JP4572582B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
本発明は誘導電動機の制御装置に係り、特に速度検出器および電圧（磁束）検出器を用いることなく、電動機の回転速度、電動（力行）・回生の別なく、広範囲の動作領域にわたって、速度制御精度のよい速度・トルク制御を行うための誘導電動機の制御装置に関する。
低速・回生領域では、１次角周波数ω1は零に近づき、これに伴い出力電圧が小さくなるため、１次抵抗Ｒ１の設定誤差、デッドタイムによる電圧精度の影響が相対的に大きくなる。この結果、速度検出器を用いない誘導電動機の制御装置では、１次角周波数ω1の積分θを正確に得ることができなくなり、Ｉｄ，Ｉｑの分離が困難となるために、電動機座標系と電流検出座標系がずれる現象（以下、軸ずれ現象と呼ぶ）が発生する。これにより、制御不能に陥る場合がある。
従来の対策法として、特開平６−６９９２号のように安定な運転が継続できるように、低速・回生時は、すべり補償を行わないようにして電動機速度を上昇させたり、特開平１１−９８８９１号記載のように速度誤差の推定演算に係る信号が正帰還とならないように電流偏差であるΔIｑ,ΔＩｄを座標変換して、速度推定に使用する方法が知られている。
従来の対策法として、特開平６−６９９２号のように安定な運転が継続できるように、低速・回生時は、すべり補償を行わないようにして電動機速度を上昇させたり、特開平１１−９８８９１号記載のように速度誤差の推定演算に係る信号が正帰還とならないように電流偏差であるΔIｑ,ΔＩｄを座標変換して、速度推定に使用する方法が知られている。
従来の誘導電動機のトルク制御装置（特開平１１−９８８９１号）を図６を用いて説明する。
図６において、１０１は誘導電動機、１０２は電流検出器、１０３はＰＷＭインバータ、１０４は電流成分指令演算手段、１０５は電流成分演算手段、１０６はすべり周波数演算回路、１０８は積分器、１０９は加算器、１１０は積分器、１１１ｂは電流成分制御回路、１１２は電圧指令演算回路、１１３は速度誤差推定手段であり、速度誤差推定手段１１３では、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊とｄ軸成分Iｄｓの偏差ΔIｄｓ、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊とｑ軸成分Iｑｓの偏差ΔＩｑｓは、予め設定された変換位相角ψを用い、次式（１ａ）、（１ｂ）式でΔI’ｄｓ、ΔI’ｑｓに変換し、１次磁束ベクトルの回転周波数の実際値ωと制御演算に用いた設定値（推定値）ω＊との誤差（速度誤差）Δω及び座標変換後の１次電流のｄ’軸成分の偏差ΔI’ｄｓが出力され、ｑ’軸成分の偏差ΔI’ｑｓを１次磁束ベクトルの回転周波数の実際値ωと制御演算に用いた設定値（推定値）ω＊との誤差（速度誤差）Δωとする。
図６において、１０１は誘導電動機、１０２は電流検出器、１０３はＰＷＭインバータ、１０４は電流成分指令演算手段、１０５は電流成分演算手段、１０６はすべり周波数演算回路、１０８は積分器、１０９は加算器、１１０は積分器、１１１ｂは電流成分制御回路、１１２は電圧指令演算回路、１１３は速度誤差推定手段であり、速度誤差推定手段１１３では、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊とｄ軸成分Iｄｓの偏差ΔIｄｓ、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊とｑ軸成分Iｑｓの偏差ΔＩｑｓは、予め設定された変換位相角ψを用い、次式（１ａ）、（１ｂ）式でΔI’ｄｓ、ΔI’ｑｓに変換し、１次磁束ベクトルの回転周波数の実際値ωと制御演算に用いた設定値（推定値）ω＊との誤差（速度誤差）Δω及び座標変換後の１次電流のｄ’軸成分の偏差ΔI’ｄｓが出力され、ｑ’軸成分の偏差ΔI’ｑｓを１次磁束ベクトルの回転周波数の実際値ωと制御演算に用いた設定値（推定値）ω＊との誤差（速度誤差）Δωとする。
ΔI’ｄｓ＝ ΔIｄｓ・ｃｏｓψ−ΔIｑｓ・ｓｉｎψ ・・・（１ａ）
ΔI’ｑｓ＝−ΔIｄｓ・ｓｉｎψ＋ΔIｑｓ・ｃｏｓψ ・・・(１ｂ)
ΔI’ｑｓ＝−ΔIｄｓ・ｓｉｎψ＋ΔIｑｓ・ｃｏｓψ ・・・(１ｂ)
電流成分制御回路１１１ｂでは、次式（２ａ）（２ｂ）式により、１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊、ｑ軸成分指令Vｑｓ＊が演算されｄ−ｑ軸での電圧指令値とする。
Ｖｄｓ＊＝Rｓ・Iｄｓ＊＋Kｄ・ΔI’ｄｓ ・・・（２ａ）
Ｖｑｓ＊＝Rｓ・Iｑｓ＋Kｑ・（Iｑｓ＊−Iｑｓ）＋ω＊・Ls・I0＊
＝Rｓ・Iｑｓ＋Kｑ・ΔIｑｓ＋ω＊・Lｓ・I0＊ ・・・（２ｂ）
Ｖｑｓ＊＝Rｓ・Iｑｓ＋Kｑ・（Iｑｓ＊−Iｑｓ）＋ω＊・Ls・I0＊
＝Rｓ・Iｑｓ＋Kｑ・ΔIｑｓ＋ω＊・Lｓ・I0＊ ・・・（２ｂ）
このように、従来の誘導電動機のトルク制御装置は、速度誤差ΔωをΔIｑｓではなく、（１ｂ）式で座標変換したΔI’ｑｓを用い、また、ｄ軸の電流制御演算においては、ΔIｄｓではなく、（１ａ）式で座標変換したΔI’ｄｓを用いている。
特開平６−６９９２号
特開平１１−９８８９１号
しかしながら、従来の誘導電動機の制御装置は、予め設定された変換位相角ψは、入力されるτｍ＊（トルク指令）の符号で決定するようになっていて、速度制御を行う場合、つまり、速度指令値と速度推定値の偏差を比例・積分制御する速度制御器（ＡＳＲ）出力でτｍ＊が決定されるような場合、τｍ＊の値は速度推定値に依存するため、回生状態であるのに、速度制御器（ＡＳＲ）出力が回生側を向かない、つまり、速度と逆符号とならない場合があるという問題があった。また、座標変換に用いる変換位相角ψの決め方や具体的数値例について、前記公報には明記されていない。
そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、誘導電動機の制御装置において、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において、低速における速度制御範囲を拡大することができる制御装置を提供することである。
そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、誘導電動機の制御装置において、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において、低速における速度制御範囲を拡大することができる制御装置を提供することである。
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１記載の本発明は、可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、前記電動機の電流を制御する電流制御器の出力を用いて前記電動機への電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置であって、前記第１のｄ軸電流、前記第１のｑ軸電流、前記電圧指令及び前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流指令と第２のｑ軸電流指令を出力する第２の座標変換器とを備え、前記電流制御器は、前記第２のｄ軸電流指令と前記第２のｑ軸電流指令を電流指令として制御することを特徴とする誘導電動機の制御装置である。
請求項２記載の本発明は、請求項１に記載の誘導電動機の制御装置であって、前記第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、前記第２のｄ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器を備えたことを特徴とする。
請求項３記載の本発明は、可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、与えられた速度指令に応じたＶ／ｆ変換器の出力を用いて前記電動機への電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置であって、前記第１のｄ軸電流、前記第１のｑ軸電流、前記電圧指令及び前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、前記第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、前記第２のｄ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器を備えたことを特徴とする。
請求項４記載の本発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の制御装置であって、前記軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の磁束と電流モデルに基づく第２の磁束の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更することを特徴とする。
請求項５記載の本発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の制御装置であって、前記軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の誘起電圧と電流モデルに基づく第２の誘起電圧の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更することを特徴とする。
請求項１記載の本発明は、可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、前記電動機の電流を制御する電流制御器の出力を用いて前記電動機への電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置であって、前記第１のｄ軸電流、前記第１のｑ軸電流、前記電圧指令及び前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流指令と第２のｑ軸電流指令を出力する第２の座標変換器とを備え、前記電流制御器は、前記第２のｄ軸電流指令と前記第２のｑ軸電流指令を電流指令として制御することを特徴とする誘導電動機の制御装置である。
請求項２記載の本発明は、請求項１に記載の誘導電動機の制御装置であって、前記第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、前記第２のｄ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器を備えたことを特徴とする。
請求項３記載の本発明は、可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、与えられた速度指令に応じたＶ／ｆ変換器の出力を用いて前記電動機への電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置であって、前記第１のｄ軸電流、前記第１のｑ軸電流、前記電圧指令及び前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、前記第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、前記第２のｄ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器を備えたことを特徴とする。
請求項４記載の本発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の制御装置であって、前記軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の磁束と電流モデルに基づく第２の磁束の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更することを特徴とする。
請求項５記載の本発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の制御装置であって、前記軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の誘起電圧と電流モデルに基づく第２の誘起電圧の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更することを特徴とする。
本発明の誘導電動機の制御装置によれば、電動機座標系と電流座標系の軸ずれ角を求め、電動機座標系と電流検出系の各座標系が一致するように電流検出位相角を補正したり、あるいは、軸ずれ角の位相補償は行わずに、軸ずれ角を考慮して制御することにより、広範囲の動作領域で安定性の高い制御特性が得られる効果がある。
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
誘導電動機を駆動する制御装置として、可変周波数・可変電圧による速度制御が知られ、誘導電動機に供給される１次電流をｄ軸電流（磁束を発生させる電流）とｑ軸電流（トルクを発生させる電流）とに分けて制御するベクトル制御方式が実用化されている。
まず、誘導電動機の速度推定の１例について簡単に説明する。
１次角周波数ω1で回転する回転座標系（ｄ−ｑ軸）で表わした誘導電動機の電圧方程式は、（３）式で与えられる。
まず、誘導電動機の速度推定の１例について簡単に説明する。
１次角周波数ω1で回転する回転座標系（ｄ−ｑ軸）で表わした誘導電動機の電圧方程式は、（３）式で与えられる。
但し、
Ｖｄ，Ｖｑ 回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電圧，トルク軸電圧
Ｉｄ，Ｉｑ 回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電流，トルク軸電流
Φｄ，Φｑ 回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電動機磁束，トルク軸電動機磁束
ω1 １次角周波数
ωr 電動機速度
ωｓ＊ すべり周波数
Ｒ１、Ｒ２ １次，２次抵抗
Ｌ１ 、Ｌ２、Ｍ １次，２次，相互（励磁）インダクタンス
ｌ 漏れインダクタンス （ｌ＝（Ｌ１ Ｌ２ −Ｍ2 ）／Ｌ２））
ｐ 微分演算子
また、１次角周波数ω1、電動機速度ωr、すべり周波数指令ωｓ＊の関係、及びすべり周波数指令ωｓ＊の算出は次式（４）式で表わされる。
Ｖｄ，Ｖｑ 回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電圧，トルク軸電圧
Ｉｄ，Ｉｑ 回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電流，トルク軸電流
Φｄ，Φｑ 回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電動機磁束，トルク軸電動機磁束
ω1 １次角周波数
ωr 電動機速度
ωｓ＊ すべり周波数
Ｒ１、Ｒ２ １次，２次抵抗
Ｌ１ 、Ｌ２、Ｍ １次，２次，相互（励磁）インダクタンス
ｌ 漏れインダクタンス （ｌ＝（Ｌ１ Ｌ２ −Ｍ2 ）／Ｌ２））
ｐ 微分演算子
また、１次角周波数ω1、電動機速度ωr、すべり周波数指令ωｓ＊の関係、及びすべり周波数指令ωｓ＊の算出は次式（４）式で表わされる。
ω1＝ωr＋ωｓ＊ ・・・（４ａ）
ωｓ＊ ＝Ｉｑ＊ ／（Ｉｄ＊・ Ｔ２）
＝Ｉｑ＊ ・Ｒ２／Φ＊ ・・・（４ｂ）
ωｓ＊ ＝Ｉｑ＊ ／（Ｉｄ＊・ Ｔ２）
＝Ｉｑ＊ ・Ｒ２／Φ＊ ・・・（４ｂ）
但し、Ｔ２ ２次回路時定数（Ｔ２ ＝Ｌ２ ／Ｒ２ ）、
添字（＊）…指令値を表わす。
いま、
添字（＊）…指令値を表わす。
いま、
Ｉｄ＊ ＝ 一定 ・・・（５）
とし、上記（３）式において、（４）、（５）式の条件のもとに回転座標系（ｄ−ｑ軸）で表した電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）は、（６）式となる。
上記（４）式を満足するように制御すると、回転座標系（ｄ−ｑ軸）上の１次電流検出値Ｉ1 は１次電流指令値Ｉ１＊（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）通りの電流が流れ、電動機磁束Φ（Φｄ、Φｑ）は、
Φｄ＝Ｍ・Ｉｄ（一定） ・・・（７ａ）
Φｑ＝０ ・・・（７ｂ）
Φｑ＝０ ・・・（７ｂ）
に保たれる。
これにより、誘導電動機の発生トルクτは、
これにより、誘導電動機の発生トルクτは、
τ＝Ｍ／Ｌ２・(Φｄ・Iｑ−Φｑ・Iｄ)
＝Ｍ2 ／Ｌ２ ・(Ｉｄ・Iｑ) ・・・（８）
＝Ｍ2 ／Ｌ２ ・(Ｉｄ・Iｑ) ・・・（８）
となる。
速度検出器を用いない場合は、例えば、速度適応２次磁束オブザーバを用い、上記（５）式を満足するような電動機磁束Φ （Φｄ、Φｑ）を推定し、誘導電動機の１次電流（相電流）Iｕ、Iｖ、Iｗ を検出し、静止座標系（ａ−ｂ軸）に変換した１次電流検出値I１（Iａ、Ｉｂ）と電圧指令値Ｖ1＊（Ｖａ＊，Ｖｂ＊）と、速度推定値ωr＾とを入力として、電動機磁束推定値Φ＾（Φａ＾、Φｂ＾ ）と１次電流推定値Ｉ１＾（Iａ＾、Ｉｂ＾）とを推定し、１次電流推定値Ｉ１＾（Ｉａ＾，Ｉｂ＾）と１次電流検出値Ｉ１（Iａ、Ｉｂ）とを比較した推定誤差信号（Ｉ１− Ｉ１＾）に基づき、（９）式で表わされる適応調整則により電動機速度を演算推定する。
速度検出器を用いない場合は、例えば、速度適応２次磁束オブザーバを用い、上記（５）式を満足するような電動機磁束Φ （Φｄ、Φｑ）を推定し、誘導電動機の１次電流（相電流）Iｕ、Iｖ、Iｗ を検出し、静止座標系（ａ−ｂ軸）に変換した１次電流検出値I１（Iａ、Ｉｂ）と電圧指令値Ｖ1＊（Ｖａ＊，Ｖｂ＊）と、速度推定値ωr＾とを入力として、電動機磁束推定値Φ＾（Φａ＾、Φｂ＾ ）と１次電流推定値Ｉ１＾（Iａ＾、Ｉｂ＾）とを推定し、１次電流推定値Ｉ１＾（Ｉａ＾，Ｉｂ＾）と１次電流検出値Ｉ１（Iａ、Ｉｂ）とを比較した推定誤差信号（Ｉ１− Ｉ１＾）に基づき、（９）式で表わされる適応調整則により電動機速度を演算推定する。
但し、推定誤差 ｅＩａ＝Ｉａ−Ｉａ＾、 ｅＩｂ＝Ｉb−Ｉb＾
Ｋａ 速度推定部比例ゲイン
Ｋｂ 速度推定部積分ゲイン
次に、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を電流制御器（ＡＣＲ）をもとに求める場合の軸ずれの１要因について簡単に説明する。
誘起電圧Ｅ、Ｒ１、ｌによる電圧ドロップ分を電流制御器内に溜めないように、Ｅ、Ｒ１、ｌは前向きに補償され、（１０）式にしたがい、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は演算される。
Ｋａ 速度推定部比例ゲイン
Ｋｂ 速度推定部積分ゲイン
次に、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を電流制御器（ＡＣＲ）をもとに求める場合の軸ずれの１要因について簡単に説明する。
誘起電圧Ｅ、Ｒ１、ｌによる電圧ドロップ分を電流制御器内に溜めないように、Ｅ、Ｒ１、ｌは前向きに補償され、（１０）式にしたがい、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は演算される。
Ｖｄ＊＝√３・Ｒ１・Ｉｄ−√３・ω１＊・ｌ・Ｉｑ＋ＡＣＲｄ出力 （１０ａ）
Ｖｑ＊＝Ｅ＊＋√３・Ｒ１・Ｉｑ＋√３・ω１＊・ｌ・Ｉｄ＋ＡＣＲｑ出力
（１０ｂ）
Ｖｑ＊＝Ｅ＊＋√３・Ｒ１・Ｉｑ＋√３・ω１＊・ｌ・Ｉｄ＋ＡＣＲｑ出力
（１０ｂ）
ところが、正転時の電動機の電圧と電流のベクトル方向を電動（力行）と回生時では図７に示すように、例えば、Ｉｄ＊＜Ｉｄの場合、電動（力行）時では、ＡＣＲｄ出力はマイナス値となり、電圧指令のベクトル方向は反時計回りに第２象限方向へ移動することで電流ベクトルは反時計回りに移動し、その結果Ｉｄ＊＝Ｉｄになるのに対し、回生時では、同じように電圧、電流ベクトルが反時計回りに移動しても、Ｉｄ＊＝Ｉｄとはならず、さらに別要因、つまりｑ軸の偏差の状況により安定するかしないか、あるいは、安定する場合はどこで安定するかが決まる。このようして回生時に軸ずれが発生するものと考えられる。
次に、軸ずれの補償方法について、簡単に説明する。
次に、軸ずれの補償方法について、簡単に説明する。
まず、補償するための軸ずれ角δの演算は、次式（１１）式で求めることができる。
δ＝ｔａｎ-1（Ｅｑ／Ｅｄ）−９０°（正転） ・・・（１１ａ）
δ＝ｔａｎ-1（Ｅｑ／Ｅｄ）＋９０°（逆転） ・・・（１１ｂ）
δ＝ｔａｎ-1（Ｅｑ／Ｅｄ）＋９０°（逆転） ・・・（１１ｂ）
ただし、
Ｅｄ＝Ｖｄ＊−√３・Ｒ１・Ｉｄ＋√３・ω1＊・ｌ・Ｉｑ ・・・（１１ｃ）
Ｅｑ＝Ｖｑ＊−√３・Ｒ１・Ｉｑ―√３・ω1＊・ｌ・Ｉｄ ・・・（１１ｄ）
Ｅｑ＝Ｖｑ＊−√３・Ｒ１・Ｉｑ―√３・ω1＊・ｌ・Ｉｄ ・・・（１１ｄ）
（１１）式は、ｑ軸上にあるべき電動機に発生する誘起電圧Ｅが、どの方向にあるかを演算し、ｑ軸からの軸ずれ角を軸ずれ角δとして演算し求めたものである。
軸ずれの１つの補償方法は、上記軸ずれ角δで電流検出座標系を補正する方法である。また、もう１つの方法は、電動機座標系と電流座標系は、上記軸ずれ角δだけ、軸ずれしていることを考慮して制御する方法である。軸ずれ角δだけ、軸ずれしていることを考慮した制御方法というのは、電動機座標系と電流検出座標系間でデータを受け渡す場合に、座標変換して渡すというものである。
次に、電動機定数のＲ１を可変する方法についての基本的な考え方を、図８を用いて説明する。
図８中、Ｅ１は電動機モデルで求まる誘起電圧で、上記（１１ｃ）、（１１ｄ）で求めたＥｄ、Ｅｑを用いて（１２）式で求める。
Ｅ１＝ √（Ｅｄ2＋Ｅｑ2） ・・・（１２）
また、Ｅ２は電流モデルで求まる誘起電圧で、上記（１１ａ）、（１１ｂ）で求めた軸ずれ角δの関数として（１３）式で求める。
Ｅ２＝Ｍ・Ｉｄ’・ω1＊ ・・・（１３ａ）
ただし、Ｉｄ’＝Ｉｄ・ｃｏｓδ＋Ｉｑ・ｓｉｎδ ・・・（１３ｂ）
軸ずれ角δの角度に軸ずれした座標系上で、上記、Ｅ１とＥ２が一致するようにしてＲ１＊を求めている。なお、Ｅ１＞Ｅ２の電動（力行）状態では、Ｒ１＊を大きくし、回生状態では小さくし、Ｅ１＜Ｅ２では、上記と逆方向に可変する。
このように図８において、Ｒ１＊の設定により点線の間をＥ１が移動するので、この範囲ではＲ１＊が大きい程、Ｅ１は小さくなるがＩｄ’は大きくなる。逆にＲ１＊が小さい程、Ｅ１は大きくなるがＩｄ’は小さくなるので、Ｅ１＝Ｅ２となるＲ１＊を求めることができる。
軸ずれの１つの補償方法は、上記軸ずれ角δで電流検出座標系を補正する方法である。また、もう１つの方法は、電動機座標系と電流座標系は、上記軸ずれ角δだけ、軸ずれしていることを考慮して制御する方法である。軸ずれ角δだけ、軸ずれしていることを考慮した制御方法というのは、電動機座標系と電流検出座標系間でデータを受け渡す場合に、座標変換して渡すというものである。
次に、電動機定数のＲ１を可変する方法についての基本的な考え方を、図８を用いて説明する。
図８中、Ｅ１は電動機モデルで求まる誘起電圧で、上記（１１ｃ）、（１１ｄ）で求めたＥｄ、Ｅｑを用いて（１２）式で求める。
Ｅ１＝ √（Ｅｄ2＋Ｅｑ2） ・・・（１２）
また、Ｅ２は電流モデルで求まる誘起電圧で、上記（１１ａ）、（１１ｂ）で求めた軸ずれ角δの関数として（１３）式で求める。
Ｅ２＝Ｍ・Ｉｄ’・ω1＊ ・・・（１３ａ）
ただし、Ｉｄ’＝Ｉｄ・ｃｏｓδ＋Ｉｑ・ｓｉｎδ ・・・（１３ｂ）
軸ずれ角δの角度に軸ずれした座標系上で、上記、Ｅ１とＥ２が一致するようにしてＲ１＊を求めている。なお、Ｅ１＞Ｅ２の電動（力行）状態では、Ｒ１＊を大きくし、回生状態では小さくし、Ｅ１＜Ｅ２では、上記と逆方向に可変する。
このように図８において、Ｒ１＊の設定により点線の間をＥ１が移動するので、この範囲ではＲ１＊が大きい程、Ｅ１は小さくなるがＩｄ’は大きくなる。逆にＲ１＊が小さい程、Ｅ１は大きくなるがＩｄ’は小さくなるので、Ｅ１＝Ｅ２となるＲ１＊を求めることができる。
以下、本発明の具体的実施例について説明する。
図１は、第１の発明の実施例である誘導電動機制御装置の構成ブロック図である。図１において電動機制御装置は、PWMインバータ１、ベクトル制御器１０を有し、電動機２を制御している。
PWMインバータ１には、コンバータ３、平滑コンデンサ４、逆変換回路５、電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、ＰＷＭ制御部７が、ベクトル制御器１０には、第１の座標変換器１１Ａ，電圧指令器１１Ｂ、速度推定器１２、減算器１３，１３Ａ，１３Ｂ、速度制御器１４、ｄ軸電流設定器１５、電流制御器１６、すべり周波数指令発生器１７、加算器１８、積分器１９、軸ずれ角演算器２０、加算器２１が、電流制御器１６にはｑ軸電流制御器１６Ａとｄ軸電流制御器１６Ｂが含まれている。電動機２は本電動機制御装置の制御対象である。コンバータ３は、３相の交流電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）に接続されており、その出力を整流する。平滑コンデンサ４は、コンバータ３に接続されており、その出力を平滑する。逆変換回路５は、例えば、ＰＷＭ制御部７の出力によりベース電流を制御されるトランジスタで構成されている。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧がＰＷＭ制御部７の出力により制御された３相の交流電圧に変換され、電動機２に供給される。電流検出器６ＡはＵ相の電流Ｉｕを検出する。電流検出器６ＢはＶ相の電流Ｉｖを検出する。電流検出器６ＣはＷ相の電流Ｉｗを検出する。電流検出器６Ａ，６Ｂ、６Ｃで検出された各相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは第１の座標変換器１１Ａに供給される。第１の座標変換器１１Ａは、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標系（ａ−ｂ軸）上のＩａ、Ｉｂに変換し、更に回転磁界座標系におけるｄ軸電流フィードバック信号Ｉｄとｑ軸電流フィードバック信号Ｉｑに変換し、減算器１３Ａ、１３Ｂへ送る。第１の座標変換器１１Ａによる変換は、（１４）式にしたがい行なわれる。なお、用いる位相角は後述する加算器２１の出力（θ＋δ）を用いて行う。
図１は、第１の発明の実施例である誘導電動機制御装置の構成ブロック図である。図１において電動機制御装置は、PWMインバータ１、ベクトル制御器１０を有し、電動機２を制御している。
PWMインバータ１には、コンバータ３、平滑コンデンサ４、逆変換回路５、電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、ＰＷＭ制御部７が、ベクトル制御器１０には、第１の座標変換器１１Ａ，電圧指令器１１Ｂ、速度推定器１２、減算器１３，１３Ａ，１３Ｂ、速度制御器１４、ｄ軸電流設定器１５、電流制御器１６、すべり周波数指令発生器１７、加算器１８、積分器１９、軸ずれ角演算器２０、加算器２１が、電流制御器１６にはｑ軸電流制御器１６Ａとｄ軸電流制御器１６Ｂが含まれている。電動機２は本電動機制御装置の制御対象である。コンバータ３は、３相の交流電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）に接続されており、その出力を整流する。平滑コンデンサ４は、コンバータ３に接続されており、その出力を平滑する。逆変換回路５は、例えば、ＰＷＭ制御部７の出力によりベース電流を制御されるトランジスタで構成されている。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧がＰＷＭ制御部７の出力により制御された３相の交流電圧に変換され、電動機２に供給される。電流検出器６ＡはＵ相の電流Ｉｕを検出する。電流検出器６ＢはＶ相の電流Ｉｖを検出する。電流検出器６ＣはＷ相の電流Ｉｗを検出する。電流検出器６Ａ，６Ｂ、６Ｃで検出された各相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは第１の座標変換器１１Ａに供給される。第１の座標変換器１１Ａは、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標系（ａ−ｂ軸）上のＩａ、Ｉｂに変換し、更に回転磁界座標系におけるｄ軸電流フィードバック信号Ｉｄとｑ軸電流フィードバック信号Ｉｑに変換し、減算器１３Ａ、１３Ｂへ送る。第１の座標変換器１１Ａによる変換は、（１４）式にしたがい行なわれる。なお、用いる位相角は後述する加算器２１の出力（θ＋δ）を用いて行う。
なお、θ、δについては後述する。
また、第１の座標変換器１１Ａは、Ｉａ、Ｉｂを速度推定用に速度推定器１２へ、Ｉｄ，Ｉｑを軸ずれ角演算用に軸ずれ角演算器２０へ送る。速度推定器１２は、上記（９）式により速度推定演算してωｒ＾を求め、減算器１３にフィードバックする。減算器１３は、速度指令信号ωｒ＊とωｒ＾の偏差をとって速度制御器１４に送る。速度制御器１４は、減算器１３から与えられた偏差を零とするような、すなわち速度指令ωｒ＊と推定速度ωｒ＾を一致させるようなｑ軸電流指令信号Ｉｑ＊を求め、減算器１３Ａに送る。減算器１３Ａは、第１の座標変換器１１Ａからのｑ軸電流Ｉｑと速度制御器１４からのｑ軸電流指令信号Ｉｑ＊の偏差を求め、ｑ軸電流制御器１６Ａに送る。ｄ軸電流設定器１５は、所定のｄ軸電流値が設定されており、その設定値をｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊として減算器１３Ｂに送る。減算器１３Ｂは、ｄ軸電流設定器１５からのｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊と、第１の座標変換器１１Ａからのｄ軸電流Ｉｄの偏差を求め、ｄ軸電流制御器１６Ｂに送る。ｑ軸電流制御器１６Ａおよびｄ軸電流制御器１６Ｂは、それぞれ減算器１３Ａと１３Ｂからの偏差信号と各逆起電力の電圧補償値（図示せず）との和にしたがって、回転磁界座標系における電圧指令信号Ｖｑ＊とＶｄ＊を生成し、座標変喚をして電圧指令を生成する電圧指令器１１Ｂに送る。電圧指令器１１Ｂは、電圧指令信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を位相角θで（ａ−ｂ軸）上のＶａ＊、Ｖｂ＊に変換し、更に電動機２の固定子座標系における３相交流出力電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。座標変換は電圧指令器１１Ｂにより変換式（１５）式にしたがって行なわれる。
また、第１の座標変換器１１Ａは、Ｉａ、Ｉｂを速度推定用に速度推定器１２へ、Ｉｄ，Ｉｑを軸ずれ角演算用に軸ずれ角演算器２０へ送る。速度推定器１２は、上記（９）式により速度推定演算してωｒ＾を求め、減算器１３にフィードバックする。減算器１３は、速度指令信号ωｒ＊とωｒ＾の偏差をとって速度制御器１４に送る。速度制御器１４は、減算器１３から与えられた偏差を零とするような、すなわち速度指令ωｒ＊と推定速度ωｒ＾を一致させるようなｑ軸電流指令信号Ｉｑ＊を求め、減算器１３Ａに送る。減算器１３Ａは、第１の座標変換器１１Ａからのｑ軸電流Ｉｑと速度制御器１４からのｑ軸電流指令信号Ｉｑ＊の偏差を求め、ｑ軸電流制御器１６Ａに送る。ｄ軸電流設定器１５は、所定のｄ軸電流値が設定されており、その設定値をｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊として減算器１３Ｂに送る。減算器１３Ｂは、ｄ軸電流設定器１５からのｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊と、第１の座標変換器１１Ａからのｄ軸電流Ｉｄの偏差を求め、ｄ軸電流制御器１６Ｂに送る。ｑ軸電流制御器１６Ａおよびｄ軸電流制御器１６Ｂは、それぞれ減算器１３Ａと１３Ｂからの偏差信号と各逆起電力の電圧補償値（図示せず）との和にしたがって、回転磁界座標系における電圧指令信号Ｖｑ＊とＶｄ＊を生成し、座標変喚をして電圧指令を生成する電圧指令器１１Ｂに送る。電圧指令器１１Ｂは、電圧指令信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を位相角θで（ａ−ｂ軸）上のＶａ＊、Ｖｂ＊に変換し、更に電動機２の固定子座標系における３相交流出力電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。座標変換は電圧指令器１１Ｂにより変換式（１５）式にしたがって行なわれる。
なおθについては後述する。
また、電圧指令器１１Ｂは、Ｖａ＊、Ｖｂ＊を速度推定用に速度推定器１２へ、Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を軸ずれ角演算用に軸ずれ角演算器２０へ送る。ＰＷＭ制御部７は、これら３相交流出力電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を搬送波信号と比較してパルス幅変調信号に変換する。このパルス幅変調信号は図示していないパルス増幅器で増幅され、逆変換回路のトランジスタ５をスイッチング制御する。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧が３相の交流電圧に変換される。すべり周波数指令発生器１７は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と２次抵抗Ｒ２（図示せず）からすべり周波数指令ωｓ＊を発生する。加算器１８は、速度推定器１２で推定された推定速度ωｒ＾とすべり周波数指令ωｓ＊を加算して、１次角周波数指令信号ω１＊を求める。積分器１９は、１次角周波数指令信号ω１＊を積分し位相角θを求め、第１の座標変換１１Ａ、電圧指令器１１Ｂに送る。
なお、図１では、電動機２により発生する誘起電圧Ｅ、１次抵抗Ｒ1や漏れインダクタンスｌによる逆起電力の電圧を補償する回路は省略されている。
軸ずれ角演算器２０は、電圧指令信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊から１次抵抗Ｒ1、漏れインダクタンスｌの電圧ドロップ分を引き、電動機の発生する誘起電圧Ｅを求め、軸ずれ角δを上記（１１）式により求める。加算器２１は、軸ずれ角演算器２０で求めた軸ずれ角δと位相角θを加え、（θ＋δ）を求め、第１の座標変換器１１Ａに送る。
第１の発明では、以上のようにして、第１のｄ軸電流Ｉｄと第１のｑ軸電流Ｉｑを求める際、第１の座標変換器１１Ａで軸ずれ角δを補償して座標変換することで、電流検出座標系を補正する。
また、電圧指令器１１Ｂは、Ｖａ＊、Ｖｂ＊を速度推定用に速度推定器１２へ、Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を軸ずれ角演算用に軸ずれ角演算器２０へ送る。ＰＷＭ制御部７は、これら３相交流出力電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を搬送波信号と比較してパルス幅変調信号に変換する。このパルス幅変調信号は図示していないパルス増幅器で増幅され、逆変換回路のトランジスタ５をスイッチング制御する。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧が３相の交流電圧に変換される。すべり周波数指令発生器１７は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と２次抵抗Ｒ２（図示せず）からすべり周波数指令ωｓ＊を発生する。加算器１８は、速度推定器１２で推定された推定速度ωｒ＾とすべり周波数指令ωｓ＊を加算して、１次角周波数指令信号ω１＊を求める。積分器１９は、１次角周波数指令信号ω１＊を積分し位相角θを求め、第１の座標変換１１Ａ、電圧指令器１１Ｂに送る。
なお、図１では、電動機２により発生する誘起電圧Ｅ、１次抵抗Ｒ1や漏れインダクタンスｌによる逆起電力の電圧を補償する回路は省略されている。
軸ずれ角演算器２０は、電圧指令信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊から１次抵抗Ｒ1、漏れインダクタンスｌの電圧ドロップ分を引き、電動機の発生する誘起電圧Ｅを求め、軸ずれ角δを上記（１１）式により求める。加算器２１は、軸ずれ角演算器２０で求めた軸ずれ角δと位相角θを加え、（θ＋δ）を求め、第１の座標変換器１１Ａに送る。
第１の発明では、以上のようにして、第１のｄ軸電流Ｉｄと第１のｑ軸電流Ｉｑを求める際、第１の座標変換器１１Ａで軸ずれ角δを補償して座標変換することで、電流検出座標系を補正する。
第２図は、第２の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。図２を参照すると、第２の発明の第１の発明からの変更点は、座標変換器２２を追加し、第１の座標変換器１１Ａを１１Ａ’とし、加算器２１を削除したことである。
第２の座標変換器２２Ａは、軸ずれ角演算器２０出力の軸ずれ角δだけ、次式（１６）式にしたがい、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊をＩｄ＊'、Ｉｑ＊'に変換する。電流制御器１６への指令値は、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊の替わりに、第２の電流指令Ｉｄ＊'、Ｉｑ＊'を使用するが、すべり周波数指令発生器１７では、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を用いてすべり周波数ωｓ＊を演算する。
第２の座標変換器２２Ａは、軸ずれ角演算器２０出力の軸ずれ角δだけ、次式（１６）式にしたがい、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊をＩｄ＊'、Ｉｑ＊'に変換する。電流制御器１６への指令値は、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊の替わりに、第２の電流指令Ｉｄ＊'、Ｉｑ＊'を使用するが、すべり周波数指令発生器１７では、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を用いてすべり周波数ωｓ＊を演算する。
また、座標変換器１１Ａ’は、（１４ａ’），（１４ｂ’）式で第２のｄ軸電流Ｉｄ’と第２のｑ軸電流Ｉｑ’を求める。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれのない信号第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊で行い、電流制御部１６への指令値は、軸ずれ角δで座標変換し、軸ずれ角δを補正した制御を行なう。
第３図は、第３の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。図３を参照すると、第３の発明の第１の発明からの変更点は、第２の座標変換器２２Ａ、第３の座標変換器２２Ｂを追加し、第１の座標変換器１１Ａを１１Ａ’とし、加算器２１を削除し、すべり周波数指令発生器１７を１７’に変更したことである。第１の座標変換器１１Ａ’、第２の座標変換器２２Ａの動作と、加算器２１の削除は、第２の発明と同じであるので、説明は省略する。
第３の座標変換器２２Ｂは、第１の座標変換器１１Ａ’の出力Ｉｄ’，Ｉｑ’を（１７）式により軸ずれ角δだけ座標変換しＩｄ’’、Ｉｑ’’を算出する。
第３の座標変換器２２Ｂは、第１の座標変換器１１Ａ’の出力Ｉｄ’，Ｉｑ’を（１７）式により軸ずれ角δだけ座標変換しＩｄ’’、Ｉｑ’’を算出する。
すべり周波数指令演算器１７’は、このＩｄ’’、Ｉｑ’’を用いて、すべり周波数指令ωｓ＊を求める。
なお、電流制御器１６への指令値は、第２の発明と同様に、上記（１６）式に従い求められるＩｄ＊'、Ｉｑ＊'を使用する。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれ角補償を行った第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’で行い、電流制御器１６への指令値は、軸ずれ角δ分、座標変換した信号を用いて軸ずれ角δを補正した制御を行なう。
なお、電流制御器１６への指令値は、第２の発明と同様に、上記（１６）式に従い求められるＩｄ＊'、Ｉｑ＊'を使用する。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれ角補償を行った第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’で行い、電流制御器１６への指令値は、軸ずれ角δ分、座標変換した信号を用いて軸ずれ角δを補正した制御を行なう。
第４の発明は、速度推定を行なわずに、速度制御を行なう制御方式（Ｖ／ｆ制御）への適用である。
第４図は、第４の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、電動機制御装置は、ＰＷＭインバータ１、Ｖ／ｆ制御器１０’を有し、電動機２を制御している。
ＰＷＭインバータ１には、コンバータ３、平滑コンデンサ４、逆変換回路５、電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、ＰＷＭ制御部７が、Ｖ／ｆ制御器１０’には、第１の座標変換器１１Ａ’，電圧指令器１１Ｂ’、すべり周波数指令発生器１７’、加算器１８、積分器１９、軸ずれ角演算器２０、第３の座標変換器２２Ｂ、Ｖ／ｆ変換器２３、トルク補償器２４、加算器２５が含まれている。電動機２は本電動機制御装置の制御対象である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。
Ｖ／ｆ変換器２３は、速度指令ωr＊の大きさで電圧指令Ｖ1＊の大きさを決めて加算器２５に送る。トルク補償器２４は、検出されたｑ軸電流Ｉｑの大きさにより、トルク補償分として電圧指令の上乗せ分ΔＶ１を決めて、加算器２５に送る。加算器２５は、Ｖ／ｆ変換器２３出力の電圧指令Ｖ1＊とトルク補償器２４出力のΔＶ１を加算し、改めて電圧指令Ｖ1＊として、電圧指令器１１Ｂ’へ送る。座標変換器１１Ｂ’は、電圧指令Ｖ1＊が入力されると、Ｖｄ＊＝０、Ｖｑ＊＝Ｖ1＊として、電圧指令器１１Ｂと同じ動作を行い、電動機２の固定子座標系における３相交流出力電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。すべり周波数指令発生器１７’は、第１の座標変換器１１Ａ’で演算した第２のｄ軸電流Ｉｄ’と第２のｑ軸電流Ｉｑ’を、更に第３の座標変換器２２Ｂで座標変換した第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’を用いてすべり周波数指令ωｓ＊を演算し、加算器１８に送る。第３の座標変換器２２Ｂの演算は、上記（１７）式にしたがって行なわれる。加算器１８は、外部から指令された速度指令ωr＊と、すべり周波数指令ωｓ＊を加算して、１次角周波数指令信号ω１＊を求め、積分器１９に送る。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれ角補正を行った第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’を使用し、軸ずれ角δを補正した制御を行なう。
第４図は、第４の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、電動機制御装置は、ＰＷＭインバータ１、Ｖ／ｆ制御器１０’を有し、電動機２を制御している。
ＰＷＭインバータ１には、コンバータ３、平滑コンデンサ４、逆変換回路５、電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、ＰＷＭ制御部７が、Ｖ／ｆ制御器１０’には、第１の座標変換器１１Ａ’，電圧指令器１１Ｂ’、すべり周波数指令発生器１７’、加算器１８、積分器１９、軸ずれ角演算器２０、第３の座標変換器２２Ｂ、Ｖ／ｆ変換器２３、トルク補償器２４、加算器２５が含まれている。電動機２は本電動機制御装置の制御対象である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。
Ｖ／ｆ変換器２３は、速度指令ωr＊の大きさで電圧指令Ｖ1＊の大きさを決めて加算器２５に送る。トルク補償器２４は、検出されたｑ軸電流Ｉｑの大きさにより、トルク補償分として電圧指令の上乗せ分ΔＶ１を決めて、加算器２５に送る。加算器２５は、Ｖ／ｆ変換器２３出力の電圧指令Ｖ1＊とトルク補償器２４出力のΔＶ１を加算し、改めて電圧指令Ｖ1＊として、電圧指令器１１Ｂ’へ送る。座標変換器１１Ｂ’は、電圧指令Ｖ1＊が入力されると、Ｖｄ＊＝０、Ｖｑ＊＝Ｖ1＊として、電圧指令器１１Ｂと同じ動作を行い、電動機２の固定子座標系における３相交流出力電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。すべり周波数指令発生器１７’は、第１の座標変換器１１Ａ’で演算した第２のｄ軸電流Ｉｄ’と第２のｑ軸電流Ｉｑ’を、更に第３の座標変換器２２Ｂで座標変換した第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’を用いてすべり周波数指令ωｓ＊を演算し、加算器１８に送る。第３の座標変換器２２Ｂの演算は、上記（１７）式にしたがって行なわれる。加算器１８は、外部から指令された速度指令ωr＊と、すべり周波数指令ωｓ＊を加算して、１次角周波数指令信号ω１＊を求め、積分器１９に送る。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれ角補正を行った第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’を使用し、軸ずれ角δを補正した制御を行なう。
第５の発明は、第１〜４のいずれかの発明に、電動機定数をオンラインで変更するする方法を組み合わせての適用である。
第５図は、第５の発明の実施例を示すＲ１＊可変方法の説明図を示す。
Ｅ１、Ｅ２は、上記（１２）、（１３）式で求められ、コンパレータ２５でその大きさを比較する。Ｅ１とＥ２の大小関係と電動（力行）か回生かで、Ｒ１＊を加算するか減算するかを符号反転器２９Ａ，２９Ｂで決定し、Ｅ１＞Ｅ２ かつ、電動（力行）であればＲ１＊を単位量ΔＲ１＊だけ加算し、回生であればＲ１＊を単位量ΔＲ１＊分減算するようにして求めたＲ１＊の変化量と、定数設定値であるＲ１＊との積を乗算器２８で求め、これを定数設定値Ｒ１＊に加算することで、新たなＲ１＊を作成する。なお、Ｅ１＜Ｅ２でのＲ１＊の加算/減算方向は、Ｅ１＞Ｅ２のときと逆として演算する。また、新たに作成されたＲ１＊は制御装置で用いられているＲ１＊のすべてあるいは一部を変更して制御に用いる。
なお、これまで、速度推定を行う制御方法の適用では、速度推定器１２は、速度適応２次磁束オブザーバで速度を推定する方法で説明したが、速度指令にトルク外乱要素による速度変動分を補正し１次角周波数指令を得る方法（例えば、特開２０００−３７０９９号）、ｑ軸電流成分を積分して得る方法（例えば、特開平１１−９８８９１号）、ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出の偏差で速度を得る方法（例えば、特開平６−００６９９２号）などのいずれであっても本発明は適用できる。
また、速度推定器１２を用いて速度を演算で求める方法で説明したが、速度推定器１２の替わりに、速度検出器１２’を用いても本発明は適用でき、すべり周波数を精度よい補償が可能となる。
また、可変させたΔＲ１＊を用い、分を温度補償分とし、R1の定数設定値からの変化率を求め、この比率を基にすべり周波数指令値を可変させるにし、すべり周波数をオンラインで変更するようにもできる。
また、誘起電圧Ｅの比較でＲ１＊を可変させる方法を説明したが、φ＝Ｅ／ｆの関係にあるので、磁束φの比較でＲ１＊を可変させることもできる。
第５図は、第５の発明の実施例を示すＲ１＊可変方法の説明図を示す。
Ｅ１、Ｅ２は、上記（１２）、（１３）式で求められ、コンパレータ２５でその大きさを比較する。Ｅ１とＥ２の大小関係と電動（力行）か回生かで、Ｒ１＊を加算するか減算するかを符号反転器２９Ａ，２９Ｂで決定し、Ｅ１＞Ｅ２ かつ、電動（力行）であればＲ１＊を単位量ΔＲ１＊だけ加算し、回生であればＲ１＊を単位量ΔＲ１＊分減算するようにして求めたＲ１＊の変化量と、定数設定値であるＲ１＊との積を乗算器２８で求め、これを定数設定値Ｒ１＊に加算することで、新たなＲ１＊を作成する。なお、Ｅ１＜Ｅ２でのＲ１＊の加算/減算方向は、Ｅ１＞Ｅ２のときと逆として演算する。また、新たに作成されたＲ１＊は制御装置で用いられているＲ１＊のすべてあるいは一部を変更して制御に用いる。
なお、これまで、速度推定を行う制御方法の適用では、速度推定器１２は、速度適応２次磁束オブザーバで速度を推定する方法で説明したが、速度指令にトルク外乱要素による速度変動分を補正し１次角周波数指令を得る方法（例えば、特開２０００−３７０９９号）、ｑ軸電流成分を積分して得る方法（例えば、特開平１１−９８８９１号）、ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出の偏差で速度を得る方法（例えば、特開平６−００６９９２号）などのいずれであっても本発明は適用できる。
また、速度推定器１２を用いて速度を演算で求める方法で説明したが、速度推定器１２の替わりに、速度検出器１２’を用いても本発明は適用でき、すべり周波数を精度よい補償が可能となる。
また、可変させたΔＲ１＊を用い、分を温度補償分とし、R1の定数設定値からの変化率を求め、この比率を基にすべり周波数指令値を可変させるにし、すべり周波数をオンラインで変更するようにもできる。
また、誘起電圧Ｅの比較でＲ１＊を可変させる方法を説明したが、φ＝Ｅ／ｆの関係にあるので、磁束φの比較でＲ１＊を可変させることもできる。
本発明によれば、誘導電動機を広速度範囲にわたって、精度のよい速度・トルク制御を行うことができるために、産業機械の用途に幅広い適用が可能である。
１ ＰＷＭインバータ
２ 誘導電動機
３ コンバータ
４ 平滑コンデンサ
５ 逆変換回路
６Ａ、６Ｂ、６Ｃ 電流検出器
７ ＰＷＭ制御部
１０ ベクトル制御器
１０’ Ｖ／ｆ制御器
１１Ａ，１１Ａ’ 第１の座標変換器
１１Ｂ、１１Ｂ’ 電圧指令器
１２ 速度推定器
１２’速度検出器
１３ １３Ａ、１３Ｂ 減算器
１４ 速度制御器
１５ ｄ軸電流設定器
１６、１６Ａ，１６Ｂ 電流制御器
１７、１７’ すべり周波数指令発生器
１８、２１、２５ 加算器
１９ 積分器
２０ 軸ずれ角演算器
２２Ａ 第２の座標変換器
２２Ｂ 第３の座標変換器
２３ Ｖ／ｆ変換器
２４ トルク補償器
２５ コンパレータ
２６ スイッチ
２７Ａ，２７Ｂ 加算器
２８ 乗算器
２９Ａ、２９Ｂ 符号反転器
１０１ 誘導電動機
１０２ 電流検出器
１０３ ＰＷＭインバータ
１０４ 電流成分指令演算手段
１０５ 電流成分演算手段
１０６ すべり周波数演算回路
１０８ 積分器
１０９ 加算器
１１０ 積分器
１１１ｂ 電流成分制御回路
１１２ 電圧指令演算回路
１１３ 速度誤差推定手段
Ｉｄ＊ 第１のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊ 第１のｑ軸電流指令
Ｉｄ＊’ 第２のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊’ 第２のｑ軸電流指令
Ｉｄ 第１のｄ軸電流
Ｉｑ 第１のｑ軸電流
Ｉｄ’ 第２のｄ軸電流
Ｉｑ’ 第２のｑ軸電流
Ｉｄ’’ 第３のｄ軸電流
Ｉｑ’’ 第３のｑ軸電流
２ 誘導電動機
３ コンバータ
４ 平滑コンデンサ
５ 逆変換回路
６Ａ、６Ｂ、６Ｃ 電流検出器
７ ＰＷＭ制御部
１０ ベクトル制御器
１０’ Ｖ／ｆ制御器
１１Ａ，１１Ａ’ 第１の座標変換器
１１Ｂ、１１Ｂ’ 電圧指令器
１２ 速度推定器
１２’速度検出器
１３ １３Ａ、１３Ｂ 減算器
１４ 速度制御器
１５ ｄ軸電流設定器
１６、１６Ａ，１６Ｂ 電流制御器
１７、１７’ すべり周波数指令発生器
１８、２１、２５ 加算器
１９ 積分器
２０ 軸ずれ角演算器
２２Ａ 第２の座標変換器
２２Ｂ 第３の座標変換器
２３ Ｖ／ｆ変換器
２４ トルク補償器
２５ コンパレータ
２６ スイッチ
２７Ａ，２７Ｂ 加算器
２８ 乗算器
２９Ａ、２９Ｂ 符号反転器
１０１ 誘導電動機
１０２ 電流検出器
１０３ ＰＷＭインバータ
１０４ 電流成分指令演算手段
１０５ 電流成分演算手段
１０６ すべり周波数演算回路
１０８ 積分器
１０９ 加算器
１１０ 積分器
１１１ｂ 電流成分制御回路
１１２ 電圧指令演算回路
１１３ 速度誤差推定手段
Ｉｄ＊ 第１のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊ 第１のｑ軸電流指令
Ｉｄ＊’ 第２のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊’ 第２のｑ軸電流指令
Ｉｄ 第１のｄ軸電流
Ｉｑ 第１のｑ軸電流
Ｉｄ’ 第２のｄ軸電流
Ｉｑ’ 第２のｑ軸電流
Ｉｄ’’ 第３のｄ軸電流
Ｉｑ’’ 第３のｑ軸電流
Claims (5)
- 可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、前記電動機の電流を制御する電流制御器の出力を用いて前記電動機への電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置であって、
前記第１のｄ軸電流、前記第１のｑ軸電流、前記電圧指令及び前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、
第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流指令と第２のｑ軸電流指令を出力する第２の座標変換器とを備え、
前記電流制御器は、前記第２のｄ軸電流指令と前記第２のｑ軸電流指令を電流指令として制御することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 前記第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、
前記第２のｄ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器を備えたことを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の制御装置。 - 可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、与えられた速度指令に応じたＶ／ｆ変換器の出力を用いて前記電動機への電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置であって、
前記第１のｄ軸電流、前記第１のｑ軸電流、前記電圧指令及び前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、
前記第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流を、前記軸ずれ角で座標変換して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、
前記第２のｄ軸電流と前記第２のｑ軸電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 前記軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の磁束と電流モデルに基づく第２の磁束の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置。
- 前記軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の誘起電圧と電流モデルに基づく第２の誘起電圧の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の誘導電動機の制御装置。
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