JP5564828B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、異なる制御モードを切り替えて交流電動機を運転制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、この種の技術としては、例えば電流制御モードと電圧位相制御モードとの間で交流電動機の制御モードを切り替える制御装置が知られている（特許文献１参照）。この制御装置は、電圧位相制御モードにより交流電動機を制御している場合、交流電動機に供給される電流の位相及び振幅の少なくとも一方が所定の判定閾値になった際、制御モードを電流制御モードに切り替える。一方、電流制御モードにより交流電動機を制御している場合には、制御装置は、交流電動機に印加される電圧の振幅が所定の判定閾値以上になった際、制御モードを電圧位相制御モードに切り替える。

特開２００２−２２３５９０号公報

上記従来の技術において、制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際には、切り替え前の電流検出値（実電流値）と切り替え後の電流指令値が連続的に繋がるように、判定閾値を電流制御モードにおける電流指令値とすることが望ましい。同様に、制御モードを電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替える際には、切り替え前の電圧振幅検出値（実振幅値）と切り替え後の電圧振幅指令値が連続的に繋がるように、判定閾値を電圧位相制御モードにおける電圧振幅指令値とすることが望ましい。

しかし、このように各判定閾値を設定した場合には、交流電動機の磁石温度が変化しない理想状態において、電流制御モードに切り替える切り替え条件に対応する交流電動機の動作点（出力トルクと回転数）と電圧位相制御モードに切り替える切り替え条件に対応する交流電動機の動作点がほぼ同じになることから、切り替え動作が頻発するチャタリングが発生する可能性がある。

そこで従来の制御装置では、電流指令値に所定のヒステリシス電流値を加えた値を制御モードを電流制御モードに切り替える際の判定閾値に設定することにより、電流制御モードの切り替え条件と電圧位相制御モードの切り替え条件とを異ならせている。しかしながら、電流指令値に所定のヒステリシス電流値を加えた値を判定閾値とした場合には、制御モードの切り替え前後で交流電動機に供給される電流が急激に変化して、交流電動機のトルクが脈動してしまうといった不具合を招くおそれがあった。

そこで、本発明は上記に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、交流電動機の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際に、トルク脈動が発生することを抑制可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明に係る交流電動機の制御装置は、交流電動機の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際に、切り替える直前の交流電動機の電流と電流指令値との電流偏差を初期値とするオフセット量を電流指令値に加えて補正し、初期値のオフセット量を時間の経過とともに徐々に０に収束させ、オフセット量を収束させる速度を、出力トルクを目標トルクに一致させるようにトルク指令値を補正する際のフィードバック制御における応答速度よりも遅くすることを特徴とする。

本発明によれば、オフセット量により切り替え後の電流指令値が補正されるので、切り替え前後の交流電動機の電流が急変することが回避され、交流電動機の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際にトルク脈動が発生することを抑制することができる。

本発明の実施例１に係る交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 モータの出力特性と制御切り替えポイントの関係を示す図である。 本発明の実施例１に係る制御モード切り替え処理の流れを示すフローチャート図である。 制御モードの切り替えラインの一例を示す図である。 本発明の実施例１に係る各諸量の時間変化を示す波形図である。

以下、図面を用いて本発明を実施するための実施例を説明する。

図１は本発明の実施例１に係る交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示す実施例１の交流電動機の制御装置１００は、車両を駆動するモータ（交流電動機）１１の動作を制御するものであり、モータ１１に印加する電圧の振幅及び位相を制御する電圧位相制御モードと、モータ１１に供給する電流を制御する電流制御モードとの２つの制御モードを有している。

この実施例１の制御装置１００は、第１の指令値生成部（ＭＡＰ１）１，第２の指令値生成部（ＭＡＰ２）２，電流制御器３，電圧制御器４，制御切替器５，ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器６，ＰＷＭ変換器７，インバータ（ＩＮＶ）９，電流センサ１０ａ，１０ｂ，位置検出器１２，ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１３，回転数演算器１４を備えている。また、この実施例１の特徴的な構成として、トルク推定器１５，比例積分器（ＰＩ）１６，電流偏差算出部１７，ローパスフィルタ１８，１９をさらに備えている。

第１の指令値生成部１は、トルク指令値Ｔ^＊，モータ１１の機械角速度ω，及びインバータ９に給電する直流電源８の電圧Ｖ_ｄｃと、電流制御モードにおけるｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，Ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊との対応関係を示すテーブルを有する。第１の指令値生成部１は、トルク指令値Ｔ^＊，回転数演算器１４から出力されるモータ１１の機械角速度ω，及び直流電源８の電圧Ｖ_ｄｃに対応するｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，Ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊をテーブルから検索し、検索されたｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，Ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を出力する。このように第１の指令値生成部１は、オープンループ方式によりｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，Ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を制御する。

第２の指令値生成部２は、トルク指令値Ｔ^＊，モータ１１の機械角速度ω，及び直流電源８の電圧Ｖ_ｄｃと、電圧位相制御モードにおける電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊との対応関係を示すテーブルを有する。第２の指令値生成部２は、トルク指令値Ｔ^＊，回転数演算器１４から出力されるモータ１１の機械角速度ω，及び直流電源８の電圧Ｖ_ｄｃに対応する電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊をテーブルから検索し、検索された電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊を出力する。このように第２の指令値生成部２は、オープンループ方式により電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊を制御する。

電流制御器３は、第１の指令値生成部１から出力されたｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊にｄｑ軸電流指令値オフセット量△ｉ_ｄ ^＊，△ｉ_ｑ ^＊を加えた値、ｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，Ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊ならびにＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１３から出力されるｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑを用いて電流偏差比例積分（ＰＩ）増幅と非干渉制御からなる一般的な電流ベクトル制御演算を行うことにより、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を生成して出力する。なお、非干渉制御とは、モータ１１に供給する電流をモータ１１の２次磁束に直交するｑ軸電流成分と２次磁束に対し平行なｄ軸電流成分とに分離して電流制御を行う電流ベクトル制御において、電流、ｑ軸，ｄ軸のインダクタンス、及びモータ１１の機械回転数の作用によって、ｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分がそれぞれｑ軸電圧及びｄ軸電圧として他方の電流成分に干渉することによる影響を打ち消す制御を意味し、具体的には干渉電圧指令値を用いて電圧指令値を補正する制御を意味する。

電圧制御器４は、次式（１）を用いて第２の指令値生成部２から出力された電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊からｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を算出して出力する。

制御切替器５は、モータ１１の制御モードが電流制御モードである場合は、電流制御器３から出力されたｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を電流制御モードにおけるｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊として出力する一方、モータ１１の制御モードが電圧位相制御モードである場合には、電圧制御器４から出力されたｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を電圧位相制御モードにおけるｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊として出力する。

ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器６は、次式（２）で示す座標変換処理を用いて制御切替器５から出力されたｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊と位置検出器１２により検出されたモータ１１の回転子の電気角θからインバータ９のＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を算出して出力する。

ＰＷＭ変換器７は、ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器６から出力されたＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に対応するインバータ９を構成するＩＧＢＴ等の各スイッチング素子をスイッチング制御する駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊を生成して出力する。なお、駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊はそれぞれＵ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示し、駆動信号Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊はそれぞれＶ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示し、駆動信号Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊はそれぞれＷ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。

インバータ９は、ＰＷＭ変換器７から出力された各駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊に従って対応するスイッチング素子をオン／オフすることにより直流電源８の電圧Ｖ_ｄｃを三相の交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗに変換してモータ１１に供給する。

電流センサ１０ａ，１０ｂは、Ｕ相とＶ相の電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖを検出してＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１３に出力する。この実施例１のように、電流センサを二相だけに取り付ける場合には、検出しない残り１相（この実施例１ではＷ相）の電流値は次式（３）により算出することができる。

位置検出器１２は、モータ１１の回転子の電気角θを検出してｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器６，ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１３及び回転数演算器１４に出力する。

ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１３は、次式（４）を用いて電流センサ１０ａ，１０ｂで検出されたＵ相とＶ相の電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖと位置検出器１２により検出されたモータ１１の回転子の電気角θからｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑを算出する。

回転数演算器１４は、モータ１１の回転子の電気角θの時間変化量からモータ１１の機械角速度ωを算出し、算出した機械角速度ωを第１の指令値生成部１，第２の指令値生成部２ならびにトルク推定器１５に出力する。

トルク推定器１５は、次式（５）を用いてｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑ、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊ならびに機械角速度ωからトルク推定値Ｔ＾を演算して出力する。なお、次式（５）は銅損や鉄損等の損失を無視しているが、損失分を考慮してトルク推定値Ｔ＾を算出してもよい。

比例積分器（ＰＩ）１６は、トルク推定器１５から出力されるトルク推定値Ｔ＾とトルク目標値Ｔ_０ ^＊との偏差（△Ｔ）を比例積分増幅する。比例積分増幅された偏差はトルク目標値Ｔ_０ ^＊から減算され、これによりトルク指令値Ｔ^＊が算出され、算出されたトルク指令値Ｔ^＊が第１の指令値生成部１ならびに第２の指令値生成部２に出力される。

電流偏差算出部１７は、モータ１１の制御モードが電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える直前にのみ動作し、次式（６）を用いてｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑとｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊のからｄ軸電流ならびにｑ軸電流の電流偏差を△ｉ_ｄ０ ^＊，△ｉ_ｑ０ ^＊を算出する。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８は、モータ１１の制御モードが電流制御モードである場合のみ動作し、ｄ軸電流指令値のオフセット量△ｉ_ｄ ^＊を生成する。ローパスフィルタ１８は、その入力は常に０に設定され、出力の初期値は制御モードが電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替わる直前に電流偏差算出部１７で算出された電流偏差
△ｉ_ｄ０ ^＊に設定される。これにより、ローパスフィルタ１８の出力値（オフセット量△ｉ_ｄ ^＊）は、モータ１１の制御モードが電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点から時間が経過するのに伴い、初期値の電流偏差△ｉ_ｄ０ ^＊から徐々に０に収束する。出力が△ｉ_ｄ０ ^＊から０に収束する速度は、ローパスフィルタ１８の時定数によって設定される。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１９は、モータ１１の制御モードが電流制御モードである場合のみ動作し、ｑ軸電流指令値のオフセット量△ｉ_ｑ ^＊を生成する。ローパスフィルタ１９は、その入力は常に０に設定され、出力の初期値は制御モードが電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替わる直前に電流偏差算出部１７で算出された電流偏差△ｉ_ｑ０ ^＊に設定される。これにより、ローパスフィルタ１９の出力値（オフセット量△ｉ_ｑ ^＊）は、モータ１１の制御モードが電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点から時間が経過するのに伴い、初期値の電流偏差△ｉ_ｑ０ ^＊から徐々に０に収束する。出力が△ｉ_ｑ０ ^＊から０に収束する速度は、ローパスフィルタ１９の時定数によって設定される。

次に、上記制御装置１００によるモータ１１の制御動作について説明する。

図２はモータ１１の出力特性と制御切替ポイントの関係を示し、縦軸及び横軸はそれぞれモータ１１の出力トルク及び機械回転数を示す。図中に示す最大効率領域とは、モータ１１がトルク目標値を出力し得る最小の電流（最大効率電流）を選択してモータ１１の動作を制御する領域を示す。

一般に、モータ１１の機械回転数が上昇すると、誘起電圧が上昇することによってモータ１１の端子電圧の大きさはインバータ９が出力可能な擬似正弦波電圧の最大値に達する。このため、モータ１１の端子電圧が所定値以上になった場合には、磁石磁束を弱めるような電流を増やすことによってモータ１１の端子電圧がインバータ９が出力可能な電圧の最大値を超えないようにモータ１１の動作を制御する必要がある。具体的には、電圧振幅をインバータ９が出力可能な最大値で一定にし、電圧位相を制御することでトルクを所望の値にすることにより、結果的に磁石磁束を弱める電流を流し、モータ１１の端子電圧がインバータ９が出力可能な電圧の最大値を超えないようにする。図２においては、この磁石磁束を弱める電流を流す制御領域を弱め磁束領域と表記する。

一方、モータ１１の回転子の回転数が上昇してモータ１１の制御モードが電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替わる際には、図２に示すＢ点のように上述の最大効率領域と弱め磁束領域の境界線上で行うことが望ましい。しかしながら、モータ１１の機械回転数が下がって電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替わる際も同じ境界線上で行うと、制御切替が頻発（チャタリング）する恐れがある。そこで、実際には電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際には、図２に示すＤ点で切り替えるようにして、制御モードを切り替えるタイミングにヒステリシスを設けるようにする。

以下、図３に示すフローチャートを参照して、この制御モードの切り替え処理について詳しく説明する。図３に示すフローチャートは、制御装置１００の電源がオフ状態からオン状態に切り換えられたタイミングで開始となり、制御モードの切り替え処理はステップＳ１の処理に進む。なお、この制御モードの切り替え処理は所定制御周期毎に繰り返し実行されるものとする。

ステップＳ１の処理では、制御切替器５が、現在の制御モードが電流制御モードと電圧位相制御モードのどちらであるかを判別する。判別の結果、現在の制御モードが電流制御モードである場合は、制御切替器５は制御モード切替処理をステップＳ２の処理に進める。一方、現在の制御モードが電圧位相制御モードである場合には、制御切替器５は制御モード切替処理をステップＳ５の処理に進める。

ステップＳ２の処理では、制御切替器５が、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊から算出される電圧振幅（Ｖ_ｄ１ ^＊２＋Ｖ_ｑ１ ^＊２）^１／２が電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊以上であるか否かを判別する。判別の結果、電圧振幅（Ｖ_ｄ１ ^＊２＋Ｖ_ｑ１ ^＊２）^１／２が電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊以上である場合は、制御切替器５は、ステップＳ３の処理としてモータ１１の制御モードを電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替えた後、制御モード切替処理をステップＳ７の処理に進める。一方、電圧振幅（Ｖ_ｄ１ ^＊２＋Ｖ_ｑ１ ^＊２）^１／２が電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊未満である場合には、制御切替器５は、制御モードを電流制御モードに維持するべく、制御モード切替処理をステップＳ４の処理に進める。

ステップＳ４の処理では、制御切替器５が、電流制御器３から出力されたｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊をｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊として出力する。これにより、ステップＳ４の処理は完了し、制御モード切替処理はステップＳ１の処理に戻る。

ステップＳ５の処理では、制御切替器５が、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが図４に破線で示す切替ラインＬ２に達したか否かを判別する。なお、図４に示す実線Ｌ１はｄｑ軸電流座標上における最大効率電流を示し、最大効率領域内における電流指令値はこの最大効率電流となるように制御される。電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際には、この最大効率電流を示す実線Ｌ１上で行うことが望ましいが、前述のようにチャタリングを回避するため、最大効率電流にヒステリシスを加えた破線Ｌ２のような切替ラインを設定する。

制御切替器５は、予め記憶された破線Ｌ２の軌跡データを利用してｄｑ軸電流検出値
ｉ_ｄ，ｉ_ｑが切替ラインＬ２に達したか否かを判別する。判別の結果、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが切替ラインＬ２に達した場合は、制御切替器５は、ステップＳ６の処理としてモータ１１の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えた後、制御モード切替処理をステップＳ４の処理に進める。一方、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが切替ラインＬ２に達していない場合には、制御切替器５は、制御モードを電圧位相制御モードに維持するべく、制御モード切替処理をステップＳ７の処理に進める。

ステップＳ７の処理では、制御切替器５が、電圧制御器４から出力されたｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊をｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊として出力する。これにより、ステップＳ７の処理は完了し、制御モード切替処理はステップＳ１の処理に戻る。

次に、図５を参照して、制御モードの違いによるトルク段差について説明する。図５は上述したようにして電圧位相制御モードから電流制御モードへ切り替える際の、モータ１１の回転数、出力トルク、電圧（振幅、位相）、ならびに電流の時間変化の概略を従来と本発明とを対比させて示した図である。なお、図５において、Ａ点ではモータ１１は電圧位相制御モードで運転制御され、Ｃ点では電流制御モードで運転制御されている。

図５において、モータ１１はＣ点では第１の指令値生成部１から出力される各指令値により制御されている一方、Ａ点では第２の指令値生成部２から出力される各指令値で制御されている。図５に破線で示す従来の制御手法では、モータの温度と、第１の指令値生成部１、第２の指令値生成部２で検索されるテーブルデータの前提となるモータの温度が異なる場合は、Ｃ点における出力トルクは破線で表される値となり、Ａ点における出力トルクとの間に段差が生じてしまう。

段差が生じるのは、モータのトルクは磁束と電流によって決まるが、電流制御モード時には電流は所望の値に制御しているので、モータの温度変化による磁束の変化がトルクの誤差要因となるからである。一方、電圧位相制御モードでは電流を制御していないので、磁束と電流がモータの温度変化に伴って変化してしまい、ともにトルク誤差の要因になる。すなわち、トルクに段差が生じるのは、電流制御モードと電圧位相制御モードとでモータの温度に対するトルク誤差の特性が異なることに起因する。

そこで、本発明では、トルク推定器１５で推定したトルク推定値Ｔ＾とトルク目標値
Ｔ_０ ^＊との偏差（△Ｔ）に基づいてトルク指令値Ｔ^＊を設定するトルク推定フィードバックを構成することで、出力トルクをトルク目標値Ｔ_０ ^＊に一致させるフィードバックの制御手法を採用している。これにより、図５のＣ点における出力トルクが実線の値となり、Ａ点とのトルク段差が解消される。

次に、制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際のトルク脈動について説明する。

電圧位相制御モードで制御されているモータ１１において、図５に示すＡ点から出力トルクを一定のまま回転数を低下させていくと、電流は徐々に減少してＣ点での電流指令値と一致するＢ点に到達する。このときに電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えると、既述したように電流が連続的になり望ましい。しかし、逆の場合、すなわち電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替える場合とでヒステリシスを持たせるために、実際には図５に示すように電流がＢ点よりヒステリシス分だけ多くなるＤ点にて制御モードを切り替える。

なお、図５において、Ｂ点が最大効率電流となるポイントなので、同じ出力トルクに対して電流が最小となる。ゆえに、電流の増加減の向きがＢ点で反転している。

図５に示すＤ点で制御モードを切り替えると、従来例では切り替え直前の電流検出値と切り替え後の電流指令値との間に差が生じてしまう。この結果、図５の破線で示すように電流が急変してしまい、出力トルクが脈動することになる。

このトルクの脈動は、先に説明したトルク推定フィードバックの制御手法によりある程度は抑制することは可能であるが、一般的にフィードバック制御には時間遅れが伴うため、十分に抑制することは難しくなる。

そこで、本発明では、ｄｑ軸電流の電流偏差△ｉ_ｄ０ ^＊，△ｉ_ｑ０ ^＊を算出し、この電流偏差に基づいてｄｑ軸電流指令値のオフセット量△ｉ_ｄ ^＊，△ｉ_ｑ ^＊を生成し、このオフセット量でｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊が制御モードの切り替え時に急激に変化しないように補正する制御手法を採用している。これにより、図５のＤ点で制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えても、図５の実線で示すようにモータ１１の電流が急変することは回避され、これにより出力トルクの脈動を抑制することが可能となる。

なお、ローパスフィルタ１８，１９の応答速度をトルク推定フィードバックの応答速度よりも遅く設定することで、トルク推定フィードバックで抑制しきれないトルク脈動をより確実に抑制することができる。

以上説明したように、上記実施例においては、モータ１１の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際に、ｄｑ軸電流指令値のオフセット量に基づいてｄｑ軸電流指令値を補正することで、制御モードの切り替え時のモータ１１のトルク脈動が発生することを抑制することができる。

また、モータ１１の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際に、トルク推定値に基づいて出力トルクをトルク目標値に一致させるトルク推定フィードバックの制御手法を採用することで、モータ１１の制御モードの切り替え前後でトルク段差が発生することを抑制することができる。

このように、この実施例では、電圧位相制御モードと電流位相制御モードとによりトルク誤差の特性が異なることに起因するトルク段差と、制御モードを切り替える際のトルク脈動の発生を抑制することが可能となるので、制御モードの切り替え前後でトルク変動が抑制された、精度のよいトルク制御ができる。これにより、モータ１１により駆動制御される車両を円滑に走行させることが可能となる。

以上、本発明者らによってなされた発明を適用した実施例について説明したが、本実施例による本発明の開示の一部をなす記述及び図面により本発明は限定されることはない。例えば本実施例は、モータ１１の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替える際に発生するトルク段差やトルク脈動を抑制するためのものであるが、本発明は本実施例に限定されることはなく、制御モードを切り替える際に電圧又は電流が急変してトルクが変動する制御全般に対し適用できる。

具体的には、異なる指令値生成部により制御される第１の電流制御モードと第２の電流制御モードを有し、これらの間でモータ１１の制御モードを切り替える際に適用することができる。また、制御モードを切り替える切り替え分岐点のヒステリシスの設け方は実施例で示した以外にもさまざま考えられるが、いずれにしてもヒステリシスを設けることにより電圧又は電流が急変し、トルクが変動してしまう制御全般に本発明は適用することができる。このように、本実施例に基づいて当業者等によりなされる他の実施例、運用技術等は全て本発明の範疇に含まれることは勿論である。

１：第１の指令値生成部
２：第２の指令値生成部
３：電流制御器
４：電圧制御器
５：制御切替器
６：ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器
７：ＰＷＭ変換器
９：インバータ
１０ａ，１０ｂ：電流センサ
１１：モータ（交流電動機）
１２：位置検出器
１３：ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器
１４：回転数演算器
１５：トルク推定器
１６：比例積分器
１７：電流偏差算出部
１８，１９：ローパスフィルタ

Claims (1)

1. トルク指令値に応じた電流指令値を算出し、算出された電流指令値に基づく電流ベクトル制御演算を行うことにより第１の電圧指令値を出力して交流電動機を制御する電流制御モードと前記トルク指令値に応じた第２の電圧指令値を算出し、算出された第２の電圧指令値に基づいて交流電動機を制御する電圧位相制御モードとの間で前記交流電動機の制御モードを切り替える切替手段と、
   前記交流電動機に供給される実電流を検出する電流検出手段と、
   前記切替手段が交流電動機の制御モードを前記電圧位相制御モードから前記電流制御モードに切り替える際に、切り替える直前の前記電流検出手段で検出された実電流と前記電流指令値との電流偏差を算出する電流偏差算出手段と、
   前記電流偏差算出手段で算出された電流偏差を初期値とするオフセット量を生成し、生成したオフセット量を前記電流指令値に加えて前記電流指令値を補正するオフセット補正手段と、
   前記電流検出手段で検出された実電流、前記第１または第２の電圧指令値ならびに前記交流電動機の機械角速度に基づいて、前記交流電動機のトルクを推定するトルク推定手段と、
   前記トルク推定手段で推定されたトルクに基づいて、出力トルクを目標トルクに一致させるようにトルク指令値をフィードバック制御して補正するトルク補正手段と、
   を有し、
   前記オフセット補正手段は、初期値のオフセット量を時間の経過とともに徐々に０に収束させ、オフセット量を収束させる速度を、前記トルク補正手段のフィードバック制御における応答速度よりも遅くした
   ことを特徴とする交流電動機の制御装置。

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