JPS63314192A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は誘導電動機の制御装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第１１図は、例えば、パワーエレクトロニクス入門、オ
ーム社発行、昭和５９年、第８・３節に示された従来の
誘導電動機の制御装置を示すブロック図であシ、第１１
図において、１は誘導電動機、２１は誘導電動機１を可
変周波数で駆動するためのトランジスタインバータ回路
、２２は周波数指令発生器、２３は関数発生器、２４は
１次電圧指令発生回路、２５はＰＷＭ回路である。

まず、この制御装置による誘導電動機の周波数制御の原
理について説明する。

第１２図は公知の誘導電動機の１＠めたシのＴ形等価回
路であり、第１２図において、ＦＬｌは１次抵抗、ＲＪ
２は２次抵抗、１１は１次漏れインダクタンス、！２は
２次漏れインダクタンス、Ｍは１次２次相互インダクタ
ンス、ω１は１次周波数、ωＳはすべり周波数、ｖｌは
１次電圧、ｅｏは空隙誘起電圧、＋１は１次電流、１２
は２次電流である。

まず、空隙磁束Φ０は空隙誘起電圧ｅＯと１欠周波数ω
１とから決まり、電圧の時間積分が磁束となるから次式
が成り立つ。

この空隙磁束ΦＯＫ作用してトルクを発生する電流ｉ２
ｒは、２次電流１２のうちの有効分、すなわち空隙誘起
電圧ｅｏと同相成分であることに注意すると、１！流量
２ｒは第１２図よシ次式となる。

また、誘導電動機の発生トルクτ□は空隙磁束Φ０と電
流ｉ２ｒの積に比例するので次式が成り立つ。

τ□＝にΦ０　’２ｒ　　　　・・曲・・曲・・川・（
３）但し、Ｋは比例定数 （１１、（２）式を（３）式に代入すると次式が得られ
る。

（４）式より、ｅｏ／ωｌを一定に制御すると、発生ト
ルクτｍはすべり周波数に依存して変化する。

このとき、最大トルクτｍａｘは（４）式をナベ９周波
数ωＳで微分し、その分子を零とすれば得られ次式とな
る。

従って、最大トルクτｍａｘは１欠周波数ωｌの変化に
無関係となる。ところで、実際には空隙誘起電圧ｅ６を
簡単に検出することができないので、１次電圧Ｖｔｅ１
次周波数ω１に比例させて、ＶＬ／ω１を一定に制御す
る方式が通常用いられる。

この場合、周波数の低い領域では、１次抵抗ｌモ１によ
る電圧降下が１火成圧ｖｌに対して無視できなくなるの
で、低い周波数領域ではＲ１５ｌに相当する電圧分だけ
ｖｌを大きくする。

第１３図は関数発生器２３のパターン図であシ、第１３
図において、ω１７は横軸にとった周波数指令値、ｖｌ
“は縦軸によった１次電圧の振幅指令値、実線Ａｉ１次
抵抗凡１による電圧降下分を考慮したパターン、点線Ｂ
はＶ　ｔ”／ω１９一定のパターンでらる。

次に、第１１図の制御装置の動作についで説明する。ま
ず、関数発生器２３は上記の理由により、第１３図のよ
うな関数関係に基づいて、周波数指令発生器２２から出
方される周波数指令値ωげを入力して、１次電圧の振幅
指令値ｖ１＊を出力する。

次に、１次電圧指令発生回路２４ば、１次電圧の振幅指
令値ｖｌ＊と周波数指令値ωｌ“とから、次式の演算を
行なって誘導電動機１の各１次巻線に印加すべき１次電
圧指令値Ｖｌｕ”　ｌ　Ｖｌｙ”　＋　”ＩＮＶ”を出
力する。

次に、ＰＷＭ回路２５は、これらの１次電圧指令値”ｌ
ｕ”　ｔ　ｙ、ｖｌ　ｆ　’／ｉｗ”に応じて、ト−ｙ
　ンシｙ、　ｐインバータ回路２１中のトランジスタの
ＯＮ、ｏＦ’Ｆ動作を制御するベース信号を発生し、実
際に誘導電動機１に印加される１次電圧ｖ１ｕ、ｖ１ｖ
、ｖ１ｗはそれぞれの１次電圧指令値Ｖｌｕ”　＋　Ｖ
ｌｖ”　　Ｖｌｗ”に追従する。

従って、周波数指令値ω１“に応じて、誘導電動機１の
周波数、すなわち回転速度を制御することが可能である
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、低速時に大きな発生トルクが必要な場合には
、１次抵抗ａ１による電圧降下を補正するために、第１
３図に示すように１次電圧の振幅指令値ｖ１＊を電圧時
ｆＲｔｉｔ分だけ大きくする必要がある。

しかし、１次抵抗几１は温度によって抵抗値が変化する
ため、電圧降下Ｒ１１１分を正確に補正することが困難
であり、そのため電圧補正分が実際の電圧降下分よシ小
さい場合は、低速時の発生トルクが小さくなるので、誘
導電動機に負荷トルクが作用していると、加速が不可能
となる。反対に電圧補正分が大きい場合は、低速時に大
きな１次電流が流れ過電流となる。

また、誘導電動機の発生トルクは同じでも、誘導電動機
で駆動する機械が異なると、誘導電動機の速度の変化率
が異なり、このため周波数指令値ω１＊の変化率を適切
に調整しないと、誘導電動機の加減速が周波数指令値ω
げに従って正常に行えないなどの問題点がおった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、低速時において、過電流の問題を生ずること
がなく、また、誘導電動機によって駆動される機械や周
波数指令値の変化率によらず、誘導電動機の周波数を常
に安定に制御できる誘導電動機の制御装置を得ることを
目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の
誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路と、前記誘起電圧
検出回路の出力を入力し前記誘導電動機の磁束の振幅２
周波数及び位相を演算する磁束ベクトル演算回路と、磁
束指令値と前記磁束ベクトル演算回路からの磁束の振幅
との偏差に応じて磁束制御回路から出力される第１の電
流成分指令値及び周波数指令値と前記磁束ベクトル演算
回路からの磁束の周波数との偏差に応じて周波数制御回
路から出力される第２の電流成分指令値とに従って前記
誘導電動機に供給すべき１次電流の指令値を演算すると
ともにｍｉ次電電流実際値が該指令値に追従するような
制御偏号を出力する電流ベクトル制御回路とを有したも
のである。

〔作　用〕

この発明における磁束ベクトル演算回路は、誘起電圧検
出回路からの出力に基づいて誘導電動機の磁束の周波数
を演算することによシ、速度検出器を用いることなく周
波数のフィードバック制御を行なうことが可能となり、
誘導電動機の周波数を常に安定に制御できる。また、電
流ベクトル制御回路により誘導電動機の１次電流がその
指令値に追従するように制御されるので、いかなる周波
数領域においても過電流の問題を解決する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１は誘導電動機、２は誘導電動機１の１次
電流を検出するための電流検出器、３は誘導電動機１を
可変周波数で駆動するための可変周波数電力変換装膜で
、例えば前記第１１図に示すトランジスタインバータ回
路２１に相当する。４は誘導電動機１の誘起電圧を検出
するための誘起電圧検出回路、５は磁束ベクトル演算回
路、１０は磁束指令発生器、１１は周波数指令発生器、
６は磁束制御回路、７は周波数制御回路、８は電流ベク
トル制御回路である。

以下、詳細に各構成部分の実施例を示しながら説明する
。

まず、誘起電圧検出回路４における誘起て圧の検出原理
について説明する。公知のように、誘導電動機１に印加
される１次電圧ｖＩＬＩ　＋　Ｖｌｖ　＃　ｖＩＷは、
直交座標軸（ｄ−ｑ座標軸とする）上の成分ｖ１ｄ、ｖ
１ｑに次式の関係式を用いて変換できる。

但シ、Ｖｌｄ　；　ｌ　次電圧ノｄ軸成分、ｖｌｑ；１
次電圧のｑ軸成分。

反対に、成分ｖ１ｄ＋”ｌｑは（７）式よシ次式の関係
式を用いて１次電圧ｖ１１１　ｐ　ｖｌｖｐ　”ＩＷに
変換できる。

また、１次電流’ｌｕ　ｌ　’ｌｖ　ｌ　ｉｔｗとｄ軸
成分ｉｔａ、ｑ＠成分＋１ｑとの間にも同様の関係式が
成シ立ち、（９１、Ｃ１１ｊ式で示さルる。

次に、ｄ−ｑ座標軸上における誘導電動機１の１次側（
固定子側）の電圧方程式は公知のように次式で示される
。

但し、Ｌｌは誘導電動機１の１次自己インダクタンス、
１２ｄ　ｐ　ｉ２ｑはそれぞれ２次電流のｄ軸。

ｑ軸成分、Ｐは微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。。

さて、誘導電動機中で発生する磁束として、１次磁束、
空隙磁束および２次磁束の３つがあるが、それぞれの磁
束のｄ軸、ｑ軸成分は公知のように次式で示される。

但し、ΦｔｄｔΦｌｑはそれぞれ１次磁束のｄ軸。

ｑ軸成分、Φｏｄ　ｒΦ０．はそれぞれ空隙磁束のｄ軸
。

ｑ軸成分、Φ２ｄ　、Φ２ｑはそれぞれ２次磁束のｄ軸
。

ｑ軸成分、Ｌ２は誘導電動機の２次自己インダクタンス
である。

次に誘起電圧はこれらの時間微分に応じた量であること
を考慮すると、１次磁束、空隙磁束および２次磁束に対
応した誘起電圧のｄ軸、ｑ軸成分はαシーα４式をそれ
ぞれα９式に代入して、２次電流のｄ軸、ｑ軸成分１２
ｄ　ｐ　ｉ２ｑを消去することによって得られ次式で示
される。

但し、ｅｒｄ　＊　ｅｔｑはそれだれ１次誘起電圧のｄ
軸、ｑ軸成分、ｅｏｄ　ｔ　ｅＱｑはそれぞれ空隙誘起
電圧のｄ軸、ｑ軸成分、ｅ２ｄ　＊　ｅ２ｑはそれぞれ
２次誘起電圧のｄ軸、ｑ軸成分、４１（＝Ｌｔ−Ｍ）は
１次漏れインダクタンス、σは漏れ係数で次式％式％ 以上よシ、誘導電動機１の誘起電圧は１次電圧。

１次電流と誘導電動機の定数とを用いて演算できること
がわかる。

第２図は、第１図の実施例における誘起電圧検出回路４
が２次誘起電圧を検出するように構成した場合の一実施
例を示すブロック図である。

第２図において、４００〜４０５．４０８　。

４１１．４１３．４１４，４１７および４１９は係数器
、４０Ｇと４０７は加算器、４０９，４１２゜４１５お
よび４１８は減算器、４１０と４１６は微分器である。

次に動作について説明する。まず、１次電圧ｖｌｕｐ”
ＩＹから（７）式の演算によｐ　１次電圧のｄ軸成分Ｖ
ｔｄ　ｒ　ｑ軸成分ｖ１ｑがそれぞれ係数器４００と加
算器４０６の出力として得られる。同様にして、１次電
流ｉｌｕ　ｔ　ｉＩＹから（９）式の演算によシ１次電
流のｄ軸成分１ｔｄｔｑ軸成分１１ｑがそれぞれ係数器
４０１と加算器４０７の出力として得られる。

次に、係数器４０８，４１１および４１３、微分器４１
０、減算器４０９と４１２とによってα９式の演算が行
なわれ、１次電圧のｄ軸成分Ｖｔｄ　。

１次電流のｄ軸成分ｉ１ａから係数器４１３の出力とし
て２次誘起電圧のｄ軸成分ｅ２ｄが得られる。

同様にして係数器４１４．４１７および４１９、微分器
４１６、減算器４１５と４１８とによってα９式の演算
が行なわれ、１次電圧のｑ軸成分ｖｌｑｐ１次電流のｑ
軸成分１１ｑから係数器４１９の出力として２次誘起電
圧のｑ軸成分ｅｇｑが得られる。

次に、第１図の実施例における誘起電圧検出回路４が１
次誘起電圧を検出するように構成した場合は、α９式よ
）第２図において、係数器４１１゜４１３．４１７およ
び４１９、減算器４１２，４１８、微分器４１０，４１
６を取り除くと、減算器４０９゜４１５の出力としてそ
れぞれ１次誘起電圧のｄ軸成分Ｃ１（１＋Ｑ軸成分ｅｌ
ｑが得られることが明らかであるので、具体的な実施例
を省略する。

また、第１図の実施例における誘起電圧検出回路４が空
隙誘起電圧を検出するように構成した場合は、００式よ
シ第２図において、係数器４１３と４１９とを取り除き
、さらに係数器４１１と４１７の値を−ｅ１に変更する
ことによシ、減算器４１２゜４１８の出力としてそれぞ
れ空隙誘起電圧のｄ軸成分ｅｏｄ　ｒ　ｑ軸成分ｅＱｑ
が得られることが明らかであるので、具体的な実施例は
省略する。

次に１磁束ベクトル演算回路５における磁束の振幅２周
波数および位相の検出原理について説明する。

まず、第３図のように振幅Φの磁束がａ−ｑ座標軸に対
し位相差θ、周波数ωで回転するものとすると、この磁
束のｄ、ｑ軸成分は図よシそれぞれ次式で示される。

θ＝ｆωｄｔ　　　　　　　・・・・曲・聞・・・・曲
■但し、Φｄ、Φｑはそれぞれ磁束のｄ、ｑ軸成分であ
る。

次に、これら磁束のｄ、ｑ軸成分Φｄ、Φ９が検出可能
であるとし、Φ、ｓｉｎθ、　Ｃｏｇθをそれぞれ求め
る方法を説明する。ここではＰ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ
−Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ　）方式を用いる。ＰＬＬ方
式は、内部に１つの発振器と持ち、この発振器の周波数
及び位相が常に入力信号の周波数２位相に一致するよう
に１位相差を検出してフィードバックにょシ制御する方
式でめシ、その基本回路構成を第４図に示す。

第４図において、２６は位相比較器、２Ｔはループフィ
ルタ、２８は電圧制御発振器である。

次に、とのＰＬＬ回路の動作について説明する。

図示のように、入力信号ｓｉｎθ（１）と電圧制御発振
器２８の出力信号ｃｏｓ　９（ｔ）とが位相比較器２６
で乗算され、出力として次式で示される信号Ｘ（りが得
られる。

Ｘ（す＝ｓｉｎ　θ（ｔ）　−ｃｏｓ　’ｊｌ　（ｔ）
＝−（ｓＩｎ（θ（！）−９（ｔ））　−）−ｓ　ｉ帽
θ（１）十分（ｔ））　〕・（２１）（２１）式の右辺
第２項は和の周波数を持つ高周波成分であるため、ルー
プフィルタ２７や電圧１ｔｉ−ＩＪ御発振器２８の低域
通過特性によってろ波され無視される。従って、ループ
フィルタ２７の出力信号ｅ（りには（２１）式の右辺第
１項の成分だけが含まれる。

さて、電圧制御発振器２８の出力周波数は入力電圧に比
例して変化するので、入力信号ｓｉｎθｆｔ）の周波数
が電圧制御発振器２８の出力信号ｃｏｓ　９（りの周波
数よシ高い場合は、（２１）式の５ｉｎ（θ（ｔ）−９
（す）は正となシ、電圧制御発振器２８の出力周波数は
増加し、９（す＝Ｑ（１）となった時点で出力周波数は
一定となる。

反対に、入力信号の周波数が低い場合は、５ｉｎ（θ（
り一合（す）は負となシ、電圧制御発振器２８の出力周
波数は減少し、ｆｊ　（ｔ）　＝θ（１）となった時点
で出力周波数は一定となる。以上よシ、第４図のＰＬＬ
回路は、常にθ（ｔ）＝θ（１）となるように動作する
ことがわかる。

次に、このＰＬＬ方式を適用して、磁束の位相信号ｓｉ
ｎθ、　ｃｏｓθを検出する磁束ベクトル演算回路５の
基本構成を第５図に示す。第５図において、３０は位相
比較器、３１はループフィルタ、３２は積分器、３３は
正弦波発生器である。

上記のように電圧制御発振器２８の出力周波数は入力信
号ｅ（りに比例するので、出力位相σに対しては電圧制
御発掘器２８の伝達特性は積分特性となり、第５図では
電圧制御発振器は積分器と置き代えられている。

次に動作について説明する。まず、位相比較器３０は、
磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φｄ、Φｑと正弦波発生器３３の
出力信号５ｉＪ（す、　ｃｏｓ　ｆ９（りとを入力し、
次式の演算を行なって信号ｘ　（ｔ）を出力する。

ｘ（ｔ）＝Φｑ　Ｃｏｇ　θ（リーΦｄｓ１ｎ　θ（ｔ
）　　　　・−−−・−・−・（２２）上記（２２）式
に前記０式を代入すると、次式が得られる。

ｘ（ｔ）＝Φ（ｓｉｎθ（ｔ）ｃｏｓθ（ｔ）−ｃｏｓ
θ（ｔ）８１ｎθ（ｔ））＝Φ５ｉｎ（θ＋ｔｔ！（す
）　　　　　　　　　　・・・・・・・・・・・・（２
３）従って、第４図と同じ信号Ｘ（りが得られたので、
第５図の磁束ベクトル演算回路５により９　（ｔ）は常
にθ（すに一致することがわかる。このとき、磁束の位
相信号ｓｉｎ　＃（ｔ）　、　ｃｏｓ　＃（りは正弦波
発生器３３の出力となる。また、磁束の周波数ω（りは
（２０）式より　９ｔｔｔを時間微分した信号、すなわ
ち積分器３２の入力信号ｅ（りと一致する。

ここで、このＰＬＬ回路の閉ループ特性をもう少し詳細
に検討する。解析を簡単にするためθ（りと９（りとの
偏差Δθ（す（−〇（ｔ）Ｊ（す）は小慮いとして、（
２３）式の５ｉｎ（θ（１）−〇（ｔ）　）　？　Δθ
（りと近似すると、第５図よ勺次式が得られる。

Φ（θ（Ｓ）−九））　Ｆ（Ｓ）−！−＝合（３）　　
　・・・・・・・・・（２４）但し、３はプラス演算子
を示し、Ｆ　（ｓ）はループフィルタ３１の伝達関数を
示す。（２４）式より次式を得る。

Ｋ。

ここで、Ｆ（ｓ）＝Ｋｐ十−とおいて、（２５）式に代
入すると次式が得られる。

（２６）式より、ループフィルタ３１のパラメータＫＰ
　ｒ　ＫＩを調整することによシ、θ（りが所望の応答
性を持ってθ（１）に追従するＰＬＬ回路を構成できる
ことがわかる。

次に、次式の演算を行なう。　、 ｙ（す＝Φｑ　ｓ　＋ｎ　９（す＋Φ（１ｃｏｓ　’ｊ
　（ｔ）＝Φ（ｓｉｎθ（ｔ）　ｓ　ｉｎ　９（ｔ）　
−１−ｃｏｓθ（ｔ）　ｃｏｓ　９（す）＝ΦＣＯＳ　
（θｔｔ）−ｇｔｔｔ）　　　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・（２７）従って、第５図のＰＬＬ回路
を用いた磁束ベクトル演算回路により、常に＃　（１）
　＝θ（りが成立するので（２７）式の演算を行なうこ
とにより、ｙ（ｔ）＝Φとなって磁束の振幅が検出でき
ることがわかる。

以上より、０１式の磁束のｄ、ｑ軸成分Φｄ、Φ９が検
出可能であれば、Φ、ω、　ｓｉｎθ、　ｃｏｓθを全
て検出できることが明らかとなった。

前記第１図の実施例における誘起電圧検出回路４により
誘起電圧のｄ軸、ｑ軸成分ｅ　ｄ　、　ｅｑが検出でき
るので、このｄ軸、ｑ軸成分ｅｄ　、　ｅｑをそれぞれ
積分することによシ、磁束のｃｔ、ｑ軸成分Φｄ、Φ、
を得ることができる。

ところが、低周波領域ではドリフトなどの問題から積分
器が正常に動作しないので、通常は積分器の代わりに１
次遅れ回路が用いられる。

この場合には、１次遅れ回路による位相比較誤差の発生
を防ぐ丸めの第５図の正弦波発生器３３の出力を同じ特
性を持った１次遅れ回路に入力し、その１次遅れ回路の
出力を用いて位相比較器３゜で信号ｘ　（ｔ）を演算し
なければならない。

第６図は、第１図の実施例における磁束ベクトル演算回
路５の一実施例を示す図である。第６図において、５０
０．５０１．５０４及び５０５は一次遅れ回路、５０２
．５０３はＤ／Ａコンバータ、５０６〜５０９は乗算器
、５１０は減算器、５１１．５１３は係数器、５１２は
積分器、５１４゜５１９ｉ１ｏ１１Ｅｉ、５１５はｖ／
Ｆコンバータ、５１６はカウンタ、５１７，５１８はＲ
ＯＭである。

次に動作について説明する。まず、−次遅れ回路ｓｏｏ
　、ｓｏｉの出力として、誘起電圧のｄ軸。

ｑ軸成分ｅｄ、ｅｑから磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φｄ。

Φ、が得られる。ここで、ｄ軸、ｑ軸成分ｅｄ、ｅｑが
１次誘起電圧のｄ軸、ｑ軸成分のｅｌｄ＋ｅｌｑのとき
、磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φｄ、Φ、は１次磁束のｄ軸、
ｑ軸成分Φｌｄ　、Φ１ｑとなり、空隙誘起電圧のｄ軸
、ｑ軸成分ｅｏｄ　ｌ　ｅＱｑのとき、磁束のｄ軸、ｑ
軸成分Φｄ、Φ９は空隙磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φｏｄ　
＋ΦＯｑとなシ、２次誘起電圧のｄ軸、ｑ軸成分ｅ２ｄ
　＊　ｅ２ｑのとき、磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φｄ、Φｑ
は２次磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φ２ｄ　、Φ２ｑとなる。

次に、Ｄ／Ａコンバータ５０２．５０３から出力される
ｓｉｎ　ｊ　、　ｃｏｓ会のアナログ信号を一次遅れ回
路５０４．５０５に入力した後、乗算器５０８゜５０９
で磁束のｄ軸、ｑ軸成分Φｄ、Φｑと乗算して減算器５
１０に入力すると、（２３）式の演算が行なわれ、信号
ｘ　（ｔ）が出力される。

この信号ｘ　（ｔ）を係数器５１１，５１３．積分器５
１２、加算器５１４から構成されるループフィルタに入
力すると、出力として磁束の周波数ωに相当する信号が
得られる。この信号をＶ／Ｆコンバータ５１５によって
パルス列に変換し、カウンタ５１６で計算することによ
シ磁束の位相のディジタル値θが得られる。

さらに、ｓｉＪとｃｏｓ　ｆｊの値をそれぞれ記憶させ
た２つの几０Ｍ５１７，５１８のアドレスとして、カウ
ンタ５１６の出力を入力すると、２つの正弦波ＢｉＨ＃
とｃｏｓ　＆のディジタル値が出力される。次にこれら
のディジタル値をＤ／Ａコンバータ５Ｇ２．５０３に入
力すると、ｓｉｎθとｃｏｓθのアナログ信号が出力さ
れる。

一方、乗算器５０６．５０７と加算器５１９によシ、（
２７）式の演算が行なわれ磁束の振幅Φが出力される。

次に、電流ベクトル制御回路８における電流制御原理に
ついて説明する。まず、ｃｉ−ｑ座標軸上における誘導
電動機１の２次側（回転子側）の電圧方程式は公知のよ
うに次式で示される。

但し、ω、は誘導電動機１の回転速度である。

次に、（２８）式を角速度ω０で回転する回転座標軸（
α−β座標軸とする）上の関係式に変換するために、次
式で示される座標回転の式を用いる。

θｏ＝Ｊωｏｄｔ・（３１） （２９）、　（３０）式を（２８）式に代入して１次電
流のｄ軸、ｑ軸成分ｊｔｄ　ｌ　ｉｌｑ、２次電流のｄ
軸・ｑ軸成分’２ｄ　＋　１２ｑを消去すると次式が得
られる。

・・・・・・・・・・・・　（３２） 次に、２次磁束のα、β軸成分Φ２α、Φ２βは、公知
のように次式で示される。

（３３）式を（３２）式に代入して１２α、ｊ２βを消
去すると、次式を得る。

ここで、α−β座標軸の角速度ω０を２次磁束の周波数
ωに等しくとると、（２２）、　（２７）式よりΦ２α
＝Φ２．Φ２β＝０となる。従って、（３４）式よシ次
式が得られる。

但し、Ｔ２：Ｌ２／几２は２次時定数である。

ところで、誘導電動機１の発生トルクτｍは公知のよう
に次式で与えられる。

τ□＝Ｐｍ（Φ２ａ　ｉ　ｌβ−Φ２β１１α）　・・
・・・・・・・（３６）但し、Ｐｍは極対数 ω０＝ωのときはΦ２β＝０となるので、次式が得られ
る。

１ｍ”　ＰｍΦ２ｉ１β　　　　　　・・・・・・・・
・・・・・・・（３７）（３５）、　（３７）式より、
ｉｔａ、ｉｔβをそれぞれ制御することにより１．誘導
電動機１０２次磁束と発生トルクとを独立に制御できる
ことがわかる。

第７図は第１図の実施例における磁束制御回路６の一実
施例を示す構成図である。第７図において、６１は減算
器、６２は増幅器である。磁束指令値Φ　と磁束ベクト
ル演算回路から出力される磁束の振幅Φとの偏差を減算
器６１で得て、この偏差を増幅器６２で増幅し、第１の
電流成分指令値、即ち１次電流のα軸電流成分指令値１
１α　を出力する。

第８図は第１図の実施例における周波数制御回路７の一
実施例を示す構成図である。第８図において、７１は減
算器、７２は増幅器である。周波数指令値ω“と磁束ベ
クトル演算回路から出力される磁束の周波数ωとの偏差
を減算器７１で得て、この偏差を増幅器７２で増幅し、
第２の電流成分指令値即ち１次電流のβ軸電流成分指令
値＋１βを出力する。

第９図は第１図の実施例における電流ベクトル制御回路
８の一実施例を示す構成図である。第９図において、８
２はＰＷＭ回路、８００〜８０３は乗算機能を備えたＤ
／Ａコンバータ、８０５゜８１２及び８１４は加算器、
８０４．８０９　。

８１０．８１１，８１３は減算器、８０６〜８０８は係
数器、８１５〜８１７は増幅器、８２０〜８２２は比較
器、８２３は二角波発生器、８２４〜８２６はＮＯＴ回
路である。

次に動作について説明する。まず、磁束制御回路６９周
波数制御回路７からそれぞれ出力されるα軸、β軸電流
成分指令値１１α　、１１βと磁束ベクトル演算回路５
から出力される位相のディジタル信号ｓ１ｎ　０（ｔ）
　、　ｃｏｓθ（りをＤ／Ａコンバータ８００〜８０３
で乗算すると、（２９）式の演算によって、減算器８０
４、加算器８０５の出力としてそれぞれ１次電流のｄ軸
、ｑ軸成分指令値！ｔｄ＋１１ｑ　　が得られる。

次に係数器８０６〜８０８、減算器８０９とによシα〔
式の演算が行なわれ、１次電流のｄ軸、ｑ軸成分指令値
’ｌｄ”　＊　ｉｌｑ”から係数５８０６、減算器８０
９の出力としてそれぞれ１次電流指令値’ｌｕ”　ｅ　
’ＩＶ”が得られる。そして、ｕ４＠１次電流指令値ｉ
ｌｕ”と実際の１次電流ｉｔｕとの偏差を減算器８１０
で得てこの偏差を増幅器８１５で増幅し、Ｕ相１次電圧
指令値Ｖｌｕ“を得る。Ｖ相１次電圧指令値ＶＩＶ”も
同様にして、１次電流指令値ｉ１ｖ“と１次電流ｉｔｖ
とから減算器８１１、増幅器８１６によって得る。また
、Ｗ相については、まず、１１ｕ”＋　１ｔｖ”＋　ｉ
ｌｗ”　＝　Ｑの関係を利用して、加算器８１２で１次
電流指令値ｊｌ♂と同ｉｘｖ”とを加算し、−ｉｔｗ”
を得る。同様に加算器８１４でｉｔｕとｉＩＹとを加算
し−’ＩＷを得る。

そして、減算器８１３によって偏差’ＩＷ“−”ＩＷを
得てこの偏差を増幅器８１７で増幅しＷ相１次電圧指令
値”ＩＷ“を得る。

次に、ＰＷＭ回路８２は可変周波数電力変換装置３とし
て、パワートランジスタをスイッチング素子として用Ａ
たトランジスタインバータ回路に使用される。このＰＷ
Ｍ回路８２では、１次電圧指令値ｖＬ　ｕ”　ｒ　”　
Ｉ　Ｖ’　＊　ｖ１ｗ＊から三角波発生器８２３、比較
器８２０〜８２２、ＮＯＴ回路８２４゜〜８２６によシ
、トランジスタインバータ回路（図示せず）のトランジ
スタのＯＮ、ＯＦＦＦＦ動作側御する制御信号、即ちペ
ース信号が出力される。

その結果、１次電圧指令値”ｌｕ”　ｐ　”ＩＶ”ｙｖ
ｌＷ”に応じた１次電圧”ｌｕ　ｔ　ｙｌｖｌ　Ｖｌｗ
が誘導電動機１に印加されるので、１次電流’　ｌｕ　
＋　’　ＩＶ＋　ｉｌｗはそれぞれの１次電流指令値’
　ｔｕ”　＋　１１ｖ”　Ｔ　ｌ１ｗ”に追従する。

第１０図は第１図の実施例における電流ベクトル制御回
路８の他の実施例を示す図である。第１Ｏ図において、
８２は第９図のＰＷＭ回路と同じであシ、８３は第１の
座標変換回路、８４０と８４１は減算器、８４２と８４
３は増幅器、８４は第２の座標変換回路である。

次に、動作について説明する。まず、第１の座標変換回
路８３では、１次電流ｉｌｕ　＊　ｉＩＶから（９）式
の演算により１次電流のｄ軸、ｑ軸成分ｊ１ｄ　＊　ｊ
ｔｑが得られるとともに磁束ベクトル演算回路５から出
力される位相信号ｓ　ｉｎ　９（ｔ）　、　ｃｏｓ　９
（りを用いて（２９）式の演算を行ない、１次電流のα
軸、β軸成分１１α、ｉｌβが得られる。この第１の座
標変換回路８３は、第９図におイテ１１（！　、　ｉｌ
、＊　、　ｓｉｎ　’ｊ　、　ＣＯ５，ｆｊから１次電
流指令値’１ｕ”ｌ’ｌＶ“を得る部分と同様にして容
易に構成できるので、具体的な回路構成は省略する。

次に、磁束制御回路６から出力されるα軸電流成分指令
値１　ｉａ　＊と第１の座標変換回路８３から出力され
るα軸電流成分１１αとの偏差が減算器８４０で得られ
るとともに増幅器８４２で増幅されてα軸電圧成分指令
値ｖ１α１が得られる。

同様にして、周波数制御回路７から出力され名β軸電流
成分指令値ｉｌβ“と第１の座標変換回路８３から出力
されるβ軸電流成分１１βとの偏差が減算器８４１で得
られるとともに増幅器８４３で増幅されてβ軸電圧成分
指令値ｖ１β“が得られる。

次に、第２の座標変換回路８４では、これらα軸、β軸
電圧成分指令値ｖ１ａ＊、ｖ１β“と磁束ベクトル演算
回路５から出力される位相信号＄１ｎθ。

Ｃｏｇ　９から１次電圧指令値”ｌｕ”　＋ｖｌＶ”　
＋”ＩＷ”が出力されるが、第９図において、ｉｌ（！
”　＊　’　１／９”　＋ｓｉｎ　ｆｊ、　ｃｏｓ　ｆ
ｊから’ｌｕ”　ｅ　’ＩＶ”を得る部分のｉｌａ”　
ｐ　ｉｔ’ｓ”　ｔ　ｉｌｏ”　ｔ　ｉｌｖ”をそれぞ
れＶ　Ｉ　Ｃ１”　ｐＶｌｌ”　＃　Ｖｔｕ”　＋　ｖ
ｔｗ”　テｔ　キ換Ｌｋｆｅケチ；ｈ　ル（Ｄで、具体
的な回路構成は省略する。尚、Ｖ　ＩＷ”はｖｔｕ”　
＋ｖｔｖ”　＋１１ｗ”　＝　Ｏの関係を用いて”　１
　ｕ　”　ｔｖ１ｖ＊から得られる。

以上の電流ベクトル制御回路８によシ、１次電流のα軸
、β軸成分１１α＋’ｌβがそれぞれのα軸、β軸成分
指令値１１（Ｚ＊、ｉｌβ“に追従するように制御され
る。誘起電圧検出回路４を誘導電動機１の２次誘起電圧
を検出するように構成した場合は、磁束ベクトル演算回
路５では２次磁束の振幅。

周波数２位相が演算されるので、（３５）、　（３７）
式％式％ によシ、２次磁束と発生トルクをそれぞれ独立に制御で
きる。

次に、誘起電圧検出回路４を誘導電動機１の１次誘起電
圧を検出するようにした場合金考える。

この場合は、（３２）式に（３８）式を代入し、さらに
Φ１β＝０．Φｌα＝Φ１とおくことにより（３９）式
％式％ また、発生トルクτ□は次式で与えられる。

τ。＝ＰｍΦｔｉｔβ　　　　　　・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（４０）上式よシ、この場合は１次
電流のβ軸成分ｊ１βが変化すると、１次磁束Φ１が変
化するため、１次磁束と発生トルクとを完全に独立制御
することは不可能であるが、通常（３９）式の右辺第２
項は第１項に対し小さいので、はぼ独立制御することが
できる。

次に、誘起電圧検出回路４を誘導電動機１の空隙誘起電
圧を検出するように構成した場合を考える。この場合も
同様にして（３２）式に（４１）式を代入し、さらにΦ
０β＝０．Φ０α＝Φ０とおくことによシ（４２）式が
得られる。

・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４２）また、
発生トルクτｍは次式で与えられる。

τ□＝ＰｍΦｏｉｌβ　　　　　　・・・・・・・・・
・・・叩・・（４３）上式よシ、この場合も１次電流の
β軸成分１１βが変化すると、Φ０が変化するので、空
隙磁束と発生トルクとを完全に独立制御することは不可
能であるが、通常（４２）式の右辺第２項は第１項に対
し小さいのでほぼ独立制御することができる。

なお、第２図の実施例において、実際の１次層圧Ｖｌｕ
　Ｉ　ｖｌＹの代わりに電流ベクトル制御回路８中で得
られる１次電圧指令値ｖｌｕ＊、Ｖｌｖ“を用いてもよ
い。この場合は、電源電圧変動によって１次電圧指令値
ｖｌｕ”　ｔ　Ｖｌｖ”の値が変化するため、その変動
に応じて１次電圧指令値”ｌｕ“＋ＶＩＹ”の値を補正
しなければならないことはいうまでもない。

また、誘導電動機中にサーチコイルを設け、誘起電圧を
直接検出する場合は、誘起電圧検出回路４の一部又は全
てをサーチコイルの出力電圧成分と置き換えてもよい。

さらに、誘導電動機１の磁束を一定に制御する場合には
、磁束制御回路６を取り除き、α軸電流成分指令値１１
α９を一定としてもよい。

〔発明の効果〕

以上のように１この発明によれば、誘導電動機の誘起電
圧を誘起電圧検出回路で検出し、この誘起電圧から磁束
ベクトル演算回路で磁束の周波数を演算し、この周波数
をフィードバックして制御するように構成したので、特
別な速度検出器を用いることなく誘導電動機の周波数を
常に安定に制御できる効果がある。

また、電流ベクトル制御回路により１次電流を指令値通
シに制御するように構成したので、いかなる運転状態に
おいてもトルク不足や過電流の問題を生じないという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による誘導電動機の制御装
置を示すブロック図、第２図は第１図の実施例に含まれ
る誘起電圧検出回路の実施例を示す構成図、第３図は磁
束ベクトル図、第４図はＰＬＬ回路の基本的なブロック
図、第５図はＰＬＬ回路を用６た第１図の実施例に含ま
れる磁束ベクトル演算回路の基本的なブロック図、第６
図Ｉ−ｉ第１図の実施例に含まれる磁束ベクトル演算回
路の実施例を示す構成図、第７図は第１図の実施例に含
まれる磁束制御回路の実施例を示す構成図、第８図は第
１図の実施例に含まれる周波数′制御回路の実施例を示
す構成図、第９図は第１図の実施例に含まれる電流ベク
トル制御回路の実施例を示す構成図、第ｉｏ図はその電
流ベクトル制御回路の他の実施例を示す構成図、第１１
図は従来の誘導電動機の制御装置のブロック図、第１２
図は誘導電動機のｌ相おたシのＴ型等価回路図、第１３
図は関数発生器のパターン図である。 １は誘導電動機、２は電流検出器、３は可変周波数電力
変換装置、４は誘起電圧検出回路、５は磁束ベクトル演
算回路、６は磁束制御回路、γは周波数制御回路、８は
電流ベクトル制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 特許出願人　　三菱電機株式会社 第２図 第３図 ｄ軸 第４図 第６図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘導電動機を可変周波数で駆動する可変周波数電
   力変換装置と、前記誘導電動機の誘起電圧を検出する誘
   起電圧検出回路と、前記誘起電圧検出回路の出力を入力
   し前記誘導電動機の磁束の振幅、周波数及び位相を演算
   する磁束ベクトル演算回路と、磁束指令値と前記磁束ベ
   クトル演算回路から出力される磁束の振幅との偏差に応
   じて第１の電流成分指令値を発生する磁束制御回路と、
   周波数指令値と前記磁束ベクトル演算回路から出力され
   る磁束の周波数との偏差に応じて第２の電流成分指令値
   を発生する周波数制御回路と、前記第１及び第２の電流
   成分指令値に従つて前記誘導電動機に供給すべき１次電
   流の指令値を演算するとともに該１次電流の実際値が該
   指令値に追従するような制御信号を前記可変周波数電力
   変換装置に出力する電流ベクトル制御回路とを備えた誘
   導電動機の制御装置。
2. （２）誘起電圧検出回路は、誘導電動機の１次磁束の時
   間的変化に応じた１次誘起電圧を検出することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の制御装置
   。
3. （３）誘起電圧検出回路は、誘導電動機の空隙磁束の時
   間的変化に応じた空隙誘起電圧を検出することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の制御装置
   。
4. （４）誘起電圧検出回路は、誘導電動機の２次磁束の時
   間的変化に応じた２次誘起電圧を検出することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の制御装置
   。