WO2012014526A1 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

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WO2012014526A1
WO2012014526A1 PCT/JP2011/057305 JP2011057305W WO2012014526A1 WO 2012014526 A1 WO2012014526 A1 WO 2012014526A1 JP 2011057305 W JP2011057305 W JP 2011057305W WO 2012014526 A1 WO2012014526 A1 WO 2012014526A1
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current
rotating machine
voltage
value
command
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PCT/JP2011/057305
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将 加藤
山崎　尚徳
啓太 畠中
英俊 北中
良範 山下
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三菱電機株式会社
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Priority to CA2806515A priority patent/CA2806515C/en
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Priority to JP2012526345A priority patent/JP5190156B2/ja
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • This invention relates to a control device for controlling the torque of an AC rotating machine based on a torque command.
  • a control device that drives and controls an AC rotating machine by converting a DC voltage into an AC voltage by a power converter is generally used.
  • the current of the AC rotating machine is controlled according to sine wave PWM (Pulse Width Modulation) control based on vector control.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the AC rotating machine when the AC rotating machine is driven at a relatively high frequency, it is necessary to maximize the motor driving voltage with respect to the DC voltage, and a driving method using a rectangular wave voltage with a constant peak value is used.
  • the peak value of the voltage waveform by switching control is constant, and the torque generated by the motor can be manipulated by manipulating the phase of the voltage waveform.
  • the torque can be manipulated by manipulating the voltage waveform phase relative to the rotor position.
  • the torque generated by the AC rotating machine changes with changes in parameters of the AC rotating machine (for example, in the case of a permanent magnet synchronous motor, the permanent magnet magnetic flux, inductance, and armature resistance correspond).
  • the output torque of the AC rotating machine decreases due to a decrease in inductance due to magnetic saturation caused by energization of the AC rotating machine, or due to a demagnetizing action due to a magnet temperature increasing with heat generation.
  • the power converter driving method (sine wave PWM control method and rectangular wave driving method) as described above is changed to the operating condition of the AC rotating machine (typically, the induced voltage of the AC rotating machine).
  • the AC rotating machine typically, the induced voltage of the AC rotating machine.
  • a control device for an AC rotating machine configured to estimate the output torque of the rotating machine and perform feedback control is disclosed (for example, see Patent Document 1 below).
  • the voltage conversion control method in the power converter is selectively set according to the operating condition of the AC rotating machine. That is, when the control method selection unit selects the first control method for applying a rectangular wave voltage to the AC rotating machine, the feedback for adjusting the phase of the rectangular wave voltage according to the torque deviation with respect to the torque command value in the torque control. Torque control is performed by control. Further, when the control method selection means selects the second control method for controlling the voltage applied to the AC rotating machine according to the pulse width modulation method based on vector control, torque control is performed by feedback control of the current of the AC rotating machine. .
  • the conventional AC rotating machine control apparatus estimates the torque from the output power of the power converter, but the output power of the power converter includes a power converter loss and a motor loss that do not contribute to the torque. Therefore, in the method of estimating the torque from the output power as in the conventional control device, errors due to these losses are included, and it is difficult to accurately control the torque.
  • Patent Document 2 JP-A-2002-233199 (hereinafter referred to as Patent Document 2), a method for estimating torque from parameters of an AC rotating machine has been proposed. Since the fluctuation affects the estimated torque, it is difficult to accurately control the torque.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and in the control device for an AC rotary machine that performs torque control in a wide speed range from zero speed to high speed,
  • An object of the present invention is to accurately control the torque of an AC rotating machine even when the parameters of the AC rotating machine fluctuate, and to suppress the occurrence of torque fluctuation due to the fluctuation of the parameter of the AC rotating machine.
  • An AC rotating machine control device includes a power converter that converts DC power into AC power and supplies the AC rotating machine, and a current detection unit that detects a current flowing from the power converter to the AC rotating machine.
  • a control unit that generates a three-phase AC voltage command for controlling the AC rotating machine for the power converter from the detected current detected by the current detection unit and the torque command value.
  • An observer that calculates a magnetic flux estimated value of the AC rotating machine based on the detected current and the voltage command, and a current command value on the two rotating shafts based on the torque command and the magnetic flux estimated value obtained by the observer.
  • the observer estimates the magnetic flux of the AC rotating machine in a form including the error, so this magnetic flux estimation The change in value reflects the change in the parameter. Then, by using the estimated magnetic flux value estimated by the observer for the current command calculator and the voltage command calculator, it is possible to calculate the optimum current command value and voltage command value in consideration of parameter variation. This makes it possible to accurately control the torque and current of the AC rotating machine even in a control system that does not use a feedback current control system.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the relationship between the voltage command calculating unit and observer in the steady state which concerns on the control apparatus of the AC rotary machine in Embodiment 1 of this invention. It is a block diagram which concerns on the control apparatus of the AC rotary machine in Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram of the voltage command calculating unit which concerns on the control apparatus of the AC rotary machine in Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which concerns on the control apparatus of the AC rotary machine in Embodiment 3 of this invention. It is a block diagram of the weakening current calculator which concerns on the control apparatus of the alternating current rotating machine in Embodiment 3 of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a control device for an AC rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the control device for an AC rotating machine includes a control unit 1, a power converter 2, and a current detecting unit 4.
  • a DC power source 6 is provided on the input side of the power converter 2, and an AC rotating machine is provided on the output side. 3 is connected.
  • the DC power source 6 is not limited to a battery, but may be a converter that converts AC power into DC power, or a DC overhead line that receives DC power directly from a pantograph in a railway vehicle or the like.
  • the AC rotating machine 3 is a synchronous motor using a permanent magnet in the first embodiment, and is connected to the power converter 2 via three-phase AC power supply paths Iu, Iv, Iw.
  • the power converter 2 is configured as a variable voltage variable frequency type three-phase power converter, for example, and converts the DC power from the DC power source 6 into three-phase AC power and supplies it to the AC rotating machine 3.
  • the power converter 2 includes U, V, and W three-phase conversion circuits (not shown) that are connected to the DC power source 6 in parallel.
  • each conversion circuit has a positive side and a negative side, respectively.
  • a three-phase AC power supply path Iu, Iv, Iw is connected between the pair of switches of each conversion circuit including a pair of switches.
  • the power converter 2 receives the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * from the control unit 1 and converts the DC power into three-phase AC power to the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *. Based on this, three-phase AC power having a controlled output voltage and a controlled angular frequency is generated.
  • the controller 1 is configured to perform sensorless vector control that enables vector control on the AC rotating machine 3 without providing a rotational position sensor, a rotational speed sensor, or the like.
  • the control unit 1 includes a current command calculator 10, a voltage command calculator 20, first and second coordinate converters 30 and 40, an observer 50, and an integrator 60.
  • the observer 50 estimates and calculates the magnetic flux of the AC rotating machine 3, and calculates the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ by the current command calculator 10 and the voltage command calculator 20. It is comprised so that it may be used. This point will be described in detail later.
  • the current command calculator 10 generates current commands Id * and Iq * from a torque command T * that is a control target value.
  • the torque command value T * is input to the d-axis current command calculator 11.
  • the first d-axis current command value Id1 * is generated.
  • As a calculation method of the first d-axis current command value Id1 * there is known a maximum torque control method in which the AC rotating machine 3 can generate a desired torque with a minimum current, and the torque command value T *.
  • Non-Patent Document 1 There is a method for obtaining an optimal first d-axis current command value Id1 * by an arithmetic expression based on the above (for example, Yoji Takeda et al .: “Design and Control of an Embedded Magnet Synchronous Motor”, Ohm Co., Ltd. (October 25, 2013), pp. 23-24, hereinafter referred to as Non-Patent Document 1).
  • the method is called maximum torque / current control.
  • the d-axis current command calculation unit 11 can be configured by a known example, there is no description regarding parameter fluctuation of the AC rotating machine. For this reason, when the parameter of the AC rotating machine fluctuates, the maximum torque / current control cannot be realized with high accuracy. Therefore, in the first embodiment, the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (() of the AC rotating machine 3 estimated by the observer 50 (described later) as an arithmetic expression for obtaining the first d-axis current command value Id1 * based on the torque command value T *. In particular, the rotor side d-axis magnetic flux estimated value p ⁇ dr) is used here.
  • the first d-axis current command value Id1 * is calculated by the calculation formula shown in the following formula (1).
  • the characteristic of the equation (1) is that in the conventional known example, the term that is essentially the permanent magnet magnetic flux ⁇ a (Wb) is replaced with the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr) of the AC rotating machine 3 estimated by the observer 50. It is a thing. A method for deriving the arithmetic expression shown in the expression (1) will be described in detail later.
  • Id1 * is the first d-axis current command value (A)
  • Ld * is the d-axis inductance setting value (H)
  • Lq * is the q-axis inductance setting value (H)
  • P is the number of pole pairs
  • a is the maximum The slope of the torque / current control curve
  • b is the intercept of the maximum torque / current curve.
  • the configuration of the d-axis current command calculation unit 11 can employ a method of obtaining an optimal first d-axis current command value Id1 * by referring to a map based on the torque command value T *.
  • the adder 12 When the first d-axis current command value Id1 * is generated, the adder 12 then adds the weak current command value dV to the first d-axis current command value Id1 * to obtain the final d A shaft current command value Id * is obtained. Specifically, the d-axis current command value Id * is calculated by equation (2).
  • the weakening current command value dV takes zero or a negative value, and the d-axis current command value Id * is increased in the negative direction by correcting the first d-axis current command value Id1 * in the negative direction. It is provided for the purpose of so-called weakening magnetic flux control that generates a magnetic flux in a direction to cancel the magnetic flux generated by the permanent magnet of the AC rotating machine 3 and weakens the interlinkage magnetic flux of the AC rotating machine 3. Further, when the torque control is performed in the region where the AC rotating machine 3 is rotating at a high speed and performing the weakening magnetic flux control, the position where the weakening current command value dV is added may be configured as described in the first embodiment. Very important. Note that the method of generating the weakening current command value dV can be configured by a known example, and thus detailed description thereof is omitted here.
  • the q-axis current command calculation unit 13 generates a q-axis current command value Iq * from the d-axis current command value Id * and the torque command value T *.
  • a method of generating the q-axis current command value Iq * an optimum q-axis current command value Iq * is obtained by referring to the map, or an optimum q-axis current command value Iq * is obtained by an arithmetic expression. There is a way.
  • the method of referring to the map has a problem that it is difficult to create a map that covers all parameter variations.
  • a method based on an arithmetic expression shown in the following expression (3) is used by using the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr) of the AC rotating machine 3 estimated by the observer 50.
  • the term that is essentially the permanent magnet magnetic flux ⁇ a (Wb) is replaced with the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr).
  • Ld is d-axis inductance (H)
  • Lq is q-axis inductance (H)
  • ⁇ a is permanent magnet magnetic flux
  • id is d-axis current (A)
  • iq is q-axis current (A).
  • the torque is given by the following equation (5).
  • FIG. 3 illustrates equations (4) and (6).
  • the curve (solid line) from the upper left to the lower right is a curve that is the minimum current condition expressed by the equation (4).
  • the minimum current condition is expressed by a quadratic equation from the curve of equation (4), it is almost a straight line, and it is considered that there is no practical problem even if it is approximated by a linear function. Therefore, the curve of the minimum current condition in FIG. 3 is linearly approximated as shown in equation (7) below.
  • a linear approximation of the quadratic curve of equation (4) is indicated by a broken line.
  • a in the equation (7) shown in FIG. 3 is the slope of the linear function
  • b is the intercept of the linear function. Therefore, id and iq, which are the intersections of the minimum current condition linearly approximated with the torque curve, can be solved by solving the simultaneous equations of the above equations (6) and (7). Since this is a quadratic equation, it can be easily solved. Therefore, the following equation (8) can be obtained by arranging the equations (6) and (7).
  • id can be obtained. Furthermore, iq can be obtained by substituting the result of id obtained by equation (9) into equation (6). *
  • the equation (4) showing the curve (solid line) of the minimum current condition is linearly approximated and expressed by the equation (7), but the curve of the minimum current condition expressed by the equation (4) is In some cases, linear approximation is difficult. In such a case, the maximum torque / current control is realized by obtaining the slope a and intercept b for each torque in advance and referring to the slope a and intercept b as table values based on the torque command value T *. can do.
  • the current command computing unit 10 can calculate the equations (6), (6) and (9) even if the set values of the motor parameters of the AC rotating machine 3 are different from the actual parameter values.
  • This voltage command computing unit 20 includes current commands Id * and Iq * from the current command computing unit 10 and an estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr: rotor side d-axis magnetic flux estimation of the AC rotating machine 3 estimated by the observer 50. Value) and estimated angular velocity value ⁇ ⁇ , the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are calculated based on the following equation (10).
  • the voltage command is calculated using the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr) in the equation (10) as a term of the permanent magnet magnetic flux ⁇ a (Wb).
  • Id * is a d-axis current command
  • Iq * is a q-axis current command
  • Vd * and Vq * are armature voltage dq-axis component voltage commands
  • R * is an armature resistance set value
  • Ld * and Lq * are d and q-axis inductance setting values
  • ⁇ ⁇ are estimated angular velocity values estimated by the observer 50
  • p ⁇ dr are magnetic flux estimated values estimated by the observer 50.
  • the integrator 60 calculates the estimated phase ⁇ ⁇ from the angular velocity estimated value ⁇ ⁇ output from the observer 50. Further, the first coordinate converter 30 stops the voltage command of the dq rotation biaxial coordinate system based on the voltage commands Vd * and Vq * from the voltage command calculator 20 and the estimated phase ⁇ ⁇ calculated by the integrator 60. It is converted into a three-phase AC voltage command value Vu *, Vv *, Vw * in a 2-axis coordinate system and output. The three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are input to the power converter 2, and the AC rotating machine 3 performs torque control based on the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw *. Is done.
  • the second coordinate converter 40 performs dq rotation 2 based on the estimated phase ⁇ ⁇ calculated by the integrator 60 for the three-phase AC currents iu, iw of the stationary axis coordinate system flowing in the AC circuits Iu, Iw detected by the current detector 4.
  • the current values Id and Iq in the axis coordinate system are converted and output.
  • This observer 50 uses the voltage command values Vd * and Vq * calculated by the voltage command calculator 20 and the detected currents Id and Iq of the AC rotating machine 3 of the dq rotation biaxial coordinate system calculated by the second coordinate converter 40. Based on this, the angular velocity estimated value ⁇ ⁇ of the AC rotating machine 3 and the magnetic flux estimated value ⁇ ⁇ (p ⁇ dr: rotor side d-axis magnetic flux estimated value) necessary for sensorless vector control are estimated and calculated.
  • the configuration of the observer 50 shown in FIG. 5 is a known technique (for example, described in Patent Document 2). In the following, the observer calculation formulas are shown in the formulas (11) to (17).
  • the subscript * in each expression indicates the command value
  • the subscript ob indicates the setting value of the observer 50
  • the subscript r indicates the rotor
  • the subscript s indicates the stator
  • the subscript ⁇ indicates the estimated value.
  • Ldob and Lqob are set values of the observer 50 of the dq axis inductance
  • R * is an armature resistance set value
  • ⁇ ⁇ is an estimated angular velocity value
  • Vd * and Vq * are dq axis voltage command values
  • Id and Iq are dq axes.
  • p ⁇ ds and p ⁇ qs are estimated values of primary dq-axis magnetic flux
  • p ⁇ dr is estimated value of rotor-side (secondary side) d-axis magnetic flux
  • ⁇ r is angular velocity of rotor
  • ⁇ ⁇ r is estimated angular velocity of rotor.
  • the values h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, and h42 are feedback gains of the observer 50
  • Kp and Ki are the acceleration estimated proportional gain and acceleration estimated integral gain of the observer 50.
  • the observer 50 is roughly divided into three elements: an electric motor model unit 51, a speed estimation unit 52, and a gain calculation unit 53.
  • the electric motor model unit 51 is generally derived from the state equation of the AC rotating machine 3 and performs the calculation of the equation (11). Thereby, each magnetic flux and current of the AC rotating machine 3 are estimated and calculated.
  • Expression (11) is an arithmetic expression when the AC rotating machine 3 is a permanent magnet synchronous motor.
  • the calculation formula of the electric motor model unit 51 is set according to the AC rotating machine 3 that drives the motor model unit 51, so that it can be applied to an AC rotating machine other than the permanent magnet synchronous motor.
  • the speed estimation unit 52 calculates the estimated currents I ⁇ d and I ⁇ q estimated by the motor model unit 51 and the currents Id and Iq of the AC rotating machine 3 on the dq rotation two axes calculated by the second coordinate converter 40.
  • PI proportional integral
  • equation (15) is received in response to the result of calculating the deviation by equation (12) and the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr: rotor side d-axis magnetic flux estimated value) estimated by the motor model unit 51.
  • the gain calculation unit 53 receives the estimated current deviations eds and eqs of the equation (12), and calculates A, B, C, and D that are feedback terms of the observer by the equations (13) and (14).
  • H in the equation (13) is a feedback gain, which is a design parameter for performing a stable calculation.
  • the output torque of the AC rotating machine 3 can be accurately controlled even when the parameters of the AC rotating machine 3 fluctuate.
  • the conventional method is a method in which the magnetic flux command value ⁇ * is given as a constant value in the current command calculator 10 and the voltage command calculator 20. Therefore, as can be seen from the equations (4) and (6), the conventional method calculates the optimum current command using the parameters of the AC rotating machine 3, and therefore when the parameter fluctuation of the AC rotating machine 3 occurs. Is not an optimal current command. Further, since the optimum voltage command is calculated using the parameters of the AC rotating machine 3 also in the following equation (18), when a parameter variation of the AC rotating machine 3 occurs, a current deviation remains. . As a result, the torque cannot be accurately controlled.
  • Equation (18) shows an arithmetic expression of the conventional voltage command arithmetic unit 20.
  • the difference from the aforementioned equation (10) is that the magnet magnetic flux command value ⁇ * is used in equation (18), but in the equation (10), the rotor side d-axis magnetic flux estimated value p ⁇ dr is obtained. is there.
  • Expression (19) is an arithmetic expression for the observer 50, and is an expression obtained by substituting Expression (14) for Expression (11).
  • the subscript * in the expression means the command value
  • the subscript ob means the set value of the observer
  • the subscript ⁇ means the estimated value.
  • R * 0 assuming that the speed of the high speed region is sufficiently higher than the equations (18) and (19)
  • the d-axis current error can be made zero, thereby performing d-axis current control.
  • the value of the estimated magnetic flux p ⁇ dr estimated by the observer 50 when there is a parameter change is determined based on the state equation of the AC rotating machine 3 and the arithmetic expression of the observer 50. From this, the following equation (29) is derived. Further, in the conventional control method, the relationship of the torque error when there is a parameter variation is expressed by the torque error relational expression from the torque calculation formula of the AC rotating machine 3 and the q-axis current command calculation formula of the current command calculator 10. The following expression (30) is derived. Furthermore, from the relational expression of the torque error, it is shown by the following expression (31) that the AC rotating machine 3 can be torque controlled without applying a torque error by applying the present invention.
  • the rotor-side d-axis magnetic flux estimated value bundle p ⁇ dr can be derived from the equation (27) and the equation (21) of the observer steady state as the following equation (28).
  • a relational expression of torque error when parameter fluctuation occurs is derived as follows.
  • the relational expression of the torque error can be derived from the relation between the torque calculation expression T of the AC rotating machine 3 and the torque command T * of the conventional control as the following expression (30).
  • Id * Id
  • Iq * Iq
  • Ldob ⁇ Ld ⁇ Ld
  • Lqob ⁇ Lq ⁇ Lq
  • ⁇ a ⁇ * ⁇ .
  • the parameter variation is a magnetic flux estimated by the observer 50. This is reflected in the change of the estimated value ⁇ ⁇ (p ⁇ dr). Then, the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr) estimated by the observer 50 is used to calculate the current commands Id * and Iq * by the current command calculator 10 and the voltage commands Vd * and Vq * of the voltage command calculator 20. Since it is used, the torque can be controlled with high accuracy.
  • control system in the first embodiment has a so-called open loop current control system configuration that does not use a current control system based on a feedback value of the detected current. Since it is configured as such an open loop current control system, it can be applied in a wide range from the sinusoidal PWM control described in the background art to the rectangular wave driving method, and the feedback control using the estimated torque is also used in the rectangular wave driving method. Accurate torque control can be realized without any problem. Furthermore, the control system according to the first embodiment can be applied in a wide range from a sine wave PWM control to a rectangular wave drive system without requiring switching of the control system, and thus can be realized with a simple program. Furthermore, the present invention can realize accurate torque control even with a control device that does not use the rotational speed sensor or rotational position sensor of the AC rotating machine 3.
  • FIG. FIG. 7 is a block diagram showing a control device for an AC rotary machine according to Embodiment 2 of the present invention, in which components corresponding to or corresponding to those of Embodiment 1 shown in FIG.
  • a feature of the control device for the AC rotary machine of the second embodiment is that the configuration of the voltage command calculator 20 (FIG. 4) shown in the first embodiment is changed to a voltage command calculator 20 having the configuration shown in FIG. It is a replacement. Since the other configuration is basically the same as that of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.
  • the voltage command calculator 20 of the second embodiment has a configuration in which feedback control of the detected currents Id and Iq obtained by the second coordinate converter 40 is added when calculating the voltage commands Vd * and Vq *.
  • the current feedback term is calculated by the following equation (32)
  • the voltage feedforward term is calculated by the following equation (33)
  • the final voltage commands Vd * and Vq * are (34). ) Expression.
  • VdFB and VqFB are feedback terms
  • VdFF and VqFF are feedforward terms
  • Kpd and Kpq are proportional gains
  • Kid and Kiq are integral gains.
  • the feedback terms VdFB and VqFB in the above equation (32) are obtained by the subtractors 22d and 22q and the PI calculators 23d and 23q in FIG. 8, and the feedforward terms VdFF and VqFF in the equation (33) are implemented.
  • the feedforward computing unit 21 in FIG. 8 having the same configuration as that of the first embodiment (FIG. 4) and the equation (34) are realized by the adders 25d and 25q in FIG.
  • the theoretical development is performed ignoring the resistance error.
  • the AC rotating machine 3 is rotating at a certain high speed and the induced voltage of the AC rotating machine 3 is increased to some extent, even if a resistance error occurs, the output torque of the AC rotating machine 3 is hardly affected. There is no.
  • the resistance error cannot be ignored in the speed region where the rotational speed of the AC rotating machine 3 is low. Therefore, feedback control of the detected currents Id and Iq is added like the voltage command calculator 20 shown in FIG. As a result, the current can be accurately controlled by compensating for the voltage error caused by the resistance error.
  • the estimated magnetic flux ⁇ ⁇ (p ⁇ dr: rotor-side d-axis magnetic flux estimated value) estimated by the observer 50 is used for the calculation of the feedforward term.
  • the feedforward terms VdFF and VqFF errors in the dq axis inductance setting value and the magnetic flux setting value can be compensated for by the feedforward terms VdFF and VqFF, and other resistance errors can be compensated by the current feedback terms VdFB and VqFB.
  • VdFF and VqFF current feedback terms
  • switches 24d and 24q that enable switching of current feedback control are provided between the PI calculators 23d and 23q and the adders 25d and 25q. . Then, the current feedback control is performed only when the AC rotating machine 3 is rotating at a low speed, and otherwise, the switches 24d and 24q are switched so that the current feedback control is turned off. Thereby, it is possible to accurately perform torque control of the AC rotating machine in a wide speed range from zero speed to high speed.
  • the voltage command computing unit 20 having the configuration shown in FIG.
  • torque fluctuation can be suppressed with high accuracy.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a control device for an AC rotating machine according to Embodiment 3 of the present invention, and components corresponding to or corresponding to those of Embodiment 1 shown in FIG.
  • the control device for the AC rotating machine according to the third embodiment is characterized in that the DC voltage EFC applied to the power converter 2 from the DC power source 6 by adding a voltage detection unit 5 to the configuration of the first embodiment is added.
  • the controller 1 newly adds a weakening current calculator 70 for calculating the weakening current command dV so that the modulation factor PMF becomes “1” from the modulation factor PMF. Since the configuration other than the above is the same as that of the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.
  • the first coordinate converter 30 calculates the modulation factor PMF according to the following equation (35).
  • the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are calculated using the modulation factor PMF of equation (35).
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of the weakening current calculator 70 for realizing the weakening magnetic flux control by the rectangular wave driving method.
  • the configuration shown in FIG. 10 is publicly known, and any configuration may be used as long as the weakening current command dV is generated so that the modulation factor PMF becomes “1”.
  • the voltage detection unit 5 that detects the DC voltage EFC is provided, and the modulation factor PMF is calculated by the equation (35). Since the optimum weakening current command value dV is calculated by the weakening current calculator 70 so that the modulation factor PMF becomes “1”, it is optimal even when the DC voltage EFC input to the power converter 2 fluctuates.
  • the DC voltage EFC fluctuates in addition to being able to suppress the generation of torque errors due to parameter fluctuations of the AC rotating machine 3 in the rectangular wave driving method, as in the first embodiment In addition, the occurrence of torque error can be effectively suppressed.
  • the present invention relates to a control device that controls the torque of an AC rotating machine based on a torque command, and can be widely applied to a control apparatus for an AC rotating machine.

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Abstract

　交流回転機の制御装置は、電力変換器（２）から交流電動機（３）に流れる電流を検出する電流検出部（４）、この電流検出部（４）による検出電流とトルク指令値とから電力変換器（２）に対する三相交流の電圧指令を生成する制御部（１）とを備え、制御部（１）は検出電流と電圧指令とに基づいて交流回転機（３）の磁束推定値を演算するオブザーバ（５０）と、トルク指令とオブザーバ（５０）で得られる磁束推定値とに基づいて回転２軸上の電流指令値を演算する電流指令演算器（１０）と、この電流指令演算器（１０）で得られる電流指令値とオブザーバ（５０）で得られる磁束推定値とに基づいて電圧指令を演算する電圧指令演算器（２０）とを備えたものである。

Description

交流回転機の制御装置
　この発明は、トルク指令に基づき交流回転機のトルクを制御する制御装置に関するものである。
　直流電圧を電力変換器によって交流電圧に変換して交流回転機を駆動制御する制御装置が一般的に用いられている。このような交流回転機の制御装置では、一般的には、交流回転機を高効率に駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御に従って交流回転機の電流を制御することによりトルクが制御される。
　また、一方では、交流回転機を比較的高い周波数で駆動する場合、直流電圧に対して電動機駆動電圧を最大にする必要があり、波高値一定の矩形波電圧による駆動方式が用いられる。矩形波駆動においては、スイッチング制御による電圧波形の波高値は一定であり、電圧波形の位相を操作することにより電動機が発生するトルクを操作することができ、例えば、永久磁石同期電動機の場合は、回転子位置に対する電圧波形位相を操作すればトルクを操作することが出来る。
　しかしながら、交流回転機が発生するトルクは、交流回転機のパラメータ（例えば、永久磁石同期電動機の場合、永久磁石磁束やインダクタンス、電機子抵抗が相当する）の変化に伴って変化する。例えば、交流回転機への通電による磁気飽和によって、インダクタンスが低下する場合や、発熱に伴って磁石温度が上昇することによる減磁作用によって、交流回転機の出力トルクが低下する。
　これに対処するため、以上のような電力変換器の駆動方式（正弦波ＰＷＭ制御方式、及び、矩形波駆動方式）を、交流回転機の運転条件（代表的には、交流回転機の誘起電圧・トルク・回転数）に応じて適切に切換えて、交流回転機を零速から高速までの広い速度領域においてトルク制御を実施する交流回転機の制御装置において、トルク変動を抑制するために、交流回転機の出力トルクを推定しフィードバック制御を行うように構成した交流回転機の制御装置が開示されている（例えば、下記の特許文献１参照）。
　この特許文献１によれば、交流回転機の運転条件に応じて、電力変換器における電圧変換の制御方式を選択的に設定する。すなわち、制御方式選択手段が交流回転機に矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合には、トルク制御におけるトルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行う。また、制御方式選択手段がベクトル制御によるパルス幅変調方式に従って交流回転機への印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合には、交流回転機の電流のフィードバック制御によってトルク制御を行う。
　これにより、第２の制御方式の選択時において、第１の制御方式の選択時と同様のトルク偏差に応じたフィードバック制御を付加して、交流回転機の電流のフィードバック制御を行うので、温度変化等に依存した交流回転機のトルク特性の変化を補償するようにモータ電流制御を行うことができる。その結果、特に温度センサ等を設けなくても、磁石温度変化等に起因したトルク変動の発生を防止できる。また、第１、第２の制御方式の両方でトルク偏差に応じたフィードバック制御を行うので、これらの制御方式の切換え時におけるトルク変動の発生を防止することができる。
特開２００６－３１１７７０号公報
　このように、従来の交流回転機の制御装置は、電力変換器の出力電力からトルクを推定しているが、電力変換器の出力電力には、トルクに寄与しない電力変換器損失やモータ損失が含まれているので、従来の制御装置のように、出力電力からトルクを推定する方式では、これらの損失による誤差が含まれることになり、トルクを精度良く制御することが困難である。　
　なお、従来技術では、例えば特開２００２－２３３１９９号公報（以下、特許文献２と称する）に記載されているように、交流回転機のパラメータからトルクを推定する方式も提案されているものの、パラメータ変動が推定トルクに影響するため正確にトルク制御を行うことが難しい。
　この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、交流回転機を零速から高速までの広い速度領域においてトルク制御を実施する交流回転機の制御装置において、前記のような交流回転機のパラメータが変動した場合においても、交流回転機のトルクを正確に制御し、交流回転機のパラメータの変動に起因したトルク変動の発生を抑制することを目的とする。
　本発明による交流回転機の制御装置は、直流電力を交流電力に変換して交流回転機に供給する電力変換器と、この電力変換器から上記交流回転機に流れる電流を検出する電流検出部と、この電流検出部で検出された検出電流とトルク指令値とから上記電力変換器に対して交流回転機制御用の三相交流の電圧指令を生成する制御部とを備え、上記制御部は、上記検出電流と上記電圧指令とに基づいて上記交流回転機の磁束推定値を演算するオブザーバと、上記トルク指令と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて回転２軸上の電流指令値を演算する電流指令演算器と、この電流指令演算器で得られる上記電流指令値と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて上記電圧指令を演算する電圧指令演算器とを備えるものである。
　この発明によれば、交流回転機のパラメータが変動して制御部のトルク指令値と異なった場合には、その誤差分を含む形でオブザーバが交流回転機の磁束を推定するため、この磁束推定値の変化がパラメータの変動を反映していることになる。そして、オブザーバが推定した磁束推定値を上記電流指令演算器と上記電圧指令演算器に用いることにより、パラメータ変動を考慮した最適な電流指令値および電圧指令値を演算することができる。これにより、フィードバック電流制御系を用いない制御系においても交流回転機のトルクと電流とを正確に制御することが可能になる。
この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係るブロック図である。 この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係る電流指令演算器のブロック図である。 この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係るトルクと最小電流条件の説明図である。 この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係る電圧指令演算器のブロック図である。 この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係るオブザーバのブロック図である。 この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係る定常状態における電圧指令演算器とオブザーバの関係を示す図である。 この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置に係るブロック図である。 この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置に係る電圧指令演算器のブロック図である。 この発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置に係るブロック図である。 この発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置に係る弱め電流演算器のブロック図である。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置を示すブロック図である。
　この実施の形態１の交流回転機の制御装置は、制御部１、電力変換器２、および電流検出部４を含み、電力変換器２の入力側に直流電源６が、出力側に交流回転機３が接続されている。　
  ここで、上記の直流電源６は、バッテリに限らず、交流電力を直流電力に変換するコンバータや、鉄道車両などではパンタグラフから直接に直流電力を受ける直流架線などであってもよい。また、交流回転機３は、この実施の形態１では永久磁石を用いた同期電動機であり、三相の交流給電路Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを介して電力変換器２に接続されている。
　電力変換器２は、例えば可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成されており、直流電源６からの直流電力を三相の交流電力に変換して交流回転機３に供給する。この場合、電力変換器２は、直流電源６に互いに並列に接続される図示しないＵ、Ｖ、Ｗの三相変換回路を備え、各変換回路は、周知の通り、それぞれ正側と負側の一対のスイッチを含み、各変換回路の一対のスイッチの間に、三相の交流給電路Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが接続される。そして、この電力変換器２は、制御部１から電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受け、直流電力を三相交流電力に変換するときには、この電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、制御された出力電圧と制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。
  電流検出部４は、例えば交流給電路Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに配置され、電力変換器２から交流回転機３に流れる交流相電流、すなわちＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗに基づいて電流を検出する。ただし、この実施の形態１では、電流検出部４を交流電流の２相分に取り付け、三相が平衡した状態であれば、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係を用い、２相のみの信号から残りの一相を演算出力するようにしている。
　制御部１は、交流回転機３に対して、回転位置センサや回転速度センサなどを設けずにベクトル制御を可能としたセンサレスベクトル制御を行うように構成されている。そして、この制御部１は、電流指令演算器１０、電圧指令演算器２０、第１及び第２座標変換器３０及び４０、オブザーバ５０、および積分器６０を含む。特に、この実施の形態１の制御部１の特徴として、オブザーバ５０は、交流回転機３の磁束を推定演算し、その磁束推定値φ＾を電流指令演算器１０と電圧指令演算器２０の演算に用いるように構成している。この点については後に詳述する。
　ここでは先ず、電流指令演算器１０の構成の一例について、図２を参照して説明する。
　この電流指令演算器１０は、制御目標値となるトルク指令Ｔ＊から電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成するものであって、トルク指令値Ｔ＊は、ｄ軸電流指令演算部１１に入力され、第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を生成する。この第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊の演算方法としては、交流回転機３が所望のトルクを最小の電流で発生することのできる最大トルク制御方法が知られており、トルク指令値Ｔ＊に基づいて演算式により最適な第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る方法がある（例えば、武田洋次ほか：「埋込磁石同期モータの設計と制御」オーム社、発行年月日（平成１３年１０月２５日）、ｐｐ．２３－２４参照、以下、この文献を非特許文献１と称する）。
  この非特許文献１によれば、前記方法を最大トルク／電流制御と呼ぶ。ｄ軸電流指令演算部１１は公知例により構成することが可能であるが、交流回転機のパラメータ変動に関しての記載がない。このため、交流回転機のパラメータが変動した場合には最大トルク／電流制御を精度良く実現することができない。そこで、この実施の形態１では、トルク指令値Ｔ＊に基づいて第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る演算式に後述のオブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（特に、ここではロータ側ｄ軸磁束推定値ｐ＾ｄｒ）を用いる。この磁束推定値φ＾には、パラメータ変動の影響が反映されるため、この磁束推定値φ＾を用いることで、交流回転機３のパラメータが変動した場合でも、最適な電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が得られ、最大トルク／電流制御を実現することができる。
  具体的には、次の（１）式に示す演算式によって第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を演算する。（１）式の特徴は、従来の公知例において、本来、永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）となる項を、オブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）に置き換えたものである。なお、（１）式に示す演算式の導出方法については後に詳述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Ｉｄ１＊は第一のｄ軸電流指令値（Ａ）、Ｌｄ＊はｄ軸インダクタンス設定値（Ｈ）、Ｌｑ＊はｑ軸インダクタンス設定値（Ｈ）、Ｐは極対数、ａは最大トルク／電流制御曲線の傾き、ｂは最大トルク／電流曲線の切片である。
  なお、ｄ軸電流指令演算部１１の構成は、トルク指令値Ｔ＊に基づいてマップを参照して最適な第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る方法を採用することも可能である。ただし、マップを用いる方法ではパラメータ変動に応じた磁束推定値を全て網羅したマップを作成する必要があり、適用が難しい面がある。
  第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊が生成されると、次に、加算器１２で第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊に対して弱め電流指令値ｄＶを加算することで最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を得る。具体的には（２）式にてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、弱め電流指令値ｄＶは零又は負の値をとり、第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊に負方向の補正を実施することで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負方向に大きくし、交流回転機３の永久磁石により発生する磁束を打ち消す方向の磁束を発生させて交流回転機３の鎖交磁束を弱めるいわゆる弱め磁束制御を行う目的で設けている。また、交流回転機３が高速で回転している弱め磁束制御を行っている領域においてトルク制御をする場合、弱め電流指令値ｄＶを加算する位置はこの実施の形態１記載の構成とすることが非常に重要となる。なお、弱め電流指令値ｄＶの生成方法については、公知例により構成が可能であるため、ここでは詳細な説明は省略する。
  最後に、ｑ軸電流指令演算部１３により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とトルク指令値Ｔ＊とからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の生成方法としては、上述のとおり、マップを参照することで最適なｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を得たり、演算式により最適なｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を得る方法がある。しかしながら、マップを参照する方法はパラメータ変動をすべて網羅したマップの作成は困難であるという問題がある。
　そこで、この実施の形態１では、オブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を用いて、次の（３）式に示す演算式による方法を用いる。この（３）式においても、（１）式と同様に、本来、永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）となる項を磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）に置き換えたものである。この磁束推定値φ＾を用いることで、交流回転機３のパラメータが変動した場合でも、パラメータ変動を考慮した最適なｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　以上のようにして電流指令演算器１０を構成することで、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合でも、そのパラメータの変動の影響はオブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）に反映されるため、最大トルク／電流制御による最適なｄ軸電流指令Ｉｄ＊を生成し、更に、トルク指令Ｔ＊に対して、パラメータ変動を考慮したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することができる。これにより、パラメータ変動が発生した場合でもトルクを精度よく制御できることになる。 
　次に、最大トルク／電流制御を行うための前述の（１）式、および（３）式の導出を行う手順について説明する。
　最大トルク／電流制御を実現するための条件は、次の（４）式に示す通りである（前述の非特許文献１参照）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、φａは永久磁石磁束（Ｗｂ）、ｉｄはｄ軸電流（Ａ）、ｉｑはｑ軸電流（Ａ）である。
　また、トルクは、次の（５）式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  （５）式をｉｑについて変形すると以下の（６）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（４）式と（６）式の連立方程式を解いてｉｄ、ｉｑを求めると、トルクＴに対して最小電流でそのトルクを出力できる電流ベクトルｉｄ、ｉｑが求められる。しかし、実際には（４）式と（６）式の連立方程式は４次方程式となり、解くことが困難である。そこで、以下に示すような近似を行う。
　　図３は、（４）式、（６）式を図示したものである。
  図３において、右上から左下へ向かう曲線が、（６）式で表現されるトルクＴ＝１００％～２５％に対応したカーブである。また、左上から右下へ向かう曲線（実線）が、（４）式で表現される最小電流条件となるカーブである。（４）式のカーブより、最小電流条件は二次式で表されるものの、ほとんど直線であり、一次関数で近似しても実用上の問題はないと考えられる。そこで、図３の最小電流条件の曲線を線形近似し、以下（７）式のようにする。図３では（４）式の二次曲線を線形近似したものが破線で表記されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、図３に示す（７）式中のａは一次関数の傾き、ｂは一次関数の切片である。従って、トルク曲線と線形近似した最小電流条件の交点となるｉｄ，ｉｑは、前記（６）式と（７）式の連立方程式を解けばよい。これは２次方程式なので容易に解くことが可能である。そこで、（６）式と（７）式を整理すると、次の（８）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
  この（８）式より、ｉｄを求めると以下の（９）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　以上より、ｉｄを得ることが可能となる。更に、ｉｑは、前記（６）式に（９）式で求めたｉｄの結果を代入することで得られる。　
　なお、上記の説明では、最小電流条件の曲線（実線）を示す（４）式を線形近似して（７）式で表現したが、（４）式で表される最小電流条件の曲線は、線形近似が困難な場合もある。そのような場合は、予め各トルクに対する傾きａと切片ｂとを求めておき、トルク指令値Ｔ＊に基づいて傾きａと切片ｂとをテーブル値として参照することで最大トルク／電流制御を実現することができる。
  前述のごとく、電流指令演算器１０は、（６）式、（９）式を基に交流回転機３の各モータパラメータの設定値が実際のパラメータ値と異なる場合でも、（６）式、（９）式の永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）となる項に対して、オブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）を用いて演算することにより、トルク指令Ｔ＊に対してパラメータ変動を考慮した最適な電流指令を生成できるように、（９）式を（１）式に、（６）式を（３）式に変形したものである（ここで、ｉｄ＝Ｉｄ＊、ｉｑ＝Ｉｑ＊としている）。なお、詳細な理論については後述する。
  また、上記電流指令演算器１０の説明では最大トルク／電流制御による電流指令の生成方法について記載したが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＝０の制御においても同様の効果が得られる。
  次に、電圧指令演算器２０の構成について、図４を参照して説明する。
  この電圧指令演算器２０は、電流指令演算器１０からの電流指令Ｉｄ＊及びＩｑ＊、並びにオブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）及び角速度推定値ω＾を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を以下の（１０）式に基づいて演算する。特に、（１０）式中の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）の項に用いて電圧指令を演算している。これにより、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合でも、交流回転機の電流を指令値に一致させることができる。なお、詳細な理論については後述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、Ｉｄ＊はｄ軸電流指令、Ｉｑ＊はｑ軸電流指令、Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は電機子電圧のｄｑ軸成分電圧指令、Ｒ＊は電機子抵抗設定値、Ｌｄ＊，Ｌｑ＊はｄ、ｑ軸インダクタンス設定値、ω＾はオブザーバ５０が推定した角速度推定値、ｐ＾ｄｒはオブザーバ５０が推定した磁束推定値である。
　次に、積分器６０、第１、第２座標変換器３０，４０の構成について説明する。
  積分器６０は、オブザーバ５０から出力される角速度推定値ω＾から推定位相θ＾を演算する。また、第１座標変換器３０は、電圧指令演算器２０からの電圧指令Ｖｄ＊及びＶｑ＊、並びに積分器６０が演算する推定位相θ＾に基づき、ｄｑ回転２軸座標系の電圧指令を静止２軸座標系の３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換して出力する。この３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は電力変換器２に入力されて、交流回転機３はこの３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてトルク制御される。第２座標変換器４０は、電流検出部４が検出した交流電路Ｉｕ，Ｉｗに流れる静止軸座標系の３相交流電流ｉｕ，ｉｗを積分器６０が演算する推定位相θ＾に基づきｄｑ回転２軸座標系の電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換して出力する。
  次に、オブザーバ５０の構成について、図５を参照して説明する。
  このオブザーバ５０は、電圧指令演算器２０が演算した電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊と、第２座標変換器４０が演算したｄｑ回転２軸座標系の交流回転機３の検出電流Ｉｄ及びＩｑに基づいて、センサレスベクトル制御に必要な交流回転機３の角速度推定値ω＾と、磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）とを推定演算するものである。なお、図５に示すオブザーバ５０の構成自体は公知技術である（例えば、先の特許文献２に記載されている）。以下、（１１）式から（１７）式にオブザーバの演算式を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、各式中の添え字の＊は指令値、添え字のｏｂはオブザーバ５０の設定値、添え字のｒはロータ、添え字のｓはステータ、添え字の＾は推定値を意味している。ただし、Ｌｄｏｂ及びＬｑｏｂはｄｑ軸インダクタンスのオブザーバ５０の設定値、Ｒ＊は電機子抵抗設定値、ω＾は角速度推定値、Ｖｄ＊及びＶｑ＊はｄｑ軸電圧指令値、Ｉｄ及びＩｑはｄｑ軸電流値、ｐ＾ｄｓ及びｐ＾ｑｓは一次側ｄｑ軸磁束推定値、ｐ＾ｄｒはロータ側（二次側）ｄ軸磁束推定値、ωｒはロータの角速度、ω＾ｒはロータの角速度推定値、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２，ｈ３１，ｈ３２，ｈ４１，ｈ４２はオブザーバ５０のフィードバックゲイン、Ｋｐ及びＫｉはオブザーバ５０の加速度推定比例ゲインおよび加速度推定積分ゲインである。
　図５に示すように、オブザーバ５０は大きく分けて電動機モデル部５１、速度推定部５２、およびゲイン演算部５３の３つの要素で構成される。
　電動機モデル部５１は、一般に交流回転機３の状態方程式から導出され、（１１）式の演算を行う。これにより交流回転機３の各磁束と電流を推定演算する。（１１）式は交流回転機３が永久磁石同期電動機の場合の演算式である。この電動機モデル部５１の演算式を駆動する交流回転機３に合せて設定することで永久磁石同期電動機以外の交流回転機にも適用が可能である。
　速度推定部５２は、電動機モデル部５１が推定した推定電流Ｉ＾ｄ及びＩ＾ｑと、第２座標変換器４０が演算したｄｑ回転２軸上の交流回転機３の電流Ｉｄ及びＩｑとの偏差を（１２）式で演算した結果と、電動機モデル部５１が推定した磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）とを受けて（１５）式のＰＩ（比例積分）演算から（１７）式により交流回転機３の角速度推定値ω＾を演算する。すなわち、ＰＩ演算部５２ａが（１５）式、ラプラス変換部５２ｂが（１６）式、推定速度演算部５２ｃが（１７）式をそれぞれ演算して出力する。
　ゲイン演算部５３は、（１２）式の推定電流偏差ｅｄｓ，ｅｑｓを受けて、（１３）式、（１４）式によりオブザーバのフィードバック項であるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを演算する。ここで（１３）式のＨはフィードバックゲインであり、安定演算を行うための設計パラメータである。
  この実施の形態１では、以上のように構成することで交流回転機３の出力トルクを交流回転機３のパラメータが変動した場合でも精度よくトルク制御することができる。
　次に、本発明の特徴であるパラメータ変動時のトルク制御について、従来方式と対比して、数式を交えて説明する。
　ここで、従来方式とは、電流指令演算器１０と電圧指令演算器２０において磁石磁束指令値φ＊を一定値で与える方式である。したがって、従来方式は（４）式、（６）式からも分かるように、交流回転機３のパラメータを用いて最適な電流指令を演算するため、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合には、最適な電流指令とならない。さらに、以下に示す（１８）式においても交流回転機３のパラメータを用いて最適な電圧指令を演算するため、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合には、電流偏差が残ることになる。その結果、トルクを精度よく制御できなくなる。
　まず、本発明におけるオブザーバ５０の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を電圧指令演算器２０に用いる効果について説明する。
　説明の手順として、従来制御方式の電圧指令演算器２０とオブザーバ５０との定常状態の動作関係から、パラメータ変動があった場合の電流指令値と実際に交流回転機に流れる実電流の誤差要因の関係式について、従来の電圧指令演算器の演算式と定常状態におけるオブザーバ演算式から数式により明かし、後述の（２５）式に示す関係式の導出をする。更に、（２５）式の関係式から本発明の制御方式を適用することで、電流指令値と実際に交流回転機３に流れる実電流が一致することを示す。
　以下の（１８）式に、従来の電圧指令演算器２０の演算式を示す。前述の（１０）式との違いは、（１８）式では磁石磁束指令値φ＊が用いられているが、（１０）式ではロータ側ｄ軸磁束推定値ｐ＾ｄｒになっている点である。また、（１９）式はオブザーバ５０の演算式であり、（１１）式に（１４）式を代入した式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで、式中の添え字の＊は指令値、添え字のｏｂはオブザーバの設定値、添え字の＾は推定値を意味している。（１８）式と（１９）式より高速域の速度が十分高い領域であると仮定してＲ＊＝０とし、また、定常状態であると仮定すると、ｄ／ｄｔ＝０、ω＾＝ω＾ｒ、Ｉ＾ｄ－Ｉｄ＝０、Ｉ＾ｑ－Ｉｑ＝０となるので、これらの条件を代入すると（２０）式、（２１）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　（２１）式より、一次側ｄｑ軸磁束推定値ｐ＾ｄｓ、ｐ＾ｑｓについて整理すると（２２）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　（２２）式より電流推定値Ｉ＾ｄ，Ｉ＾ｑは（２３）式となり、これが実電流Ｉｄ，Ｉｑと一致して定常状態でオブザーバ５０は収束する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　これまでの関係式を図に表すと、図６のように定常状態におけるオブザーバ５０のブロック図を表すことができる。ここで、交流回転機３の電流フィードバック制御を用いずに、電圧指令演算器２０により電圧指令値を生成した場合、電圧指令値は（２０）式であるので代入すると（２４）式を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　（２４）式は図６に示す構成とした場合の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と実電流Ｉｄ，Ｉｑの関係を表す式である。ここで、仮にインダクタンスの設定をＬｄ＊＝Ｌｄｏｂ、Ｌｑ＊＝Ｌｑｏｂとすると、（２５）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　（２５）式より、ｑ軸電流は指令値と一致することがわかる。これはパラメータ変動（Ｌｄ≠Ｌｄ＊、Ｌｑ≠Ｌｑ＊、φａ≠φ＊）が発生した場合でもＬｄ＊＝Ｌｄｏｂ、Ｌｑ＊＝Ｌｑｏｂに設定すればｑ軸電流は指令値と一致することを示している。また、パラメータ変動発生時においては、その誤差（Ｌｄ誤差、Ｌｑ誤差、φ誤差）はすべてｄ軸電流誤差として現れることから、このｄ軸電流誤差を無くすような制御系を構成することで、電流フィードバック制御を用いなくても電流を制御することができる。つまりパラメータ変動が発生しても電流偏差なしとすることができる。さらに、（２５）式のｄ軸電流に着目すると、φ＊－ｐ＾ｄｒ＝０にすれば、ｄ軸電流誤差を生じること無く制御できることが分かる。
　本発明では、上記のような理論により達成されるものであり、オブザーバ５０が推定したロータ側ｄ軸磁束推定値を非干渉電圧演算式である（２０）式のφ＊（φ＊＝ｐ＾ｄｒ）として用いることでｄ軸電流誤差分をゼロとすることができ、これによりｄ軸の電流制御を行うものである。
　次に、本発明におけるオブザーバ５０の磁束推定値ｐ＾ｄｒを電流指令演算器１０に用いる効果について説明する。
　この説明の手順として、まず、パラメータ変動があった場合のオブザーバ５０が推定する磁束推定値ｐ＾ｄｒがどのような値になるかを、交流回転機３の状態方程式とオブザーバ５０の演算式とから、下記の（２９）式のように導出する。また、従来制御方式において、パラメータ変動があった場合のトルク誤差の関係を、交流回転機３のトルク演算式と電流指令演算器１０のｑ軸電流指令演算式とから、トルク誤差の関係式である下記の（３０）式を導出する。更に、上記トルク誤差の関係式から、本発明を適用することで、トルク誤差なく交流回転機３をトルク制御できることを下記の（３１）式により示す。
　オブザーバ５０は、パラメータ変動が無い場合、定常状態においては交流回転機３の永久磁石磁束φａ（＝φ＊）を推定する。しかしながら、何らかのパラメータ変動があった場合にはｐ＾ｄｒ≠φａとなる。
　パラメータ変動発生時のｐ＾ｄｒは、交流回転機３である永久磁石同期電動機の状態方程式、すなわち次の（２６）式より、定常状態を考え、オブザーバ５０のときと同様に近似すると（２７）式のようになる。（Ｒ＝０、ｄ／ｄｔ＝０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　ここで、（２７）式とオブザーバの定常状態の近似式（２１）式とから、ロータ側ｄ軸磁束推定値束ｐ＾ｄｒを以下の（２８）式のように導出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ここで、定常状態では、（２５）式の説明により、（Ｉ＾ｄ－Ｉｄ）＝０、また、（Ｌｄｏｂ－Ｌｄ）＝ΔＬｄとおくと、ロータ側ｄ軸磁束推定値ｐ＾ｄｒは、次の（２９）式の関係式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　一方、パラメータ変動発生時のトルク誤差の関係式を以下に導出する。トルク誤差の関係式は、交流回転機３のトルク演算式Ｔと従来制御のトルク指令Ｔ＊の関係から、次の（３０）式のように導出できる。ここでＩｄ＊＝Ｉｄ、Ｉｑ＊＝Ｉｑ、Ｌｄｏｂ－Ｌｄ＝ΔＬｄ、Ｌｑｏｂ－Ｌｑ＝ΔＬｑ、φａ－φ＊＝Δφとしている。また、インダクタンスの設定をＬｄ＊＝Ｌｄｏｂ、Ｌｑ＊＝Ｌｑｏｂとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　上記（３０）式に示すトルク誤差の関係式より、パラメータ変動が発生し、Ｌｄ誤差がある場合、右辺の項がゼロにならず、左辺の（Ｔ－Ｔ＊）もゼロにはならない。すなわち、従来制御では、パラメータ変動があるとトルク誤差が発生することを示している。これに対して、本発明では、電流指令演算器１０においてオブザーバ５０の磁束推定値ｐ＾ｄｒを用いることにより（２９）式が成り立つため、（２９）式をΔＬｑ＝０，φ＊＝ｐ＾ｄｒ＝－ΔＬｄ・Ｉｄ＋φａとして（３０）式に代入すると、次の（３１）式となり、ΔＬｄが存在する条件下でもトルク誤差をゼロにする制御が可能となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　以上の説明のように、この実施の形態１によれば、交流回転機３のパラメータ変動が発生して制御部の目標値と異なった場合には、そのパラメータの変動はオブザーバ５０が推定する磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）の変化に反映されることになる。そして、オブザーバ５０が推定した磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を電流指令演算器１０による電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の演算と電圧指令演算器２０の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の演算に用いるので、トルクを精度良く制御することができる。
　また、この実施の形態１における制御系は検出電流のフィードバック値による電流制御系を用いない、いわゆるオープンループ電流制御系の構成である。このようなオープンループ電流制御系として構成しているため、背景技術で説明した正弦波ＰＷＭ制御から矩形波駆動方式まで広範囲に適用可能であり、矩形波駆動方式においても推定トルクによるフィードバック制御を用いることなく正確なトルク制御を実現することができる。更に、この実施の形態１における制御系では、制御系の切替を必要とせずに、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波駆動方式まで広範囲に適用可能であるため、簡単なプログラムで実現が可能となる。更にまた、この発明は、交流回転機３の回転速度センサや回転位置センサを使用しない制御装置であっても、正確なトルク制御を実現することができる。
　なお、上記説明では、回転速度センサや回転位置センサを設けていないセンサレスベクトル制御系に適用した場合について説明したが、回転速度センサ等を設けたベクトル制御系に適用した場合においても同様の効果が得られる。
　実施の形態２．
　図７は、この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。　
　この実施の形態２の交流回転機の制御装置の特徴は、実施の形態１で示した電圧指令演算器２０（図４）の構成を変更し、図８に示す構成の電圧指令演算器２０に置き換えたことである。なお、これ以外の構成は、実施の形態１と基本的に同じであるため、ここでは詳しい説明を省略する。
　この実施の形態２の電圧指令演算器２０は、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算するに際して、第２座標変換器４０で得られる検出電流Ｉｄ，Ｉｑのフィードバック制御を追加した構成としている。
　その場合の演算式として、電流フィードバック項は次の（３２）式により、また電圧フィードフォーワード項は次の（３３）式によりそれぞれ演算され、最終的な電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は（３４）式で演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　ここで、ＶｄＦＢ，ＶｑＦＢはフィードバック項、ＶｄＦＦ，ＶｑＦＦはフィードフォーワード項、Ｋｐｄ，Ｋｐｑは比例ゲイン、Ｋｉｄ，Ｋｉｑは積分ゲインである。
　なお、上記（３２）式のフィードバック項ＶｄＦＢ，ＶｑＦＢは、図８の減算器２２ｄ，２２ｑとＰＩ演算器２３ｄ，２３ｑとにより、また、（３３）式のフィードフォーワード項ＶｄＦＦ，ＶｑＦＦは、実施の形態１（図４）と同じ構成の図８のフィードフォーワード演算器２１により、さらに、（３４）式は図８の加算器２５ｄ，２５ｑにより実現される。
　前述の通り、実施の形態１では抵抗誤差を無視して理論展開を行っている。実際、交流回転機３がある程度高速で回転しており、交流回転機３の誘起電圧がある程度大きくなっている領域においては、抵抗誤差が発生しても交流回転機３の出力トルクにはほとんど影響がない。
　しかし、交流回転機３の回転速度が遅い速度領域では抵抗誤差が無視できなくなる。そこで、図８に示す電圧指令演算器２０ように、検出電流Ｉｄ，Ｉｑのフィードバック制御を追加する。これにより、抵抗誤差により発生する電圧誤差を補償することで電流を精度よく制御することができる。
　なお、この実施の形態２の構成と従来例との差異として、オブザーバ５０が推定した磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）をフィードフォーワード項の演算に用いている。このように構成することで、ｄｑ軸インダクタンス設定値および磁束設定値の誤差についてはフィードフォーワード項ＶｄＦＦ，ＶｑＦＦが補償し、その他の抵抗誤差などは電流フィードバック項ＶｄＦＢ，ＶｑＦＢが補償することができ、パラメータ変動発生時の電流フィードバック制御の応答を改善する効果がある。
　更に、この実施の形態２の電圧指令演算器２０では、ＰＩ演算器２３ｄ，２３ｑと加算器２５ｄ，２５ｑとの間に、電流フィードバック制御の切り入りを可能にするスイッチ２４ｄ，２４ｑを設けている。そして、交流回転機３が低速で回転している場合のみ電流フィードバック制御を実施し、それ以外では、スイッチ２４ｄ，２４ｑを切替えて電流フィードバック制御がＯＦＦなるように制御する。これにより、交流回転機を零速から高速までの広い速度領域において精度よくトルク制御を実施することができる。
　以上の説明のように、この実施の形態２によれば、図８に示した構成の電圧指令演算器２０を採用して電流フィードバック制御を加えることで、抵抗誤差が生じる際には良好に電流を制御することができ、交流回転機３が低速で回転している場合でも精度良くトルク変動を抑制することができる。
実施の形態３．
　図９は、この発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
　この実施の形態３の交流回転機の制御装置の特徴は、実施の形態１の構成に対して、新たに電圧検出部５を追加して直流電源６から電力変換器２に加わる直流電圧ＥＦＣを検出するとともに、制御部１において、新たに変調率ＰＭＦからこの変調率ＰＭＦが“１”となるように弱め電流指令ｄＶを演算する弱め電流演算器７０を追加していることである。なお、上記以外の構成については実施の形態１と同様であるため、ここでは詳しい説明を省略する。
　その場合、第１座標変換器３０は、次の（３５）式により変調率ＰＭＦを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　この（３５）式の変調率ＰＭＦの演算式は、矩形波駆動方式において電力変換器２が出力できる最大電圧がＰＭＦ＝１となるように演算するものであり、この変調率ＰＭＦをＰＭＦ＝１として制御することにより、矩形波駆動方式によるトルク制御を実現することができる。
　そして、（３５）式の変調率ＰＭＦにより３相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。これにより、電力変換器２に加わる直流電圧ＥＦＣが変動した場合でも、交流回転機３に常に適切な電圧を印加することができ、直流電圧ＥＦＣの変動に伴うトルク変動を抑制する。
　なお、図１０は上記矩形波駆動方式による弱め磁束制御を実現するための弱め電流演算器７０の構成を示す図である。なお、図１０の構成は公知であり、変調率ＰＭＦが“１”となるように弱め電流指令ｄＶを生成するような構成であればよい。
　以上のように、この実施の形態３によれば、実施の形態１の構成に加えて、直流電圧ＥＦＣを検出する電圧検出部５を設けて（３５）式により変調率ＰＭＦを演算し、この変調率ＰＭＦが“１”になるように弱め電流演算器７０で最適な弱め電流指令値ｄＶを演算する構成としているので、電力変換器２に入力する直流電圧ＥＦＣが変動した場合においても、最適な弱め電流指令を生成することができ、矩形波駆動方式において、実施の形態１と同様、交流回転機３のパラメータ変動によるトルク誤差の発生を抑制できることに加えて、直流電圧ＥＦＣが変動した場合にもトルク誤差の発生を有効に抑制することができる。
　この発明は、トルク指令に基づき交流回転機のトルクを制御する制御装置に関するものであり、交流回転機の制御装置に広く適用できる。    

Claims (6)

  1. 直流電力を交流電力に変換して交流回転機に供給する電力変換器と、この電力変換器から上記交流回転機に流れる電流を検出する電流検出部と、この電流検出部で検出された検出電流とトルク指令値とから上記電力変換器に対して交流回転機制御用の三相交流の電圧指令を生成する制御部とを備え、
    　上記制御部は、上記検出電流と上記電圧指令とに基づいて上記交流回転機の磁束推定値を演算するオブザーバと、上記トルク指令と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて回転２軸上の電流指令値を演算する電流指令演算器と、この電流指令演算器で得られる上記電流指令値と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて上記電圧指令を演算する電圧指令演算器とを備える交流回転機の制御装置。
  2. 上記オブザーバは、上記検出電流と上記電圧指令とに基づいて上記交流回転機の上記磁束推定値に加えて角速度推定値を演算するものであり、また、上記電圧指令演算器は、上記電流指令値と上記磁束推定値と上記角速度推定値とに基づいて電圧指令を演算するものである請求項１記載の交流回転機の制御装置。
  3. 上記電圧指令演算器は、上記オブザーバで得られる演算結果、および上記電流指令値と上記検出電流との電流偏差のフィードバック演算に基づいて電圧指令を演算するものである請求項１または請求項２記載の交流回転機の制御装置。
  4. 上記電力変換器に入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、この電圧検出部で検出された上記直流電圧検出値と上記電圧指令値とから演算される変調率を所定の値以下に制御するための弱め電流指令を演算する弱め電流演算器と、をさらに備える請求項１記載の交流回転機の制御装置。
  5. 上記電力変換器に入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、この電圧検出部で検出された上記直流電圧検出値と上記電圧指令値とから演算される変調率を所定の値以下に制御するための弱め電流指令を演算する弱め電流演算器と、をさらに備える請求項２記載の交流回転機の制御装置。
  6. 上記電力変換器に入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、この電圧検出部で検出された上記直流電圧検出値と上記電圧指令値とから演算される変調率を所定の値以下に制御するための弱め電流指令を演算する弱め電流演算器と、をさらに備える請求項３記載の交流回転機の制御装置。
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