JPS6387192A - 誘導電動機のベクトル制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機の速度制御方法に係り、特に速度セ
ンサ及び電圧（磁束）センサを使わずに高性能な速度制
御を行うに好敵な制御方法に関する。

〔従来の技術〕

従来、誘導電動機を速度センサを用いずに高精度に速度
制御するに関しては、電動機の１次電圧及びｆｆ１Ａよ
り、速度及びすべり周波数あるいはトルクを演算する方
式が、アイ、イー、イー、イー、トランザクション、イ
ンダストリー、アプリケ−ジョン、アイ、ニー、１９．
３　（１９８３年）第３５６頁から第３６２頁（ＩＥＥ
Ｅ、Ｔｒａｎｓ、Ｉｎｄｕｓｔ、Ａｐｐｌ　ｉｃ、ＩＡ
−１９ｙＮｏ３　　（１９８３）、ｐＰ３ｓｓ−３６２
）に述べられている。しかし、電動機電圧を検出しすベ
リ周波数を演算する方式のため、電圧センサとその周辺
回路のためにシステム構成が複雑にナル。

一方、速度及び電圧（磁束）センサ共に省略した方式が
、イー、ピー、イー、コンファレンス（１９８５）第３
．５１頁から第３．５５頁（ＥＰＥＣｏｎｆ　ｅｒｅｎ
ｃｅ　（１９８５）ｐｐ３．５１−３．５５）に述べら
れているが、それは電動機の力率角を検出それを基にす
ベリ周波数を演算する方式であり、演算が非常に複雑な
ことがら十分な制御性能が得られるとは思われない。ま
た、センサレス方式においては、電動機電流（トルク）
の急変やその他譜原囚により電動機磁束が変動すると制
御応答及び精度が劣化するが、上述の文献には何らその
対策法は触れられていない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、電圧センサとその周辺回路のためにシ
ステム構成が［ｉであり、またａｍな演算を必要とし十
分な制御性能が得られない等の問題があった。本発明の
目的は、速度センサ及び電圧センサを省略し。電動機電
流センサのみにより、電動機の回転速度とトルクの高性
能制御が行える誘導電動機の制御方法及び諸原因による
電動機磁束の変動を補償して、高速応答、高精度な速度
制御が行える誘導電動機の制御方法を提供することにあ
る。

〔問題を解決するための手段〕

上記［１的は、誘導電動機の２次誘導起電力に対応する
変換器の出力電圧成分を、該変換器の出力周波数と所定
の関係を保ちながら制御し、また、誘導電動機の磁束に
対応する１次電流成分が、変換器の該成分の指令値に一
致するように出力電圧あるいは出力周波数を修正するこ
とにより達成さオする。

〔作用〕

この発明では、誘導電動機の同期角周波数で回転する直
交ａ−ｑ軸座標系において、各軸成分の１次電流を検出
し、その値が指令値と一致するように各軸成分の出力電
圧を制御するのに加え、ｑ軸電流の変動に応じて出力周
波数を修正し、さらにｄ軸電流の変動に応じてｑ＠呂方
力電圧修正する。これによって、トルク急変時や変換器
の電圧制御誤差等による電動機の磁束変動が防止でき、
常に磁束を一定に制御できるため、高速応答、高精度な
速度制御が行える。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図より説明する。ｌはＰ
ＷＭ制御方式の電圧形インバータの可変周波変換器で、
３相の出力電圧制御信号（ｖコ　、Ｖ　ｖ　　、Ｖｗ　
）に基づいて、可変周波の交流電圧を誘導電動機２に供
給する。

３は座標変換器で直交する回転座標系の２軸ｄ、ｑ成分
で演算された出力電圧指令ｖＩ（ｊ　、ｖ＋？、及び電
圧位相基準信号θより（１）式に基づいて３相交流１次
電圧指令（Ｖ、Ａ／−ｖＶｌｙ　）を出力する。（ここ
で、３相電圧指令は互いに１２０度ずつ位相が異なるの
みであるから代表してＵ相電圧指令ＶＬ４　　を示せば ｖ、Ａ＝−Ｖ、　　ｓｉｎ　（０＋δ）　　−−−（１
）Ｖｌ　”　ｊ　ｖ二２　＋　ｖ、＊、ｇδ　＝　−ｔ
ａｎ　（ｖＩｄ　／　％　）θ：電圧位相基準 ＊：指令値 である。） また、４は電流検出器で、電動機の３相１次電流（ｉ（
Ｌへｉｙ　）を検出し、この検出信号及び上記電圧位相
基準信号θを座標変換器５に久方することで直交座標系
におけるｄ、ｑ軸成分の電流’＋ｄ、　　ｉｌヶを（２
）式に基づいて検出する。

６は電圧指令演算器で、励磁電流設定器７がらの指令値
’＋ｄと、ｑ軸電流検出値Ｌ１ｃｒ、及び１次角周波数
指令ω１　より、（３）式に基づき直交座標系２軸成分
のｖ＋ｄ　＊　ｖ５．を演算する。

ここで、 ｒｌ　：１次巻線抵抗 Ｑ、、Ｑ’２：１次及び２次巻線漏れインダクタンスし
、：１次巻線自己インダクタンス また、ΔＶは励磁電流調節器８の出力量で励磁電流の指
令値ｉＩａ　と検出値ｉＩｄの偏差に応じた値であり、
このΔＶはｖ＋ｄ　に加算し、さらに、ΔＶ電 に係数器９の比例ゲインｋｖを乗じた値をＶ、％に加算
し、磁束変動を補償する。これらの詳細は後述する。

１０はすベリ演算器で、ｊｌ＞よりすペリ角周波数ω５
　を演算し、その出力を１次角周波数指令ω１から差引
き、回転子角周波数１　を演算する。

さらに、速度調節器１１により、速度指令器１２からの
指令値ω、とり、が一致するようにｑ軸電流指令ｉｌｌ
が出力され、このｊｌ）と検出値１（ｔ６の偏差に応じ
てトルク電流調節器１３によって１次角周波数ω、が出
力される。さらに、微分器その値ω、を発信器１４に入
力することで、ω１に比例した周波数で振幅が一定な正
弦波信号の電圧位相基準信号θを出力する。

次に、以上の構成に基づく制御基本動作について説明す
る。電圧形ＰＷＭインバータの出力ｆｆ１ＪＥＥは、そ
の制御電圧指令と瞬時値的に比例する。したがって、誘
導電動機の漏れインピーダンス降下をインバータ出力電
圧ｖｌ　　に考慮して供給すると、第２図に示すように
誘導電動機の同期角周波数ω１　で回転するｃｔ−ｑ直
交座標において、ｑ軸方向に対応した誘導起電力Ｅ１　
　は一定、すなわちこれに直交する磁束φ２ａ　を一定
に保つことができる。この条件において、すベリを調節
すると電動機の２次電流及び発生トルクはすべりに比例
する。

ここで、２次電流はｄ−ｑ座標上においてｑ軸成分の１
次電流に相当することより、このｑ軸電流（トルク電流
）ｉ十を検出して、その指令値ｉ−との偏差に応じてイ
ンバータの１次局波数ωτ　を制御すると、トルクはｉ
ｌｌに比例して制御できる。また、すにり角周波数ω、
はトルク電流に比例することから、その検出値ｉ、シよ
り推定でき、その推定値ω５　を１次角周波数指令ω１
　から差引くことで回転子の角周波数０７が推定できる
ため、速度センサや電圧センサを用いなくとも電流セン
サのみで速度制御でき、ベクトル制御が可能となる。

しかし、電流（トルク）変化時や変換器の電圧制御誤差
等がある場合、磁束が変化し、正常なベクトル制御が行
えない、そこで磁束変動を防止するため、１５の微分器
と励磁電流調節！８等を用いた電圧制御補償回路を設け
ている。次にその磁束変動補償原理及び制御動作につい
て説明する。

まず、微分器１５を用いた補償について説明する。角周
波数筒　で回転する直交座標系（ｄ−ｑ軸座標系）で表
現した誘導電動機の状態方程式は次式で示される。

Ｌ１＝’＋ｔｉ　　＋ｊｊ＋６　　ｈ　　　　ｐ＝ｖ、
ｄ＋７ｖ＋ｈψ＝φ−＋ｊφよシ　、Ｐ：微分演算子ベ
ニ２次巻線抵抗、　丁２：２次巻線時定数Ｌ２＝２次巻
線自己インダクタンス Ｍ　：１次及び２次巻線相互インダクタンス魁、−：ｄ
、ｑ軸２次Ｓ１交磁束 ここで、電動機１次電圧の各成分ｖｌｄ　ｔ　％はイン
バータの制御指令値に比例して制御されることから、ｖ
＋ｄ　＝　Ｖ＋ｄ　＊　ＶＩ％　＝　ＶＫとおいて（３
）式を（４）式に代入し、さらに磁束φ２ｄが一定に制
御されると仮定し、（４）式よりｑＮ成分に関して状態
方程式を求めると次式となる。

（５）式より磁束φ２．に関して解くととなり、磁束φ
２．はすベリ角周波数ω５（＝ω７−ω、）の変化に応
じて変動する。また、Ｐφ馬をｉｌＶを用いて示せば次
式となる。

Ｐφユｓ　”　−（Ｌ２／Ｍ）（Ｊ　＋　Ｑ２　）Ｐ　
１＋ｉｌ−・・・町・・（７）これよりφ２．は１１う
の漏れリアクタンス降下相当分だけ変動する。

したがって、この変動を（７）式に基づいて補償するの
が磁束変動補償の原理である。ここで、実際の制御上に
適用する場合、ｊ１６の検出信号に基づいて（７）式に
従いＰφ２ｑｒを演算し、これを第１図に示した極性に
て１次局波数指令ω７に加算すれば、Ｐφカは雰に保た
れる。　第３図は上記磁束変動補償による有効性を示し
たもので、補償が無い場合、トルク電流ｆｌｌのステッ
プ変化に対して、磁束φｊｊ　−φ、ヵ及びトルクτ。

が振動する。しかし、補償を行うと磁束φｚｄ　−φ２
．−は安定であり、したがってトルクψまトルク電流ｉ
＋％に比例して高精度に制御されていることがわかる。

次に励磁電流調節器等を用いた電圧制御補償回路におけ
る磁束変動補償原理及び制御動作について説明する。

（４）式において、磁束φ２４がほぼ一定に制御される
と仮定すると、ｄ＠電圧ｖ、４は（８）式で示される。

ｖｌｊ　＝　　ｒ、−Ｌｊ　　　−（１１、（（１１＋
　　ｎ’ｌ　　）　　１（５−ω、（Ｍ／Ｌ、）φ２ｑ
ｒ＋　Ｐ　（Ｑ　ｒ　＋Ｑ２　）　ｚ　＋＞・・・（８
）一方、ｖｌｄは（３）式に従い制御されるので、励磁
電流調節１８の出力ΔＶは Δｖ　＝　　Ｉａ））−ＣＭ／Ｌ２）　９’Ｊ、＋　Ｐ
　（Ｑ、　＋　Ｑｘ　）　ｉｔ１−（９）で示され、こ
れはΔＶからφ３．を定常時において推定できることを
示している。

ところでφよシは（３）式に基づいて次式で示される。

ψよう＝（ＩＩＩ・ｉｔ＞−ω、・−・−）／＜Ｌ＋Ｔ
、Ｐ）・・・・・・（１０）したがって、ΔＶに応じて
ω５　／　ｉｔ、ｔｒの値を制御することにより、具体
的には電圧Ｖ１ｚ　（Ｌ９．相当）あるいは周波数ω１
（ω、相当）を制御することにより、φ２．を零に保つ
制御が可能である。第１図ではΔＶを電圧指令Ｖ１％に
フィードバックする方法を採用した。

これは、（９）式において右辺第２項はｊｌｌに基づい
て演算可能なため、その結果を用いて第２項を消去し、
電圧ｖｌｋに加わる外乱Δ■ｔ−を仮定すると、ΔＶ、
からφ２シまでの伝達関数は（ｔｏ式である。

ここに、ｋｖ：ΔＶのフィードバックゲインすなわち、
ｋｖに比例してΔＶ、の影響を抑制できる。この外乱Δ
Ｖ、の発生原因としては、電動機定数の変動に伴う電圧
指令の演算誤差やインバータ直流入力電圧の変動に伴う
電圧制御ゲインの変化及びその他のノイズ等が上げられ
磁束変動が発生する。

第４図は上記磁束変動補償による有効性を示したもので
、上記原因を電圧指令Ｖ＋、に印加されるステップ外乱
Δｖシ　で代表している。補償が無い場合、外乱ΔＶヶ
に対して磁束φ２４、φ２．及びΔＶの変動が大きく、
推定速度寝　は実速度ω４に比較して推定誤差を生じて
いる。一方、補償有りの場合、ｖｌ、の変動が補償され
、φ２（１−φ２．及びΔＶの変動が減少し、速度推定
誤差の発生が防止できている。

本実施例によれば、１次電流のｑ軸成分の変動に応じて
出力周波数を、またｄ軸成分の電流変動に応じてｑ軸出
力電圧成分をそれぞれ修正することにより、電流（トル
ク）変化時や変換器の電圧制御誤差等による磁束変動を
防止できるため、速度センサや電圧センサを用いないベ
クトル制御においても高速応答、高精度な速度制御が行
える効果がある。

第５図は、本発明の他の実施例のシステム構成図である
。ｌ／−１４は上記本発明の一実施例のものと全く同一
である。ここで、１６は微分器で１次局波数指令ω１　
を入力し、その出力を電圧指令ＶＨ６に加算する。この
微分器１６は、電流（トルク）変化時における磁束変動
防止のために設けている、この原理を次に説明する。

（６）式を書き直すと（１２）式となり、ＰφＪ２．。

は（ω１−懸）の変化で変動する。

Ｄ＝Ｔダ／（１＋Ｔ、（−Ｐ） ここで、（ω、−ωや）はω１がω１　の変化に対して
無視できる程小さいと仮定すれば、φ２をは。１に応じ
て変化する。したがって、ω、の微分値にφ−を乗する
とｑ軸上の電圧に相当した信号ΔＶ。

が得られ、これをＶ１％に加算すればＰφ２シは零とな
り、φ２シは′１１！流変化に対して零に保たれること
になる。

本実施例によっても、前記本発明の一実施例と同様な効
果が得られる。

第６偏は、本発明の他の実施例の制御システム構成図で
ある。１〜１５は前記本発明の一実施例のものと全く同
一である。本実施例では励磁電流調節器の出力ΔＶを１
欠周波数指令ω、で割り、その出力値の微分値を出力電
圧指令ｖ１；に加算することで磁束変動補償を行う。次
に、その原理を説明する。

φ２シに対するΔｖ３は、　（１１）式を変形しく１３
）式と表わせ、さらに（１３）式に（９）式を代入して
、（１４）式を得る。これよりΔＶ＞はΔＶに比例する
成分と、回転速度ω、の逆数に１次遅れ成分で表わせる
。

したがって１本発明の実施例は（１４）式の２項を本発
明の一実施例に追加したことになる。なお、ここで、ω
、は制御上の信号が無いためにω１　で代行しているが
、ω４とω３　は比例関係にあることからさしつかえな
い。

本実施例によれば、（１４）式が示すように変換器の電
圧制御誤差等によって生ず定常的な磁束変動の補償に加
え、速度変化による過渡的な磁束変動も防止できる効果
がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、速度センサ及び電圧センサを省略し、
電動機電流センサのみによるベクトル制御方法において
も、電動機の１次電流の直交するｄ＋　ｑ軸各成分の変
動に応じて出力電圧、あるいは出力周波数を修正するこ
とにより、電流（トルク）変化時や変換器の電圧制御誤
差等による磁束変動を防止できるため、高速応答、高精
度な速度制御が行える効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の制御システムブロック図、
第２図は本発明の原理説明図、第３図及び第４図は本発
明による効果を示した図、第５図及び第６図は本発明の
他の実施例の制御システムブロック図である。 １・・・ＰＷＭインバータ、　２・・・誘導電動機、　
３．５・・・座標変換器、　４・・・電流検出器、　８
・・・励磁電流調節器、　９・・・係数器、　　１３・
・・トルク電流調節器、　　１４・・発信器、１５・・
・微分器。 代理人　弁理士　／１＼Ｉｌｌ　　勝男鉛） 第３　図 Ｔｔ制ｅ（５ジ 手続補正書（方式） ８ｉＪい６１，１２□２♂

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、誘導電動機に可変周波変換器により交流を供給し、
   該変換器の出力電圧を電圧指令に応じて制御する誘導電
   動機の制御方法において、誘導電動機の同期角周波数で
   回転する直交ｄ−ｑ軸座標を仮定し、ｄ軸を磁束に、ｑ
   軸を２次誘導起電力に対応させて、前記変換器の出力電
   圧のｑ軸成分を該変換器の出力周波数と所定の関係を保
   ちながら制御し、また、１次電流のｄ軸成分がその指令
   値に一致するように前記出力電圧のｄ及びｑ軸成分ある
   いは出力周波数を修正するようにしたことを特徴とする
   誘導電動機の制御方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、１
   次電流のｑ軸成分値の微分値に応じて、変換器の出力周
   波数を修正するようにしたことを特徴とする誘導電動機
   の制御方法。 ３、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、出
   力周波数指令値の微分値に応じて、ｑ軸成分の出力電圧
   指令値を修正するようにしたことを特徴とする誘導電動
   機の制御方法。 ４、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、１
   次電流のｄ軸成分の指令値と検出値の偏差値、及び該偏
   差値を出力周波数指令値で除した微分値の両者の値でｑ
   軸成分の出力電圧指令値を修正するようにしたことを特
   徴とする誘導電動機の制御方法。