する。このとき補正量演算器１２はＯＦＦ状態に置かれ、Ｋ_R＝１なる信号を両乗算器１０および１３にもたらす。従って、加算器１１は１次周波数指令値ω₁ ^*＝ω_r ^*＋ω_sl ^*を出力し、乗算器１３は１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*を出力する。かくして、電圧ベクトル演算器７が、１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*と１次周波数指令値ω₁ ^*とを用いて、先の式（２）および（３）に従って、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*を演算し、誘導電動機１の無負荷運転を行う。

時点ｔ₀において負荷が投入されると、図４に示すように、負荷トルクτが０から所定値に変化すると、温度変化とは関係なしにｄ軸電流ｉ_1dが変化する（図２とその説明も参照）。負荷投入時点ｔ₀から予め定められた遅延時間後の時点ｔ₁において、調整指令ＳがＯＮ状態に切り換えられる。これに応答してｄ軸電流基準値演算器３０が時点ｔ₁での入力のｄ軸電流ｉ_1dをサンプルホールドし、これをｄ軸電流基準値ｉ_1d（１）として出力する。同時に、補正量演算器１２も、ＯＦＦ状態（Ｋ_R＝１のロック状態）からＯＮ状態に切り換えられる。その結果、補正量演算器１２は、ｄ軸電流基準値演算器３０からの基準値ｉ_1d（１）と、座標変換器４から入力されるｄ軸電流の値ｉ_1d（２）との比、又はその比の２乗の値を求めて補正量Ｋ_Rとして出力する。乗算器１０において演算されたすべり周波数ω_sl ^*に補正量Ｋ_Rが乗算され、加算器１１において補正後のすべり周波数指令値ω_sl ^**が速度指令値ω_r ^*に加算されて１次周波数指令値ω₁ ^*となる。また、乗算器１３は、１次抵抗設定値Ｒ₁ ^*に補正量Ｋ_Rを乗算することにより、補正後の１次抵抗設定値Ｒ₁ ^**を出力する。

図５は、ｄ軸電流基準値演算器３０の他の実施形態を示すタイムチャートである。この実施形態では、ｄ軸電流基準値演算器３０はフィルタ要素として構成されている。負荷投入時点ｔ₀から遅れた時点ｔ₁で調整指令Ｓが発生させられる点は、図３の実施形態と同じであるが、時点ｔ１から予め定められた時間Ｔが経過する時点ｔ₂までは、ｄ軸電流基準値演算器３０がｄ軸電流のフィルタリングを行い、時点ｔ₂においてノイズ、リプル成分を除去した値をｄ軸電流基準値ｉ_1d（１）として保持して出力する。時点ｔ₂では補正量演算器１２がＯＦＦからＯＮに切り換えられ、これにより補正量演算器８はＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り換えられる。その結果、ｄ軸電流基準値演算器３０からの基準値ｉ_1d（１）と、座標変換器４から入力されるｄ軸電流の値ｉ_1d（２）との比、又はその比の２乗の値を求めて補正量Ｋ_Rとして出力する。

図１は、図９に示す従来の実施例に対して本発明を適用した実施例であるが、これと同様に、図６、図７および図８に示す他の従来例に対して本発明を適用することができる。図１において乗算器１３による補正を省略すれば、図８に示す従来例に対する本発明の適用例となる。図１においてトルク演算器１４を省略して、すべり周波数演算器８がすべり周波数指令値ω_sl ^*をｑ軸電流ｉ_1qから式（８）に従って演算するように変更すれば、図７に示す従来例に対する本発明の適用例となり、これに加えて更に乗算器１３による補正を省略すれば、図６に示す従来例に対する本発明の適用例となる。

以上に説明したように、本発明は、速度センサを持たない誘導電動機１をインバータ３により駆動して所定の回転速度に制御する誘導電動機の速度制御装置に関し、誘導電動機１の１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分とに分離して検出する電流検出手段２，４，６と、１次電流のｑ軸成分又はトルク演算値を用いてすべり周波数指令値を演算するすべり周波数演算手段８と、誘導電動機１の実際の負荷条件での運転を開始した時点における１次電流のｄ軸成分の値を基準値として保持する基準値演算手段３０と、この基準値と誘導電動機の実際の負荷条件での運転中における１次電流ｄ軸成分との比、又はその比の２乗の値を補正量として出力する補正量演算手段１２と、前記すべり周波数指令値に前記補正量を乗じるすべり周波数補正手段１０と、このすべり周波数補正手段１０により補正されたすべり周波数指令値を誘導電動機の速度指令値に加算して１次周波数指令値を求める１次周波数演算手段１１と、この１次周波数指令値と１次電流ｄ軸成分およびｑ軸成分と電動機定数とを用いて前記インバータ３に与える電圧指令値を求める電圧演算手段７，５，６と、を有することを特徴とし、これにより誘導電動機の温度上昇による速度制御誤差を低減することができる。

１ 誘導電動機
２ 電流検出器
３ インバータ
４ 座標変換器
５ 座標変換器
６ 積分器
７ 電圧ベクトル演算器
８ すべり周波数演算器
９ 補正量演算器
１０ 乗算器
１１ 加算器
１２ 補正量演算器
１３ 乗算器
１４ トルク演算器
３０ 基準量演算器

Claims (4)

1. 速度センサを持たない誘導電動機をインバータにより駆動して所定の回転速度に制御する誘導電動機の速度制御装置であって、
   誘導電動機の１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分とに分離して検出する電流検出手段と、
   １次電流のｑ軸成分又はトルク演算値を用いてすべり周波数指令値を演算するすべり周波数演算手段と、
   誘導電動機の実際の負荷条件での運転を開始した時点から予め定められた遅延時間後の時点における１次電流ｄ軸成分の値、または前記遅延時間後の時点以降の１次電流ｄ軸成分からノイズ成分及びリプル成分の少なくとも一方を除去した値をｄ軸電流基準値として保持する基準値演算手段と、
   このｄ軸電流基準値と誘導電動機の実際の負荷条件での運転中における１次電流ｄ軸成分との比、又はその比の２乗の値を補正量として出力する補正量演算手段と、
   前記すべり周波数指令値に前記補正量を乗じるすべり周波数補正手段と、
   このすべり周波数補正手段により補正されたすべり周波数指令値を誘導電動機の速度指令値に加算して１次周波数指令値を求める１次周波数演算手段と、
   この１次周波数指令値と１次電流ｄ軸成分およびｑ軸成分と電動機定数とを用いて前記インバータに与える電圧指令値を求める電圧演算手段と、
   を有することを特徴とする誘導電動機の速度制御装置。
2. 前記基準値演算手段は、前記遅延期間後の時点での１次電流ｄ軸成分をサンプルホールドした値をｄ軸電流基準値として保持するよう構成されていることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の速度制御装置。
3. 前記基準値演算手段は、前記遅延期間後の時点から１次電流ｄ軸成分を所定時間フィルタリングした値をｄ軸電流基準値として保持するよう構成されていることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の速度制御装置。
4. 前記電圧演算手段が演算に用いる電動機定数の１つである１次抵抗設定値に前記補正量を乗じる１次抵抗補正手段を設けたことを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の誘導電動機の速度制御装置。
   

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