JPH0789760B2

JPH0789760B2 - 誘導電動機のベクトル制御方法

Info

Publication number: JPH0789760B2
Application number: JP61230976A
Authority: JP
Inventors: 登藤本; 俊昭奥山
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-09-29
Filing date: 1986-09-29
Publication date: 1995-09-27
Anticipated expiration: 2010-09-27
Also published as: JPS6387192A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、誘導電動機の制御方法に係り、特にベクトル
制御を用いたときの制御の安定化を図る上で好適な制御
方法に関する。

〔従来の技術〕

従来、誘導電動機を高精度に制御するものにベクトル制
御があり、これには電動機の何がしかの回転素度の情報
を必要とする。回転速度の情報を得る方法としては、速
度センサを用いて実際の速度を検出するものと、速度セ
ンサを用いずに電動機の諸量より速度を推定するものが
あり、例えば、速度センサを用いずに制御するものに関
しては、電動機の１次電圧及び電流より、速度及びすべ
り周波数あるいはトルクを演算する方式が、アイ．イ
ー．イー．イー，トランザクション，インダストリー．
アプリケーション，アイ．エー.19,3（19836円）第356
頁から第362頁（IEEE,Trans.Indust.Applic.IA−19,No3
（1983）,pp356−362）に述べられている。しかし、電
動機電圧を検出しすべり周波数を演算する方式のため、
電圧センサとその周辺回路のためにシステム構成が複雑
になる。一方、速度及び電圧（磁束）センサ共に省略し
た方式が、イー．ピー．イー．コンファレンス（1985）
第3.51頁から第3.55頁（EPEConference（1985）pp3.51
−3.55）に述べられているが、それは電動機の力率角を
検出それを基にすべり周波数を演算する方式であり、演
算が非常に複雑なことから十分な制御性能が得られると
は思われない。また、センサレス方式においては、電動
機電流（トルク）の急変やその他諸原因により電動機磁
束が変動すると制御応答及び精度が劣化するが、上述の
文献には何らのその対策法は触れられていない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、電圧センサとその周辺回路のためにシ
ステム構成が複雑であり、また複雑な演算を必要とし十
分な制御性能が得られない等の問題があった。本発明の
目的は、誘導電動機のベクトル制御において、電動機磁
束の変動を補償して、高速応答、高精度な速度制御が行
える誘導電動機の制御方法を提供することにある。

〔問題を解決するための手段〕

本発明は、可変周波可変電圧を出力する変換器により誘
導電動機を制御するものであって、誘導電動機の同期角
周波数で回転する直交ｄ−ｑ軸座標を仮定し、ｄ軸を電
動機の磁束に、ｑ軸を電動機の誘導起電力に対応させた
ときのd,q軸の各電圧成分指令値と、電動機の１次電流
のｑ軸成分値より求まるすべり角周波数を補正した同期
角周波数の指令値（出力周波数値）に基づいて変換器の
出力を制御して、誘導電動機を速度制御する電圧制御形
のベクトル制御方法において、誘導電動機の１次電流の
ｑ軸成分値を検出し、該ｑ軸電流成分値の微分値を負極
性で前記変換器における出力周波数指令値に補正するよ
うにしたことを特徴とする。

〔作用〕

同期角周波数で回転する直交ｄ−ｑ軸座標系において、
ｄ軸を電動機の磁束に、ｑ軸を電動機の誘導起電力に対
応させて誘導電動機をベクトル制御した場合、トルク急
変時や変換器の制御誤差が発生するとｑ軸方向にも磁束
が発生し電動機磁束が変動する。しかし、この磁束のｑ
軸成分φ_2qは１次電流のｑ軸成分値の微分値若しくは前
記１次電流のｄ軸成分値の変化分で検出することができ
る。そして、このφ_2qはすべり周波数ω_ｓ（＝ω_１ ^＊−
ω_ｒ）の変化に応じて変動することから、すべり周波数
を考慮した変換器の１次周波数指令値を上記１次電流の
ｑ軸成分値の微分値で修正することにより磁束変動が防
止できる。これにより、常にｄ軸方向の磁束を一定に保
ってベクトル制御ができるため速度制御の高速応答、高
精度化が図れる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図より説明する。１はPW
M制御方式の電圧形インバータの可変周波数変換器で、
３相の出力電圧制御信号（v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊）に基づい
て可変周波の交流電圧を誘導電動機２に供給する。

３は座標変換器で直交する回転座標系の２軸ｄ、ｑ成分
で演算された出力電圧指令v_1d ^＊、v_1q ^＊及び電圧位相基
準信号θより（１）式に基づいて３相交流１次電圧指令
（v_u ^＊〜v_w ^＊）を出力する。（ここで、３相電圧指令は
互いに120度ずつ位相が異なるのみであるから代表して
ｕ相電圧指令v_u ^＊を示せばである。）また、４は電流検出器で、電動機の３相１次電流（i_u〜
i_w）を検出し、この検出信号及び上記電圧位相基準信号
θを座標変換器５に入力することで直交座標系における
d,q軸成分の電i_1d,i_1qを（２）式に基づいて検出する。

６は電圧指令演算器で、励磁電流設定器７からの指令値
i_1d ^＊と、ｑ軸電流検出値i_1q及び１次角周波数指令ω_１
^＊より、（３）式に基づき直交座標系２軸成分の電圧指
令値v_1d ^＊,v_1q ^＊を演算する。

ここで、 r₁:1次巻線抵抗 l₁,l′₂:1次及び２次巻線漏れインダクタンス L₁:1次巻線自己インダクタンスまた、Δｖは励磁電流調節器８の出力量で励磁電流の指
令値i_1d ^＊と検出i_1dの偏差に応じた値であり、このΔｖ
はv_1d ^＊に加算し、さらに、Δｖに係数器９の比例ゲイ
ンkvを乗じた値をv_1q ^＊に加算し、磁束変動を補償す
る。これらの詳細は後述する。

10はすべり演算器で、i_1qよりすべり角周波数を演算し、その出力を１次角周波数指令ω_１ ^＊から差引
き、回転子角周波数を演算する。

さらに、速度調節器11により、速度指令器12からの指令
値が一致するようにｑ軸電流指令i_1q ^＊が出力され、このi
_1q ^＊と検出値i_1qの偏差に応じてトルク電流調節器13に
よって１次角周波数ω_１ ^＊が出力される。さらに、微分
器15によるi_1qの微分値Δωをω_１ ^＊より差引き、その
値ω_１ ^＊＊を発信器14に入力することで、ω_１ ^＊＊に比
例した周波数で振幅が一定な正弦波信号の電圧位相基準
信号θを出力する。

次に、以上の構成に基づく制御基本動作について説明す
る。電圧形PWMインバータの出力電圧は、その制御電圧
指令と瞬時値的に比例する。そこで、誘導電動機の漏れ
インピーダンス降下を考慮して、電動機の誘導起電力が
一定となる関係に従い電圧指令値を決定し、この指令値
に従いインバータ出力電圧を制御すると、第２図に示す
ように、同期角周波数ω_１で回転するｄ−ｑ直交座標に
おいて、ｑ軸方向が一致する誘導起電力E₁は電動機電流
に拘らず大きさが一定となり、同時にこれに直交する磁
束φ_2dは一定に保たれる。この条件において、すべりを
調節すると電動機の２次電流及び発生トルクはすべりに
比例する。

ここで、２次電流はｄ−ｑ座標上においてｑ軸成分の１
次電流に相当することにより、このｑ軸電流（トルク電
流）i_1qを検出して、その指令値i_1q ^＊との偏差に応じて
インバータの１次周波数ω_１ ^＊を制御すると、トルクは
i_1q ^＊に比例して制御できる。また、すべり角周波数ω
_Ｓはトルク電流に比例することから、その検出値i_1qよ
り推定でき、その推定値を１次角周波数指令ω_１ ^＊＊から差引くことで回転子の
角周波数が推定できるため、これを速度調節器11にフィードバッ
クすることにより速度センサや電圧センサを用いなくと
も電流センサのみで速度制御でき、ベクトル制御が可能
となる。

しかし、電流（トルク）変化時や変換器の電圧制御誤差
等がある場合、磁束が変化し、正常なベクトル制御が行
えない。そこで磁束変動を防止するため、15の微分器と
励磁電流調節器８等を用いた電圧制御補償回路を設けて
いる。次にその磁束変動補償原理及び制御動作について
説明する。

まず、微分器15を用いた補償について説明する。角周波
数ω_１で回転する直交座標系（ｄ−ｑ軸座標系）で表現
した誘導電動機の状態方程式は次式で示される。

ここで、電動機１次電圧の各成分v_1d,v_1qはインバータ
の制御指令値に比例して制御されることから、v_1d＝v_1d
^＊,v_1q＝v_1q ^＊とおいて（３）式を（４）式に代入し、
さらに磁束φ_2dが一定に制御されると仮定し、（４）式
よりｑ軸成分に関して状態方程式を求めると次式とな
る。

（５）式より磁束φ_2qに関して解くとここに、T₆＝（l₁＋ｌ′_２）/r′_２となり、磁束φ_2qはすべり角周波数ω_Ｓ（＝ω_１ ^＊−ω
_ｒ）の変化に応じて変動する。また、Ｐφ_2qをi_1qを用
いて示せば次式となる。

Ｐφ_2q＝−（L₂/M）（l₁＋ｌ′_２）Pi_1q ………（７）これよりφ_2qはi_1qの漏れリアクタンス降下相当分だけ
変動する。

したがって、この変動を（７）式に基づいて補償するの
が磁束変動補償の原理である。ここで、実際の制御上に
適用する場合、i_1qの検出信号に基づいて（７）式に従
いＰφ_2qを演算し、これを第１図に示した極性にて１次
周波数指令ω_１ ^＊に加算すれば、Ｐφ_2qは零に保たれ
る。すなわち、（６）式から理解できるように、φ_2qの
微分値Ｐφ_2qはすべり周波数ω_Ｓ（＝ω_１ ^＊−ω_ｒ）の
変化に応じて変動する。ここで、Ｐφ_2qは上記したよう
に、（７）式の関係からi_1qの変動分Pi_1qとして検出さ
れるので、この検出値でもってω_２が考慮された１次周
波数指令ω_１ ^＊を修正することでＰφ_2qを零に保つこと
ができる。第３図は上記磁束変動補償による有効性を示
したもので、補償が無い場合、トルク電流i_1q ^＊のステ
ップ変化に対して、磁束φ_2d、φ_2q及びトルクτ_ｅが振
動する。しかし、補償を行うと磁束φ_2d、φ_2qは安定で
あり、したがってトルくτ_ｅはトルク電i_1qに比例して
高精度に制御されていることがわかる。

次に励磁電流調節器等を用いた電圧制御補償回路におけ
る磁束変動補償原理及び制御動作について説明する。

（４）式において、磁束φ_2dがほぼ一定に制御されると
仮定すると、ｄ軸電圧v_1dは（８）式で示される。

v_1d＝r₁・i_1d−ω_１（l₁＋ｌ′_２）i_1q −ω_ｒ（M/L₂）φ_2q＋Ｐ（l₁＋ｌ′_２）i_1q …（８）一方、v_1dは（３）式に従い制御されるので、励磁電流
調節器８の出力Δｖは Δｖ＝−ω_ｒ（M/L₂）φ_2q＋Ｐ（l₁＋ｌ′_２）i_1q …
（９）で示され、これはΔｖからφ_2qを定常時において推定で
きることを示している。

ところでφ_2qは（４）式に基づいて次式で示される。

φ_2q＝（Ｍ・i_1q−ω_Ｓ・T₂・φ_2d）／（１＋T₂P）……
（10）したがって、Δｖに応じてω_S/i_1qの値を制御すること
により、具体的には電圧v_1q（i_1q相当）、あるいは周波
数ω_１（ω_Ｓ相当）を制御することにより、φ_2qを零に
保つ制御が可能である。第１図ではΔｖを電圧指令v_1q
^＊にフィードバッする方法を採用した。

これは、（９）式において右辺第２項はi_1qに基づいて
演算可能なため、その結果を用いて第２項を消去し、電
圧v_1qに加わる外乱Δv_qを仮定すると、Δv_qからφ_2qま
での伝達関数は（11）式である。

ここに、kv:Δｖのフィードバックゲインすなわち、kvに比例してΔv_qの影響を抑制できる。この
外乱Δv_qはインバータ出力電圧v_1qの正規値からの変動
誤差を意味するが、外乱Δv_qの発生原因としては、電動
機定数の変動に伴う電圧指令の演算誤差やインバータ直
流入力電圧の変動に伴う電圧制御ゲインの変化及びその
他のノイズ等が上げられ、これによって磁束変動が発生
する。

第４図は上記磁束変動補償による有効性を示したもの
で、上記原因を電圧指令v_1q ^＊に印加されるステップ外
乱Δv_qで代表している。補償が無い場合（第４図
（ａ））、外乱Δv_qに対して磁束φ_2d、φ_2q及びΔｖの
変動が大きく、推定速度は実速度ω_ｒに比較して推定誤差を生じている。一方、
補償有りの場合（第４図（ｂ））v_1q ^＊の変動が補償さ
れ、φ_2d、φ_2q及びΔｖの変動が減少し、速度推定誤差
の発生が防止できている。

本実施例によれば、１次電流のｑ軸成分の変動に応じて
出力周波数を、またｄ軸成分の電流変動に応じてｑ軸出
力電圧成分あるいは出力周波数をそれぞれ修正すること
により、電流（トルク）変化時や変換器の電圧制御誤差
等による磁束変動を防止できるため、ベクトル制御にお
いて高速応答、高精度な速度制御が行える効果がある。

第５図は、本発明の他の実施例のシステム構成図であ
る。１〜14は上記本発明の一実施例のもと全く同一であ
る。ここで、16は微分器で１次周波数指令ω_１ ^＊を入力
し、その出力を電圧指令v_1q ^＊に加算する。この微分器1
6は、電流（トルク）変化時における磁束変動防止のた
め設けている。この原理を次に説明する。

（６）式を書き直すと（12）式となり、Ｐφ_2qは（ω_１
^＊−ω_ｒ）の変化で変動する。

Ｄ＝T₆/（１＋T₆・Ｐ）ここで、（ω_１ ^＊−ω_ｒ）はω_ｒがω_１ ^＊の変化に対し
て無視できる程小さいと仮定すれば、φ_2qはω_１ ^＊に応
じて変化する。したがって、ω_１ ^＊の微分値にφ_2dを乗
ずるとｑ軸上の電圧に相当した信号Δv_qが得られ、これ
をv_1q ^＊に加算すればＰφ_2qは零となり、φ_2qは電流変
化に対して零に保たれることになる。

本実施例によっても、前記本発明の一実施例と同様な効
果が得られる。

第６図は、本発明の他の実施例の制御システム構成図で
ある。１〜15は前記本発明の一実施例のものと全く同一
である。本実施例では励磁電流調節器の出力Δｖを１次
周波数指令ω_１ ^＊で割り、その出力値の微分値を出力電
圧指令v_1q ^＊に加算することで磁束変動補償を行う。次
に、その原理を説明する。

φ_2qに対するΔv_qは、（11）式を変形し（13）式と表わ
せ、さらに（13）式に（９）式を代入して、（14）式を
得る。これより、外乱Δv_qはΔｖに基づいて（14）式に
従い推定される。

そこで、本実施例では（14）式の第２項相当を電圧指令
v_1q ^＊に加え（逆極性で）、外乱Δv_qを打ち消すように
作用させて磁束変動を抑制する。ここで、ω_ｒは制御上
の信号が無いためにω_１ ^＊で代行しているが、ω_ｒとω
_１ ^＊は比例関係にあることからさしつかえない。

本実施例によれば、（14）式が示すように変換器の電圧
制御誤差等によって生ず定常的な磁束変動の補償に加
え、速度変化による過渡的な磁束変動も防止できる効果
がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、誘導電動機のベクトル制御方法におい
て、電動機の１次電流の直交するd,q軸各成分の変動に
応じて出力電圧、あるいは出力周波数を修正することに
より、電流（トルク）変化時や変換器の電圧制御誤差等
による磁束変動を防止できるため、高速応答、高精度な
速度制御が行える効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の制御システムブロック図、
第２図は本発明の原理説明図、第３図及び第４図は本発
明による効果を示した図、第５図及び第６図は本発明の
他の実施例の制御システムブロック図である。１……PWMインバータ、２……誘導電動機、3,5……座標
変換器、４……電流検出器、８……励磁電流調節器、９
……係数器、13……トルク電流調節器、14……発信器、
15……微分器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】可変周波可変電圧を出力する変換器により
誘導電動機を制御するものであって、前記誘導電動機の
同期角周波数で回転する直交ｄ−ｑ軸座標を仮定し、ｄ
軸を前記電動機の磁束に、ｑ軸を前記電動機の誘導起電
力に対応させたときのd,q軸の各電圧成分指令値（v_1d,v
_1q）と、前記電動機の１次電流のｑ軸成分値より求まる
すべり角周波数を補正した前記同期角周波数の指令値
（出力周波数指令値（ω_１））に基づいて前記変換器の
出力を制御して、前記誘導電動機を速度制御する電圧制
御形のベクトル制御方法において、前記誘導電動機の１次電流のｑ軸成分値を検出し、該ｑ
軸電流成分値の微分値を負極性で前記変換器における出
力周波数指令値に補正するようにしたことを特徴とする
誘導電動機の制御方法。
【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記１次電流より検出したｄ軸成分値とその指令値との
偏差値、若しくは該偏差値を前記出力周波数指令値で除
した微分値の少なくともいずれかの値で前記ｑ軸成分の
出力電圧指令値（v_1q）を修正するようにしたことを特
徴とする誘導電動機の制御方法。