JP2007006664A - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 位置或いは速度センサレス交流回転機にあって、円滑で安定した動作特性が得られる交流回転機の制御装置を得ることを目的としている。
【解決手段】 ｄ、ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑにそれぞれ電機子抵抗値Ｒを乗算して出力する第１、第２のゲイン演算器１１、１２、回転角速度指令ω＊とそれぞれｑ、ｄ軸推定磁束φｑ、φｄとの積を出力する第１、第２の乗算器１３、１４、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊に第１の乗算器１３の出力を加算し第１のゲイン演算器１１の出力を減算して出力する第１の加減算器１５、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に第２の乗算器１４の出力を加算し第２のゲイン演算器１２の出力を減算して出力する第２の加減算器１６、第１の加減算器１５の出力の一次遅れ演算を行いｄ軸推定磁束φｄを出力する第１のフィルタ１７、および第２の加減算器１６の出力の一次遅れ演算を行いｑ軸推定磁束φｑを出力する第２のフィルタ１８からなる総磁束推定器５を備えた。
【選択図】 図２

Description

この発明は、速度センサ或いは位置センサを用いることなく交流回転機を可変速に駆動するための交流回転機の制御装置に関するものである。

従来の、例えば特許文献１の交流回転機の制御装置では、交流回転機の回転位置を演算するために、電機子電圧から、直列接続された電機子抵抗と電機子インダクタンスとに電機子電流を流した際に発生する降下電圧値を減じることにより得られる信号を演算する。
この信号に対し、直流ゲインが１の低域通過フィルタＦ（ｓ）としてα／（ｓ＋α）を考え（１−Ｆ（ｓ））／ｓ＝１／（ｓ＋α）なるフィルタを用意し、フィルタリング処理する。このフィルタリング処理した信号を残電圧値として得る。
この残電圧値は、回転子磁束を低域遮断フィルタｓ／（ｓ＋α）でフィルタリング処理した信号であることから、この残電圧値に基づき回転子位置を演算している。

また、従来の、例えば特許文献２の交流回転機の制御装置は、基本的には一次磁束制御法により同期電動機を指令信号通りに駆動制御するものであり、電機子電流のγ軸成分とδ軸成分ｉγ、ｉδからｄ−ｑ軸とγ−δ軸のずれの角度φ（偏角：φ＝（δ−π／２））を推定し、偏角φを０にするような角周波数ω１で、かつ、τｅ＝τｅ＊となる電機子電流が流れるような電圧ｖγ＊、ｖδ＊に相当する三相交流電圧を出力するようにインバータ装置を動作させている。

特開平１０−０９４２９８号公報（５頁［数５］、図１０） 特開２００２−１８６２９９号公報（５頁［００２０］、図１０）

以上のように、従来の位置或いは速度センサレス交流回転機の制御装置にあっては、回転子位置を推定するために、電機子抵抗値と電機子インダクタンス値とが必要となる。
ところで、交流回転機、特に同期機では、定格電流以下でも電流振幅によって磁気飽和が生じることが多く、電機子インダクタンス値がこの磁気飽和により大きく変化する。
この結果、制御対象とする回転子磁束が正確に得られず、円滑で安定した動作特性が得られないという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、円滑で安定した動作特性が得られる交流回転機の制御装置を得ることを目的としている。

第１の発明に係る交流回転機の制御装置は、三相の電力変換器の電圧で駆動される交流回転機、この交流回転機の各相電流を検出する電流検出器、回転角速度指令から位相θを演算する位相演算器、電流検出器からの各相電流検出値を位相演算器からの位相θに基づいて回転二軸座標上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換する三相／ｄｑ軸変換器、ｄ、ｑ軸電流検出値、回転角速度指令、回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令および交流回転機の電機子抵抗値に基づき回転二軸座標上のｄ軸推定磁束とｑ軸推定磁束とを演算する総磁束推定器、ｄ軸推定磁束がｄ軸磁束指令に一致するように回転二軸座標上のｄ軸電流指令を演算するｄ軸磁束制御器、ｑ軸推定磁束がｑ軸磁束指令に一致するように回転二軸座標上のｑ軸電流指令を演算するｑ軸磁束制御器、ｄ、ｑ軸電流検出値がそれぞれｄ、ｑ軸電流指令に一致するように回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令を演算する電流制御器、およびｄ、ｑ軸電圧指令を位相θに基づいて三相電圧指令に変換して電力変換器に出力するｄｑ軸／三相変換器を備えたものである。

第２の発明に係る交流回転機の制御装置は、三相の電力変換器の電圧で駆動される交流回転機、この交流回転機の各相電流を検出する電流検出器、電流検出器からの各相電流検出値を推定位相θに基づいて回転二軸座標上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換する三相／ｄｑ軸変換器、ｄ、ｑ軸電流検出値、推定位相θ、回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令および交流回転機の電機子抵抗値に基づき推定総磁束の振幅と角速度と推定位相θとを演算する総磁束推定器、推定総磁束が総磁束振幅指令に一致するように回転二軸座標上のｄ軸電流指令を演算する総磁束制御器、推定総磁束の角速度が回転角速度指令に一致するように回転二軸座標上のｑ軸電流指令を演算する速度制御器、ｄ、ｑ軸電流検出値がそれぞれｄ、ｑ軸電流指令に一致するように回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令を演算する電流制御器、およびｄ、ｑ軸電圧指令を推定位相θに基づいて三相電圧指令に変換して電力変換器に出力するｄｑ軸／三相変換器を備えたものである。

第１の発明に係る交流回転機の制御装置にあっては、ｄ、ｑ軸電流検出値、回転角速度指令、回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令および交流回転機の電機子抵抗値により演算される回転二軸座標上のｄ、ｑ軸推定磁束に基づき交流回転機の制御を行うようにしたので、磁気飽和で大きく変動する電機子インダクタンス値を使用する必要がなくなり、円滑で安定した動作特性が得られる。

また、第２の発明に係る交流回転機の制御装置にあっては、ｄ、ｑ軸電流検出値、推定位相θ、回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令および交流回転機の電機子抵抗値により演算される推定総磁束の振幅と角速度と推定位相θとに基づき交流回転機の制御を行うようにしたので、磁気飽和で大きく変動する電機子インダクタンス値を使用する必要がなくなり、円滑で安定した動作特性が得られる。また、交流回転機がその負荷急変等により回転角速度が変動しても推定位相が角速度指令に拘わらずこの変動に追従し交流回転機の動作が安定する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による交流回転機の制御装置を示す構成図である。電力変換器１は、同期機である交流回転機２に三相の電圧を印加する。電流検出器３は、交流回転機２に発生する相電流ｉｕ、ｉｖを検出する。図１は、電流検出器３として、電力変換器１と交流回転機２とを接続する結線を流れる電流をＣＴ等により検出するものを記載しているが、他の公知の手法を用いて、母線電流など電力変換器１内部に流れる電流を用いて相電流を検出しても良い。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するので、ｕ、ｖ２相分の検出電流からｗ相の電流を求めることができる。

公知の通り、三相電圧或いは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となるが、この制御座標軸の位相をθとする。三相／ｄｑ軸変換器４は、電流検出器３から得られた相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを位相θの回転直交二軸（ｄ−ｑ軸）（以下、回転二軸座標と称するものとする）上のｄ軸電流（検出値）ｉｄ、ｑ軸電流（検出値）ｉｑに座標変換する。

総磁束推定器５は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、回転角速度指令ω＊、回転二軸座標上のｄ軸電圧指令ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に基づいて、回転二軸座標上のｄ軸推定磁束φｄ、ｑ軸推定磁束φｑを出力する。
なお、総磁束演算器５の内部構成については、図２により後段で詳述する。

ｄ軸磁束制御器６は、ｄ軸磁束指令とｄ軸推定磁束との偏差を増幅してｄ軸電流指令を生成する。偏差の増幅方法は、比例でも積分でも良く、或いは比例積分でも良い。
ｑ軸磁束制御器７は、ｑ軸磁束指令とｑ軸推定磁束との偏差を増幅してｑ軸電流指令を生成する。偏差の増幅方法は、ｄ軸磁束制御器６と同様に比例でも積分でも良く、或いは比例積分でも良い。
電流制御器８は、ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との偏差を増幅してｄ軸電圧指令ｖｄ＊を出力すると同時に、ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との偏差を増幅してｑ軸電圧指令ｖｑ＊を出力する。
位相演算器９は、回転角速度指令ω＊を積分して位相θとして三相／ｄｑ軸変換器４とｄｑ軸／三相変換器１０とへ出力する。なお、本願明細書では、角速度をω（角周波数）と同義で使用するものとする。
ｄｑ軸／三相変換器１０は、位相演算器９から得た位相θに基づいてｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを三相電圧指令に変換し、電力変換器１へ出力する。

図２は、総磁束演算器５の構成を示すものである。
先ず、総磁束演算器５の演算原理について説明する。
交流回転機の電機子抵抗値をＲ、回転二軸座標上の総磁束をφｄ、φｑ、回転二軸座標上の電圧をｖｄ、ｖｑ、回転二軸座標上の電流をｉｄ、ｉｑと定義する。回転二軸座標が角周波数ωで回転している場合、総磁束φｄ、φｑに関して（１）、（２）式が成り立つ。

ｖｄ＝Ｒ×ｉｄ＋ｄ／ｄｔ（φｄ）−ω・φｑ … （１）
ｖｑ＝Ｒ×ｉｑ＋ｄ／ｄｔ（φｑ）＋ω・φｄ … （２）

（１）、（２）式は、交流回転機一般に成り立つものであり、誘導機、同期機のいずれでも成立する。（１）、（２）式を整理すると（３）、（４）式を得る。

ｄ／ｄｔ（φｄ）＝ｖｄ−Ｒ×ｉｄ＋ω・φｑ … （３）
ｄ／ｄｔ（φｑ）＝ｖｑ−Ｒ×ｉｑ−ω・φｄ … （４）

（３）、（４）式において、ωの代わりに回転角速度指令ω＊を、ｄ軸電圧ｖｄ、ｑ軸電圧ｖｑの代わりにｄ軸電圧指令ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊、積分の代わりに任意のカットオフ角周波数ωｃ（≧０）［ｒａｄ／ｓ］の一次遅れフィルタを代入して整理すると（５）、（６）式を得る。

φｄ＝（ｖｄ＊−Ｒ×ｉｄ＋ω＊・φｑ）／（ｓ＋ωｃ） … （５）
φｑ＝（ｖｑ＊−Ｒ×ｉｑ−ω＊・φｄ）／（ｓ＋ωｃ） … （６）

ここで、ｓはラプラス演算子である。特に、ωｃ＝０の時、（５）、（６）式は（７）、（８）式となり、ｄ、ｑ軸誘起電圧が得られる。

ｄ／ｄｔ（φｄ）＝ｖｄ＊−Ｒ×ｉｄ＋ω＊・φｑ … （７）
ｄ／ｄｔ（φｑ）＝ｖｑ＊−Ｒ×ｉｑ−ω＊・φｄ … （８）

後段でも触れるが、積分の代わりにカットオフ角周波数ωｃ（≧０）［ｒａｄ／ｓ］の一次遅れ演算をすると、カットオフ角周波数ωｃより低い帯域のノイズを積分することを防止し、低速域の安定性が向上するという効果がある。

続いて、図２の構成について説明する。
第１のゲイン演算器１１は、ｄ軸電流検出値ｉｄを電機子抵抗値であるＲ倍してｄ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｄ）を演算する。第２のゲイン演算器１２は、ｑ軸電流検出値ｉｑを電機子抵抗値であるＲ倍してｑ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｑ）を演算する。
第１の乗算器１３は、ｑ軸推定磁束φｑと回転角速度指令ω＊とを乗算して（ω＊×φｑ）を出力する。第２の乗算器１４は、ｄ軸推定磁束φｄと回転角速度指令ω＊とを乗算して（ω＊×φｄ）を出力する。

第１の加減算器１５は、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊からｄ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｄ）を減算するとともに（ω＊×φｑ）を加算してｄ軸推定磁束の時間微分ｄ／ｄｔ（φｄ）を算出する。第２の加減算器１６は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊からｑ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｑ）を減算するとともに（ω＊×φｄ）を減算してｑ軸推定磁束の時間微分ｄ／ｄｔ（φｑ）を算出する。

第１のフィルタ１７は、加減算器１５が出力するｄ／ｄｔ（φｄ）を入力とし、カットオフ角周波数ωｃ（≧０）［ｒａｄ／ｓ］の一次遅れ演算を行い、ｄ軸推定磁束φｄを出力する。第２のフィルタ１８は、加減算器１６が出力するｄ／ｄｔ（φｑ）を入力とし、カットオフ角周波数ωｃ（≧０）［ｒａｄ／ｓ］の一次遅れ演算を行い、ｑ軸推定磁束φｑを出力する。

なお、加減算器１５、１６の出力を単純に積分するのではなく、フィルタ１７、１８を用いたカットオフ角周波数ωｃ（≧０）［ｒａｄ／ｓ］の一次遅れ演算を行うのは以下の理由による。
即ち、単なる積分器（１／ｓ）とすると、角周波数が零に近づくとゲインが無限大に近づく。従って、仮に、完全な積分器で推定磁束を求めるものとすると、特に、角周波数が極低い領域、即ち、例えば、回転機始動直後の極低回転速度の領域では、入力信号にわずかな誤差があっても、フィルタの高いゲインのためその誤差が拡大されて出力され制御に支障を来す懸念がある。

これに対し、フィルタ１７、１８の特性は、ラプラス演算子ｓをｊω（ｊは虚数単位）に置換して考えると、入力信号の角周波数がカットオフ角周波数ωcより十分大きい周波数帯域では１／ｓに、カットオフ角周波数ωcより十分小さい周波数帯域では１／ωcに漸近することが分かる。
従って、カットオフ角周波数ωcは、以上のような観点から導入したもので、所定の低角周波数帯域において不要な誤差出力を未然に防止せんとするものである。

制御方法としては、図１において、ｄ軸磁束指令を任意の正数、ｑ軸磁束指令を０で与えれば、ｑ軸磁束がゼロになるように制御するので、総磁束の振幅Φ（＝√（φｄ^２＋φｑ^２））の値をｄ軸磁束指令に保ち、総磁束の位相を回転角速度指令に基づいた位相に一致させることが出来る。

従来の交流回転機の制御装置は、回転子磁束の位相を制御軸にしていたため、回転子磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求める必要があった。回転子磁束の演算は、電流インダクタンスの値が必要であり、従って、位置検出器を用いない従来の交流回転機の制御装置は、電機子抵抗値とインダクタンス値が不可欠であった。しかし、インダクタンス値は磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性があるので、正確な値の把握は容易ではない。
これに対し、この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置は、総磁束の位相θを制御軸にするため、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求める。そして、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求めるためには、電圧から電機子抵抗に起因する電圧降下を減算するだけでよい。従って、インダクタンス値が不要である。その結果、インダクタンス値の磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性に関係なく、所望の制御性能が得られるという効果が得られる。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、ｄ軸磁束指令を任意の正数、ｑ軸磁束指令を０で与え、ｑ軸磁束がゼロになるように制御することにより、総磁束の振幅Φ（＝√（φｄ^２＋φｑ^２））の値をｄ軸磁束指令に保ち、総磁束の位相を回転角速度指令に基づいた位相に一致させ、速度制御を行なった。
これに対し、この実施の形態２では、総磁束の振幅Φの値を総磁束振幅指令Φ＊に保ち、総磁束の位相の変化率、即ち、総磁束の角速度が、回転角速度指令に一致するように制御を行なう。

図３は、本発明の実施の形態２による交流回転機の制御装置の構成を示す図である。図３においては、総磁束推定器５の代わりに総磁束推定器５ａにより構成する。また、ｄ軸電流指令は、総磁束振幅指令Φ＊と推定総磁束Φとの偏差を増幅する総磁束制御器２０により演算し、ｑ軸電流指令は、回転角速度指令ω＊と総磁束の推定角速度ω０との偏差を増幅する速度制御器２１により演算する。図１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するもので個々の説明は重複するので省略する。

図３のように、総磁束推定器５ａが、推定総磁束Φと推定角速度ω０を出力し、総磁束制御器２０と速度制御器２１を設けたので、総磁束の振幅Φを総磁束振幅指令Φ＊に保ち、総磁束の角速度ω０が、回転角速度指令ω＊に一致した制御を行なうことができる。

図４は、総磁束推定器５ａの構成を示す図である。
先ず、総磁束演算器５ａの演算原理について説明する。
先の実施の形態１に示した（５），（６）式に任意の角速度ωを代入したものを（９）、（１０）式に示す。

φｄ＝（ｖｄ＊−Ｒ×ｉｄ＋ω・φｑ）／（ｓ＋ωｃ） … （９）
φｑ＝（ｖｑ＊−Ｒ×ｉｑ−ω・φｄ）／（ｓ＋ωｃ） … （１０）

（９）、（１０）式において、ｑ軸推定磁束φｑがゼロとなる角周波数ωは、（９）、（１０）式にφｑ＝０を代入して整理した（１１）、（１２）式によって得ることができる。

φｄ＝（ｖｄ＊−Ｒ×ｉｄ）／（ｓ＋ωｃ） … （１１）
ω＝（ｖｑ＊−Ｒ×ｉｑ）／φｄ … （１２）

ｑ軸推定磁束φｑがゼロとなる角周波数をω０と定義する時、推定総磁束Φは、√（φｄ^２＋φｑ^２）であることから（１３）、（１４）式が成り立つ。

Φ＝（ｖｄ＊−Ｒ×ｉｄ）／（ｓ＋ωｃ） … （１３）
ω０＝（ｖｑ＊−Ｒ×ｉｑ）／Φ … （１４）

換言すると、（１３）式に基づいて推定総磁束Φを演算し、（１４）式によって得られた角速度ω０に同期して回転する回転二軸座標上で演算を行うことにより、回転二軸のｄ軸は推定総磁束と同位相となる。

続いて、図４の構成について説明する。
第１のゲイン演算器３１は、ｄ軸電流検出値ｉｄを電機子抵抗値Ｒ倍してｄ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｄ）を演算する。第２のゲイン演算器３２は、ｑ軸電流検出値ｉｑを電機子抵抗値Ｒ倍してｑ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｑ）を演算する。
第１の加減算器３３は、ｄ軸電圧指令からｄ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｄ）を減算してｄ軸誘起電圧を算出する。第２の加減算器３４は、ｑ軸電圧指令からｑ軸の電機子抵抗に起因する電圧降下（Ｒ×ｉｑ）を減算してｑ軸誘起電圧を算出する。

フィルタ３５は、加減算器３３が出力するｄ軸誘起電圧を入力とし、カットオフ角周波数ωｃ（≧０）［ｒａｄ／ｓ］の一次遅れ演算を行い、推定総磁束Φを出力する。除算器３６は、加減算器３４が出力するｑ軸誘起電圧をフィルタ３５からの推定総磁束Φで除算し推定角速度ω０を出力する。
位相演算器３７は、推定角速度ω０を積分して推定位相θを出力する。この推定位相θは、三相／ｄｑ軸変換器４とｄｑ軸／三相変換器１０へ出力される。

この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置は、推定角速度ω０を積分した総磁束の推定位相θを制御軸にするため、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求める。先の実施の形態１で述べたとおり、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求めるためには、電圧から電機子抵抗に起因する電圧降下を減算するだけでよい。従って、インダクタンス値が不要である。その結果、インダクタンス値の磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性に関係なく、所望の制御性能が得られるという効果が得られる。

以下では、交流回転機がその負荷急変等により回転角速度が変動した場合の特性について、実施の形態１の場合と比較して説明する。
図１に示した先の実施の形態１の構成では、ｑ軸磁束制御器７によりｑ軸電流指令の生成を行うとともに、位相演算器９で回転角速度指令を積分して位相θを演算する。
交流回転機２の負荷トルクがステップ状に変化して交流回転機２の回転角速度が変動しても、回転角度指令が一定であると、位相演算器９が演算する位相θは交流回転機２の回転角速度の変動に追従できず、場合によっては脱調する可能性がある。

これに対し、図３に示したこの実施の形態２の構成では、総磁束推定器５ａが、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令、ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流検出値に基づいて推定位相θを出力するので、交流回転機２の負荷トルクがステップ状に変化して交流回転機２の回転角速度が変動する場合でも、回転角速度指令に拘わらず、推定位相θは、交流回転機２の回転角速度の変動に追従する。また、速度制御器２１によりｑ軸電流指令の生成を行うので、回転角速度を回転角速度指令に一致させることができる。
以上のように、実施の形態２の構成により、交流回転機２の負荷トルクがステップ状に変化して交流回転機２の回転角速度が変動した場合でも、交流回転機２を安定に駆動できるという効果がある。

また、この発明の各変形例において、総磁束推定器は、ｄ軸電流検出値に電機子抵抗値を乗算して出力する第１のゲイン演算器、ｑ軸電流検出値に電機子抵抗値を乗算して出力する第２のゲイン演算器、回転角速度指令とｑ軸推定磁束との積を出力する第１の乗算器、回転角速度指令とｄ軸推定磁束との積を出力する第２の乗算器、ｄ軸電圧指令に第１の乗算器の出力を加算し第１のゲイン演算器の出力を減算して出力する第１の加減算器、ｑ軸電圧指令に第２の乗算器の出力を減算し第２のゲイン演算器の出力を減算して出力する第２の加減算器、第１の加減算器の出力の一次遅れ演算を行いｄ軸推定磁束を出力する第１のフィルタ、および第２の加減算器の出力の一次遅れ演算を行いｑ軸推定磁束を出力する第２のフィルタを備えたので、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求めるのにインダクタンス値が不要となり、インダクタンス値の磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性に関係なく、所望の制御性能が得られるという効果が得られる。

また、ｑ軸磁束指令を零に設定することにより、総磁束の大きさをｄ軸磁束指令に保ち、総磁束の位相を回転角速度指令に基づく位相に一致させるので、交流回転機の適切な制御が簡便な設定で実現する。

また、総磁束推定器は、ｄ軸電流検出値に電機子抵抗値を乗算して出力する第１のゲイン演算器、ｑ軸電流検出値に電機子抵抗値を乗算して出力する第２のゲイン演算器、ｄ軸電圧指令から第１のゲイン演算器の出力を減算して出力する第１の加減算器、ｑ軸電圧指令から第２のゲイン演算器の出力を減算して出力する第２の加減算器、第１の加減算器の出力の一次遅れ演算を行い推定総磁束の振幅を出力するフィルタ、第２の加減算器の出力を推定総磁束の振幅で除算して推定総磁束の角速度を出力する除算器、および推定総磁束の角速度から推定位相θを演算する位相演算器を備えたので、総磁束に起因する誘起電圧ベクトルを求めるのにインダクタンス値が不要となり、インダクタンス値の磁気飽和に起因する電流依存性や突極性に起因する回転位置依存性に関係なく、所望の制御性能が得られるという効果が得られる。

この発明になる交流回転機の制御装置は、同期機、誘導機等各種回転機の制御に広く適用することが出来る。

この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置を示す構成図である。 図１の総磁束演算器５の内部構成を示す図である。 この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置を示す構成図である。 図３の総磁束演算器５ａの内部構成を示す図である。

符号の説明

１ 電力変換器、２ 交流回転機、３ 電流検出器、４ 三相／ｄｑ軸変換器、
５，５ａ 総磁束演算器、６ ｄ軸磁束制御器、７ ｑ軸磁束制御器、８ 電流制御器、９，３７ 位相演算器、１０ ｄｑ軸／三相変換器、１１，３１ 第１のゲイン演算器、１２，３２ 第２のゲイン演算器、１３ 第１の乗算器、１４ 第２の乗算器、
１５，３３ 第１の加減算器、１６，３４ 第２の加減算器、１７ 第１のフィルタ、
１８ 第２のフィルタ、２０ 総磁束制御器、２１ 速度制御器、３５ フィルタ、
３６ 除算器。

Claims (5)

1. 三相の電力変換器の電圧で駆動される交流回転機、この交流回転機の各相電流を検出する電流検出器、回転角速度指令から位相θを演算する位相演算器、上記電流検出器からの各相電流検出値を上記位相演算器からの位相θに基づいて回転二軸座標上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換する三相／ｄｑ軸変換器、上記ｄ、ｑ軸電流検出値、上記回転角速度指令、回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令および上記交流回転機の電機子抵抗値に基づき回転二軸座標上のｄ軸推定磁束とｑ軸推定磁束とを演算する総磁束推定器、上記ｄ軸推定磁束がｄ軸磁束指令に一致するように回転二軸座標上のｄ軸電流指令を演算するｄ軸磁束制御器、上記ｑ軸推定磁束がｑ軸磁束指令に一致するように回転二軸座標上のｑ軸電流指令を演算するｑ軸磁束制御器、上記ｄ、ｑ軸電流検出値がそれぞれ上記ｄ、ｑ軸電流指令に一致するように上記回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令を演算する電流制御器、および上記ｄ、ｑ軸電圧指令を上記位相θに基づいて三相電圧指令に変換して上記電力変換器に出力するｄｑ軸／三相変換器を備えた交流回転機の制御装置。
2. 上記総磁束推定器は、上記ｄ軸電流検出値に上記電機子抵抗値を乗算して出力する第１のゲイン演算器、上記ｑ軸電流検出値に上記電機子抵抗値を乗算して出力する第２のゲイン演算器、上記回転角速度指令と上記ｑ軸推定磁束との積を出力する第１の乗算器、上記回転角速度指令と上記ｄ軸推定磁束との積を出力する第２の乗算器、上記ｄ軸電圧指令に上記第１の乗算器の出力を加算し上記第１のゲイン演算器の出力を減算して出力する第１の加減算器、上記ｑ軸電圧指令に上記第２の乗算器の出力を減算し上記第２のゲイン演算器の出力を減算して出力する第２の加減算器、上記第１の加減算器の出力の一次遅れ演算を行い上記ｄ軸推定磁束を出力する第１のフィルタ、および上記第２の加減算器の出力の一次遅れ演算を行い上記ｑ軸推定磁束を出力する第２のフィルタを備えたことを特徴とする請求項１記載の交流回転機の制御装置。
3. 上記ｑ軸磁束指令を零に設定することにより、総磁束の大きさを上記ｄ軸磁束指令に保ち、上記総磁束の位相を上記回転角速度指令に基づく位相に一致させることを特徴とする請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
4. 三相の電力変換器の電圧で駆動される交流回転機、この交流回転機の各相電流を検出する電流検出器、上記電流検出器からの各相電流検出値を推定位相θに基づいて回転二軸座標上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換する三相／ｄｑ軸変換器、上記ｄ、ｑ軸電流検出値、上記推定位相θ、回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令および上記交流回転機の電機子抵抗値に基づき推定総磁束の振幅と角速度と上記推定位相θとを演算する総磁束推定器、上記推定総磁束が総磁束振幅指令に一致するように回転二軸座標上のｄ軸電流指令を演算する総磁束制御器、上記推定総磁束の角速度が回転角速度指令に一致するように回転二軸座標上のｑ軸電流指令を演算する速度制御器、上記ｄ、ｑ軸電流検出値がそれぞれ上記ｄ、ｑ軸電流指令に一致するように上記回転二軸座標上のｄ、ｑ軸電圧指令を演算する電流制御器、および上記ｄ、ｑ軸電圧指令を上記推定位相θに基づいて三相電圧指令に変換して上記電力変換器に出力するｄｑ軸／三相変換器を備えた交流回転機の制御装置。
5. 上記総磁束推定器は、上記ｄ軸電流検出値に上記電機子抵抗値を乗算して出力する第１のゲイン演算器、上記ｑ軸電流検出値に上記電機子抵抗値を乗算して出力する第２のゲイン演算器、上記ｄ軸電圧指令から上記第１のゲイン演算器の出力を減算して出力する第１の加減算器、上記ｑ軸電圧指令から上記第２のゲイン演算器の出力を減算して出力する第２の加減算器、上記第１の加減算器の出力の一次遅れ演算を行い上記推定総磁束の振幅を出力するフィルタ、上記第２の加減算器の出力を上記推定総磁束の振幅で除算して上記推定総磁束の角速度を出力する除算器、および上記推定総磁束の角速度から上記推定位相θを演算する位相演算器を備えたことを特徴とする請求項４記載の交流回転機の制御装置。

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