JP2008228431A - 交流電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】この発明の目的は、制御モード切換機能を有する交流電動機の駆動制御装置において、制御モードの切換に伴うオフセット的な出力変動を抑制する。
【解決手段】トルク変動推定部５１０は、制御モード切換時に交流電動機Ｍ１の出力（トルク）が制御モード間のオフセットにより変動したことをバッテリ電流Ｉｂの変動により検知して、バッテリ電流変動量に基づいて直流電源からの出力電力変動をトルク変動に換算して、トルク指令値の必要修正量ΔＴｒｑ♯を算出する。修正演算部５２０は、本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよびトルク変動量推定部５１０により算出された必要修正ΔＴｒｑの演算により、制御モード切換後の制御モードにおけるトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯を発生する。
【選択図】図６

Description

この発明は、交流電動機の駆動制御装置に関し、より特定的には、制御モード切換が可能な構成の交流電動機の駆動制御装置に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御する構成が一般的に用いられている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってモータ電流が制御される。

また、モータの出力を向上するために、矩形波電圧を交流電動機に印加して駆動制御する矩形波電圧駆動方式（矩形波電圧制御）と、上記ＰＷＭ制御に従ったＰＷＭ波電圧をモータに印加して駆動するＰＷＭ電圧駆動方式（ＰＷＭ制御）とを切換えるものが公知である（たとえば特許文献１〜５）。

特許文献１（特開２０００−５０６８６号公報）には、矩形波電圧位相制御モード（矩形波電圧制御）とＰＷＭ電流制御モード（ＰＷＭ制御）との間の切換時において、交流電動機で発生するトルクショックを低減するために、両制御モードの切換の際には擬似正弦波電圧をモータに印加して、モータのトルクが一定となるように制御することが開示されている。

また、特許文献２（特開２００６−１９７７９１号公報）には、ＰＷＭ電圧駆動（ＰＷＭ制御）から矩形波電圧駆動（矩形波電圧制御）への切換時に、発電機の発電電圧を低下させることによって、駆動方式の切換に伴うトルク増加によるショックを低減することが開示されている。

また、特許文献３（特開２００６−７４９５１号公報）には、矩形波電圧制御時に位置検出器の検出誤差に起因する電圧スイッチングのタイミングずれを減少させ、電流のオフセットを抑制するための構成が開示されている。さらに、特許文献４（特開２００６−３４０２２号公報）および特許文献５（特開２００６−７４８６５号公報）には、矩形波電圧駆動（矩形波電圧制御）において、電圧スイッチングパターンの切換タイミングを適切に制御するためのキャリア周期の設定手法が開示されている。

さらに、特許文献６（特開２００６−３１１７７０号公報）には、磁石温度に起因したトルク変動を抑制するために、ＰＷＭ制御選択時に、トルク推定値のフィードバックに基づいて交流電動機のトルク指令値を修正する制御装置が開示されている。
特開２０００−５０６８６号公報 特開２００６−１９７７９１号公報 特開２００６−７４９５１号公報 特開２００６−３４０２２号公報 特開２００６−７４８６５号公報 特開２００６−３１１７７０号公報

特許文献１〜６でも指摘されるように、矩形波電圧制御およびＰＷＭ制御の間での制御方式（制御モード）切換時には、制御ロジックが一変することによるオフセット的な出力変動（トルク変動）がステップ状に発生する可能性がある。

この問題点に対し、特許文献１〜５は、制御モード切換時にトルク変動の発生を防止するような制御条件をフィードフォワード制御的に実現しようとするものであり、実際に発生した出力変動（トルク変動）を把握してこれを過不足なく補償するような制御を実現するものではない。

また、特許文献６では、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御へのモード切換時のトルク変動を抑制するために、交流電動機に印加された電圧および電流に基づくトルク推定値とトルク指令値との偏差を用いて本来のトルク指令値を修正する制御構成が開示されている。これにより、磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償してトルク変動を抑制することができる。

しかしながら、上記のような制御モード切換時に発生する出力変動（トルク変動）は、オフセット的であり、かつステップ状に発生するため、交流電動機への瞬時的な印加電圧および印加電流の積に基づくトルクフィードバック制御では、十分に補償することが困難と予測される。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、制御モード切換機能を有する交流電動機の駆動制御装置において、制御モードの切換に伴うオフセット的な出力変動を抑制することである。

この発明による交流電動機の駆動制御装置は、直流電源と、インバータと、制御モード選択手段と、検出手段と、指令値修正手段とを備える。

インバータは、電力用半導体スイッチング素子によるスイッチング動作により、交流電動機が動作指令値に従って動作するように、直流電源および交流電動機の間で電力変換を行なうように構成される。制御モード選択手段は、交流電動機の運転条件に応じて、インバータにおける電力変換の制御モードを切換える。検出手段は、直流電源の電圧および電流を検出する。指令値修正手段は、制御モード選択手段による制御モードの切換時に、検出手段により検出される切換前後間での直流電源の電流変化量に基づいて、切換後の制御モードにおける交流電動機の動作指令値を修正する。

このような構成とすることにより、制御モード切換に伴う交流電動機の出力変動を駆動電力の供給源である直流電流の電流変動に基づいて推定するとともに、この推定値を用いて交流電動機の動作指令値を修正することができる。したがって、制御モード切換に伴って発生する、交流電動機のオフセット的な出力変動を補償することができる。

好ましくは、交流電動機の駆動制御装置は、第１のモータ制御手段と、第２のモータ制御手段とをさらに備える。第１のモータ制御手段は、制御モード選択手段が交流電動機に矩形波電圧を印加する第１の制御モードを選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう。第２のモータ制御手段は、制御モード選択手段がパルス幅変調方式に従って交流電動機への印加電圧を制御する第２の制御モードを選択した場合に、モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう。そして、指令値修正手段は、第２の制御モードから第１の制御モードへの切換時に、電流変化量に基づいて交流電動機のトルク変動量を算出するトルク変動量推定手段と、トルク変動量推定手段により推定されたトルク変動量を補償するように第１のモータ制御手段に対するトルク指令値を修正する修正手段とを含む。

このような構成とすることにより、ＰＷＭ制御（第２の制御モード）から矩形波電圧制御（第１の制御モード）への切換時に、直流電源の電流変動に基づいて交流電動機のオフセット的なトルク変動量を推定することができる。さらに、この推定値に基づいてトルク指令値を修正することにより、上記制御モード切換時におけるトルク変動を抑制できる。

さらに好ましくは、トルク変動量推定手段は、第１の制御モードおよび第２の制御モードの間でのスイッチング動作の回数差を考慮した所定のスイッチング損失差をさらに反映してトルク変動量を算出する。または、トルク変動量推定手段は、第２のモータ制御手段による制御中におけるスイッチング動作の回数を測定し、この測定した回数に基づいて第１の制御モードおよび第２の制御モードの間でのスイッチング動作の回数差に応じたスイッチング損失差を推定して、推定したスイッチング損失差をさらに反映してトルク変動量を算出する。

このような構成とすることにより、制御モード切換に伴うインバータでのスイッチング損失の変化をさらに反映して交流電動機のトルク変動を正確に推定できる。したがって、制御モード切換時におけるトルク変動をさらに精密に抑制することができる。

また好ましくは、指令値修正手段は、制御モードの切換時に直流電源の電流変動量に基づいて交流電動機の出力変動量を推定する手段と、推定した出力変動量に応じて、切換後の制御モードにおける動作指令値の必要修正量を設定する手段と、設定された必要修正量に従って前期切換後の制御モードにおける動作指令値を修正する手段とを含む。必要修正量は、今回の制御モード切換時の電流変動量に基づいて推定された出力変動量を用いてこれまでの必要修正量を修正する学習制御により設定される。

このような構成とすることにより、直流電源が蓄電装置およびコンバータ装置の組合せで設けられ、インバータへの入力電圧、すなわち交流電動機の印加電圧振幅を可変とする構成においても、制御モード切換に伴って発生する、交流電動機のオフセット的な出力変動を補償することができる。

好ましくは、直流電源は、直流電力を蓄積する蓄電装置と、蓄電装置およびインバータの間に設けられ、直流電圧変換を行なうコンバータ装置とを含む。

このような構成とすることにより、制御モード切換の発生ごとに出力変動を逐次学習制御した結果を用いて一次的に出力指令値を修正した上で、直流電源の電流変動に基づいてさらに出力指令値を修正するので、制御モード切換の直後から出力変動（トルク変動）を抑制することが可能となる。

この発明による交流電動機の駆動制御装置によれば、制御モード切換機能を有する制御構成において、制御モード切換に伴うオフセット的な出力変動を抑制することができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当する部分には同一の符号を付してその詳細な説明は原則的に繰返さないものとする。

［全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の駆動制御装置の代表例であるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。なお、本実施の形態では、直流電源Ｂは二次電池で構成されるものとして説明するので、電圧センサ１０および電流センサ１１が検出した直流電圧Ｖｂおよび直流電流Ｉｂを、バッテリ電圧Ｖｂおよびバッテリ電流Ｉｂとも称する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムに従うソフトウェア処理および／または電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出されたバッテリ電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

［制御モードの説明］
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御モードでは、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令値の振幅を歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モードが適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で矩形波電圧制御モードが適用される。矩形波電圧制御では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図３のフローチャートに示されるように、図示しないＥＣＵによって、アクセル開度等に基づく車両要求出力より交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、矩形波電圧制御モードおよびＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御モード／過変調ＰＷＭ制御モード）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。ＰＷＭ制御モード適用時に、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御モードのいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。

上記制御フローに従って、交流電動機Ｍ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御モードのうちから適正な制御モードが選択される。

この結果、概略的には図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御モード、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御モードが適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードの適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図５は、制御装置３０によって実行される、ＰＷＭ制御モードの制御ブロック図である。図５のＰＷＭ制御ブロックは、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御モードの適用時に使用される。

図５に示されるように、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令値生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０ｄ，２４０ｑと、ＰＷＭ信号生成部２６０と、制御モード判定部２７０とを含む。

電流指令値生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０ｄには、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）が入力され、ＰＩ演算部２４０ｑには、ｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０ｄは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯を生成する。ＰＩ演算部２４０ｑは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

制御モード判定部２７０は、図３に示したフローチャートに従ってＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御／過変調ＰＷＭ制御）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御モードの一方を選択する。

制御モード判定部２７０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。

Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
さらに、制御モード判定部２７０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。

Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２７０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御モードの一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部２７０による制御モードの選択は、座標変換部２５０での各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの生成に反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御モード時には、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅電圧が正弦波ＰＷＭ制御モードよりも相対的に拡大される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令値生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

このように、電流指令値生成部２１０、座標変換部２２０，２５０、ＰＩ演算部２４０、およびＰＷＭ信号生成部２６０によって、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯に応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成される。

なお、スイッチング回数測定部２８０は、ＰＷＭ制御部が発生するスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に基づき、所定周期（たとえば電気角３６０°区間）内での、インバータ１４を構成する各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング回数（オン・オフ回数）Ｎｓｗｐをカウントする機能を有する。

図６は、制御装置３０によって実行される、矩形波電圧制御モードにおける制御ブロック図を説明する。

図６を参照して、矩形波電圧制御ブロック４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、上記（４）式に従ってモータ供給電力Ｐｍｔを算出する。なお、電力演算において、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧センサ１３によるシステム電圧ＶＨの検出値に基づいて決められる。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（４）
トルク推定部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ供給電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（５）式に従ってトルク推定値Ｔｒｑを算出する。

Ｔｒｑ＝Ｐｍｔ／ω …（５）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値に対するトルク偏差ΔＴｑが入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

［制御モード切換時の出力変動補償制御］
以上のように、ＰＷＭ制御モード（図５）では、モータ電流のフィードバック制御により、モータトルク制御を実行する一方で、矩形波電圧制御モード（図６）では、トルク推定値（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御が実行される。また、ＰＷＭ制御モードでは、電流センサ２４の検出値（モータ電流）に基づくフィードバック制御が行なわれる一方で、矩形波電圧制御モードでは、電流センサ２４の検出値（モータ電流）および電圧センサ１３の検出値（各相電圧振幅）の両方に基づくフィードバック制御が行なわれる。したがって、制御モードの切換時には、制御方式が一変すること、およびフィードバック制御に用いるセンサが完全に一致しないことから、これらの要因によって、交流電動機Ｍ１のトルク制御にオフセット的な変動が発生する可能性がある。これにより、交流電動機Ｍ１の出力がステップ状に変動する。

本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムでは、モード切換に伴うこのような出力変動（トルク変動）を補償するための指令値修正部５００（図６）がさらに設けられる。なお以下では、出力変動の典型例としてトルク変動の補償について説明する。

図６を参照して、指令値修正部５００は、トルク変動量推定部５１０と、修正演算部５２０とを含む。指令値修正部５００は、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの制御モード切換時におけるトルク変動を補償する。

トルク変動量推定部５１０は、バッテリ電圧Ｖｂ，バッテリ電流Ｉｂおよび交流電動機Ｍ１の回転数Ｎｍに基づき、制御モード切換に伴うトルク変動量を推定して、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍの必要修正量ΔＴｒｑ♯を算出する。修正演算部５２０は、本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび必要修正ΔＴｒｑ♯の演算により、矩形波電圧制御モードにおけるトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯を発生する。

図７は、図６に示した指令値修正部５００の動作を説明するフローチャートである。
図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、所定の制御モード切換、ここでは、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの切換が発生したかどうかを判定する。

ステップＳ１００のＮＯ判定時、すなわち対象とするモード遷移（制御モードの切換）が発生していない場合には、以降の制御処理を実行することなく処理は終了される。

制御装置３０は、所定の制御モードの切換が発生したとき（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１０によりトルク変動量ΔＴｒｑを算出する。

ステップＳ１１０でのトルク変動量ΔＴｒｑの算出は、たとえば下記（６）式に従って実行される。

（６）式において、ΔＩｂは、図８に示すように、制御モード切換（時刻ｔ０）に伴って発生するバッテリ電流Ｉｂのステップ的な変動量である。また、Ｐは交流電動機Ｍ１の極数を示す。上述のように、制御モード切換の前後での変化に伴い、制御された出力トルクにオフセット的な変動が発生することにより、直流電源Ｂからの供給電力が変化することから、このようなバッテリ電流Ｉｂの変動が発生する。したがって、このバッテリ電流変動ΔＩｂに基づいて、直流電源Ｂからの出力電力（Ｉｂ・Ｖｂ）の変動をトルク変動に換算することにより、制御されたトルクの変動（オフセット）を推定することが可能である。このような変動は、モード切換に伴って発生し、かつ、同一モード中には発生しないので、モード切換時におけるバッテリ電流Ｉｂのステップ状の変動に基づいて、上記トルク変動量の推定が可能である。

なお、交流電動機の動作指令値（トルク指令値）の更新周期と比較すると、モータ制御周期は非常に短いので、制御モード切換前後でトルク指令値が変化するケースが発生する可能性は低い。ただし、制御モードの切換前後でトルク指令値が変化している場合には、この変化分を盛込んでトルク変動量ΔＴｒｑを推定することが好ましい。

再び図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１１０で推定されたトルク変動量に基づき、トルク指令値の必要修正量ΔＴｒｑ♯を設定する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０では、ステップＳ１２０で求められた必要修正量量ΔＴｒｑ♯に従って、下記（７）式によりトルク指令値を修正する。

Ｔｒｑｃｏｍ♯＝Ｔｒｑｃｏｍ−ΔＴｒｑ♯…（７）
たとえば、トルク変動量ΔＴｒｑおよび必要修正量ΔＴｒｑ♯は、制御モード切換ごとに算出され、次の制御モード切換が発生するまでの同一制御モード（矩形波電圧制御モード）の継続期間中には、同一の必要修正量ΔＴｒｑ♯を用いてトルク指令値が修正される。

このような構成とすることにより、交流電動機の制御モード切換に伴ってオフセット的に発生するトルク変動（出力変動）を推定して、この変動を補償するようなトルク指令値の修正を行なうことができる。これにより制御モード切換時におけるトルク変動の発生を抑制できる。

なお、ステップＳ１２０で設定される必要修正量ΔＴｒｑ♯については、上述のように、制御モードの切換発生ごとに都度新たに設定してもよいが、以下のような学習制御を行なうことも可能である。すなわち、必要修正量ΔＴｒｑ♯を学習値として取り扱って、矩形波電圧制御モード中には、現在の必要修正量ΔＴｒｑ♯に従って（７）式によりトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯を逐次設定するとともに、制御モードの切換時点では、発生したバッテリ電流変動量ΔＩｂに基づいて推定されたトルク変動量ΔＴｒｑを用いて、必要修正量ΔＴｒｑ♯を修正する学習制御が行なわれる。たとえば、下記（８）式に従って必要修正量ΔＴｒｑ♯を更新することにより、学習制御を実行できる。なお、（８）式においてｋは学習係数（０＜ｋ＜１．０）であり、−ΔＴｒｑ♯′は更新（修正）前の値である。

ΔＴｒｑ♯＝ΔＴｒｑ♯′＋ｋ・（ΔＴｒｑ−ΔＴｒｑ♯′）…（８）
このような学習制御を行なうことにより、制御モードの切換回数が増加するにつれて、制御モードの切換時点からトルク変動（出力変動）を抑制できるようになる。

次に、ステップＳ１１０におけるトルク変動量ΔＴｒｑをより正確に推定するための手法について以下に説明する。

図９に示すように、インバータ１４を構成する各スイッチング素子のオン・オフ時には、スイッチング動作に伴うスイッチング損失が発生する。図９には、スイッチング素子のターンオン時における電圧電流波形が示される。

図９を参照して、スイッチング素子のターンオン時にはスイッチング電圧がＶｓｗがシステム電圧ＶＨから０へ向かって変化する一方で、スイッチング電流Ｉｓｗが増大していく。ここで、スイッチング電圧Ｖｓｗおよびスイッチング電流Ｉｓｗの変化には一定の時定数が存在するため、両者には重なり合う期間が発生し、この積に応じたスイッチング損失Ｐｌｓが発生する。

図２から理解されるように、ＰＷＭ制御モードでは、１電気周期（電気角３６０°）期間内におけるスイッチング回数（各スイッチング素子のオン・オフ回数）が多数である一方で、矩形波電圧制御モードではスイッチング回数は２回に留まる。したがって、制御モード切換に伴うバッテリ電流変動量ΔＩｂには、交流電動機の出力変動（トルク変動）のみならず、このような制御モード間でのスイッチング損失差も含まれている。

このため、たとえば下記（９）式に従って図７のステップＳ１００でのトルク変動量ΔＴｒｑを算出すれば、より正確にトルク変動量を推定することができる。

（９）式においてＳＷｌｓ項は、インバータ１４での各スイッチング素子のスイッチング損失Ｐｌｓの総和に相当する。上述のように、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの切換時、すなわちＰＷＭ制御モードにおける電圧変調率が限界となった段階におけるインバータの出力電圧波形はほぼ予測可能であるので、このような予測波形を前提として、制御モード切換に伴う１電気周期当たりでのスイッチング回数差を予測することができる。したがって、図８に示したスイッチング損失Ｐｌｓを予め測定し、予測されるスイッチング回数差との積を求めることにより、式（９）式中のスイッチング損失項ＳＷｌｓを定数として設定することができる。

あるいは、図５に示したスイッチング回数測定部２８０によって、各１電気周期でのスイッチング回数Ｓｓｗｐを実測する構成とすれば、制御モード切換時に、直前の１電気周期におけるスイッチング回数実測値Ｎｓｗｐおよび予め測定したスイッチング損失Ｐｌｓ（定数）を用いて、下記（１０）式に従って（９）式中のスイッチング損失項ＳＷｌｓをオンラインで求めることもできる。

ＳＷｌｓ＝（Ｎｓｗｐ−２）・Ｐｌｓ…（１０）
このように、制御モードの切換に伴ってインバータ１４でのスイッチング損失が変化することをさらに反映してトルク変動量ΔＴｒｑを推定することにより、バッテリ電流変動量ΔＩｂに基づく、制御モード切換時のトルク変動補償をより正確に実行することが可能となる。

なお、本実施の形態では、代表例として、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの切換時におけるトルク変動補償制御を説明した。なお、反対に矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換時に、上述したバッテリ電流変動量ΔＩｂに基づく同様のトルク変動補償制御を実行してもよく、それぞれの制御モード切換時に同様の制御を実行することとしてもよい。

また、本実施の形態では、ＰＷＭ制御モードが過変調ＰＷＭ制御を含むため、ＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードの切換時には、ＰＷＭ制御モードとしては過変調ＰＷＭモードが選択されていることとなる。ただし、過変調ＰＷＭ制御モードを採用せずに、正弦波ＰＷＭ制御のみでＰＷＭ制御モードを構成する場合にも、ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モード間の切換時に同様の制御を適用することが可能である。なお、制御対象となる交流電動機についても、ハイブリッド車両搭載用に特に限定することなく、本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。

また、図１の構成において、直流電圧発生部１０♯全体を本発明における「直流電源」とみなして、バッテリ電圧Ｖｂ，バッテリ電流Ｉｂに代えて、インバータ１４の入力電圧（ＶＨ）および入力電流を用いて同様の制御を行なうことも可能である。すなわち、複数の制御モードが切換えられる電力変換器（インバータ）への入力電力変動量に基づいて、電動機の出力変動（トルク変動量）を推定できれば、本発明を同様に適用することができる。また、図１の構成において、昇降圧コンバータ１２の配置を省略してもバッテリ電流変動に基づいて同様の制御が実現できる点についても確認的に記載する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の駆動制御装置の全体構成図である。 本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御モードを説明する図である。 制御モードの選択手法を説明するフローチャートである。 モータ条件に対応した制御モードの切換えを説明する図である。 ＰＷＭ制御モードにおける制御ブロック図である。 矩形波電圧制御モードにおける制御ブロック図である。 図６に示した指令値修正部動作を説明するフローチャートである。 モード切換時のバッテリ電流の変化を示す波形図である。 スイッチング損失の発生を説明する波形図である。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１ 電流センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１３ 電圧センサ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、２００ ＰＷＭ制御ブロック、２１０ 電流指令値生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ｄ，２４０ｑ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０ 制御モード判定部、２８０ スイッチング回数測定部、４００ 矩形波電圧制御ブロック、４１０ 電力演算部、４２０ トルク推定部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、５００ 指令値修正部、５１０ トルク変動量推定部、５２０ 修正演算部、Ａ１ 低回転数域、Ａ２ 中回転数域、Ａ３ 高回転数域、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ バッテリ電流、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 各相電流、Ｋｍｄ 変調率、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍ モータ回転数、Ｎｓｗｐ スイッチング回数実測値、Ｐｍｔ モータ供給電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＲＧＥ 制御信号、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｔｒｑ トルク推定値、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｂ バッテリ電圧、ＶＨ システム電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 電圧指令値、ΔＩｂ バッテリ電流変動量、ΔＴｑ トルク偏差、ΔＴｒｑ トルク変動量（推定）、ΔＴｒｑ♯ 必要修正量（トルク指令値）、θ 回転角、φｖ 電圧位相、ω 角速度。

Claims (6)

1. 直流電源と、
   電力用半導体スイッチング素子によるスイッチング動作により、交流電動機が動作指令値に従って動作するように、前記直流電源および前記交流電動機の間で電力変換を行なうためのインバータと、
   前記交流電動機の運転条件に応じて、前記インバータにおける電力変換の制御モードを切換えるための制御モード選択手段と、
   前記直流電源の電圧および電流を検出する検出手段と、
   前記制御モード選択手段による前記制御モードの切換時に、前記検出手段により検出される切換前後間での前記直流電源の電流変化量に基づいて、切換後の制御モードにおける前記交流電動機の動作指令値を修正するための指令値修正手段とを備える、交流電動機の駆動制御装置。
2. 前記制御モード選択手段が前記交流電動機に矩形波電圧を印加する第１の制御モードを選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう第１のモータ制御手段と、
   前記制御モード選択手段がパルス幅変調方式に従って前記交流電動機への印加電圧を制御する第２の制御モードを選択した場合に、前記モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう第２のモータ制御手段とをさらに備え、
   前記指令値修正手段は、
   前記第２の制御モードから前記第１の制御モードへの切換時に、前記電流変化量に基づいて前記交流電動機のトルク変動量を算出するトルク変動量推定手段と、
   前記トルク変動量推定手段により推定されたトルク変動量を補償するように前記第１のモータ制御手段に対する前記トルク指令値を修正する修正手段とを含む、請求項１記載の交流電動機の駆動制御装置。
3. 前記トルク変動量推定手段は、前記第１の制御モードおよび前記第２の制御モードの間での前記スイッチング動作の回数差を考慮した所定のスイッチング損失差をさらに反映して前記トルク変動量を算出する、請求項２記載の交流電動機の駆動制御装置。
4. 前記トルク変動量推定手段は、前記第２のモータ制御手段による制御中における前記スイッチング動作の回数を測定し、この測定した回数に基づいて前記第１の制御モードおよび前記第２の制御モードの間での前記スイッチング動作の回数差に応じたスイッチング損失差を推定して、推定した前記スイッチング損失差をさらに反映して前記トルク変動量を算出する、請求項２記載の交流電動機の駆動制御装置。
5. 前記指令値修正手段は、
   前記制御モードの切換時に前記直流電源の電流変動量に基づいて前記交流電動機の出力変動量を推定する手段と、
   推定した前記出力変動量に応じて、切換後の制御モードにおける前記動作指令値の必要修正量を設定する手段と、
   設定された前記必要修正量に従って、前期切換後の制御モードにおける前記動作指令値を修正する手段とを含み、
   前記必要修正量は、今回の制御モード切換時の前記電流変動量に基づいて推定された出力変動量を用いてこれまでの前記必要修正量を修正する学習制御により設定される、請求項１記載の交流電動機の駆動制御装置。
6. 前記直流電源は、
   直流電力を蓄積する蓄電装置と、
   前記蓄電装置および前記インバータの間に設けられ、直流電圧変換を行なうコンバータ装置とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置。

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