JP2897373B2 - 直流ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
直流ブラシレスモータの制御装置Info
- Publication number
- JP2897373B2 JP2897373B2 JP2217317A JP21731790A JP2897373B2 JP 2897373 B2 JP2897373 B2 JP 2897373B2 JP 2217317 A JP2217317 A JP 2217317A JP 21731790 A JP21731790 A JP 21731790A JP 2897373 B2 JP2897373 B2 JP 2897373B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- motor
- current
- command
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、直流ブラシレスモータの制御装置に関し、
特に、永久磁石界磁を持つ直流ブラシレスモータの制御
装置に関する。
特に、永久磁石界磁を持つ直流ブラシレスモータの制御
装置に関する。
B.発明の概要 本発明は、永久磁石界磁を持つ直流ブラシレスモータ
の制御装置において、 制御部が、モータの位置信号より回転速度を算出する
速度演算手段と、その回転速度に対応するデータテーブ
ル又は弱め界磁制御手段と、それらの出力によりトルク
指令の振幅及び位相を補正する処理手段とを備えること
により、 回転数の高い領域でモー誘起電圧の影響によりPI演算
の制御性が悪化するのを防ぎ、直流機や誘導機と同様に
弱め界磁の定出力制御を可能にする技術を提供するもの
である。
の制御装置において、 制御部が、モータの位置信号より回転速度を算出する
速度演算手段と、その回転速度に対応するデータテーブ
ル又は弱め界磁制御手段と、それらの出力によりトルク
指令の振幅及び位相を補正する処理手段とを備えること
により、 回転数の高い領域でモー誘起電圧の影響によりPI演算
の制御性が悪化するのを防ぎ、直流機や誘導機と同様に
弱め界磁の定出力制御を可能にする技術を提供するもの
である。
C.従来の技術 従来より、直流ブラシレスモータにおいては、回転子
に永久磁石の界磁を使用し、その回転子の磁極位置を検
出して、その位置信号により固定子の一次電流と磁束が
常に直交するように一次電流を制御している。即ち、モ
ータ電流とモータ誘起電圧とが同位相になるように制御
することにより直流機と同様な特性を実現する。
に永久磁石の界磁を使用し、その回転子の磁極位置を検
出して、その位置信号により固定子の一次電流と磁束が
常に直交するように一次電流を制御している。即ち、モ
ータ電流とモータ誘起電圧とが同位相になるように制御
することにより直流機と同様な特性を実現する。
第４図は、直流ブラシレスモータの制御装置の一例を
示す回路構成図である。同図に示す如く、モータの制御
装置は、直流ブラシレスモータ41の回転速度を３相電流
で制御する３相インバータ42と、モータ41の磁極位置を
検出するアブソルート・エンコーダ43と、モータの位置
信号，モータ電流及びトルク指令に基づきゲート信号を
発する制御部44とで成り、前記３相インバータ42はイン
バータのゲート45とそのゲート45を前記ゲート信号によ
り駆動するゲートドライブユニット46を備え、３相の電
流Ia,Ib及びIcをモータ41へ出力するが、電流Ia,Icに対
しては電流センサ47が配設されていて、検出したモータ
電流を制御部44へフィードバックする。制御部44は、既
に述べたように、それらモータ電流とモータの位置信号
及びトルク指令に基づいてゲート信号を出力する。
示す回路構成図である。同図に示す如く、モータの制御
装置は、直流ブラシレスモータ41の回転速度を３相電流
で制御する３相インバータ42と、モータ41の磁極位置を
検出するアブソルート・エンコーダ43と、モータの位置
信号，モータ電流及びトルク指令に基づきゲート信号を
発する制御部44とで成り、前記３相インバータ42はイン
バータのゲート45とそのゲート45を前記ゲート信号によ
り駆動するゲートドライブユニット46を備え、３相の電
流Ia,Ib及びIcをモータ41へ出力するが、電流Ia,Icに対
しては電流センサ47が配設されていて、検出したモータ
電流を制御部44へフィードバックする。制御部44は、既
に述べたように、それらモータ電流とモータの位置信号
及びトルク指令に基づいてゲート信号を出力する。
第５図は、上記装置の制御部44の一例を示す構成図で
ある。図中、50は該制御部のCPU、51はD/A変換器、52は
位相演算器、53は加算器、54は三角函数データテーブ
ル、55はプログラマブル・タイマー、56はPIアンプ、57
は三角波発振器、58は比較器である。同図において、二
重線で示されている部分はデジタルデータバスにより信
号が伝送される。
ある。図中、50は該制御部のCPU、51はD/A変換器、52は
位相演算器、53は加算器、54は三角函数データテーブ
ル、55はプログラマブル・タイマー、56はPIアンプ、57
は三角波発振器、58は比較器である。同図において、二
重線で示されている部分はデジタルデータバスにより信
号が伝送される。
CPU50には、トルク指令が入力され、また第４図に示
すアブソルート・エンコーダ43からのモータ位置信号φ
がプログラマブル・タイマー55を介して取り込まれる。
CPU50は、モータ位置信号φとトルク指令を対比させ
て、指令電流I1及びその位相信号θを出力する。位相信
号θと前記モータ位置信号φは、それぞれ位相演算器52
a及び52bでディジタル演算されたのち、加算器53で加算
され、三角函数データテーブル54で２相のSin値として
出力される。一方、前記指令電流I1はD/A変換器51a,51b
及び51cを介して２相の正弦波値に乗算されたのち、第
４図に示した電流センサ47による検出電流Ia,Icと乗算
器で突き合わされ、それぞれをPIアンプ56a,56bで積分
される。PIアンプ56a及び56bの出力Va及びVcと、それら
を負値で加算して得たVbとで３相を得、それら３相出力
を三角波発振器57からの三角波Triと比較器58で比較す
ることによって、前記ゲート信号を得るのである。
すアブソルート・エンコーダ43からのモータ位置信号φ
がプログラマブル・タイマー55を介して取り込まれる。
CPU50は、モータ位置信号φとトルク指令を対比させ
て、指令電流I1及びその位相信号θを出力する。位相信
号θと前記モータ位置信号φは、それぞれ位相演算器52
a及び52bでディジタル演算されたのち、加算器53で加算
され、三角函数データテーブル54で２相のSin値として
出力される。一方、前記指令電流I1はD/A変換器51a,51b
及び51cを介して２相の正弦波値に乗算されたのち、第
４図に示した電流センサ47による検出電流Ia,Icと乗算
器で突き合わされ、それぞれをPIアンプ56a,56bで積分
される。PIアンプ56a及び56bの出力Va及びVcと、それら
を負値で加算して得たVbとで３相を得、それら３相出力
を三角波発振器57からの三角波Triと比較器58で比較す
ることによって、前記ゲート信号を得るのである。
D.発明が解決しようとする課題 しかしながら、従来のモータ制御装置には下記の課題
が存在する。
が存在する。
上記の如く、直流ブラシレスモータでは、アブソルー
ト・エンコーダの検出する回転位置信号を使用し、モー
タに流れる電流と磁束とが直交するように、言換えると
モータ電流とモータ誘起電圧が同位相になるように制御
することで、直流機と同様な特性を得ることができる
が、この電流制御には、高調波損失を減らすためにPI演
算による制御部と正弦波近似のPWM制御を用いていて、P
I演算による場合、回転数が高い領域でモータ誘起電圧
の影響により制御性が悪化し、電流指令に対して実際の
電流振幅が低下する。第６図は、回転数と電流振幅及び
位相の関係を示す特性図であって、回転数（％）に対す
る電流指令値 と実際の電流検出値i1との振幅比 及び位相の遅れθｄを示している。同図で明らかな如
く、電流制御の特性は回転数に応じて悪化している。
ト・エンコーダの検出する回転位置信号を使用し、モー
タに流れる電流と磁束とが直交するように、言換えると
モータ電流とモータ誘起電圧が同位相になるように制御
することで、直流機と同様な特性を得ることができる
が、この電流制御には、高調波損失を減らすためにPI演
算による制御部と正弦波近似のPWM制御を用いていて、P
I演算による場合、回転数が高い領域でモータ誘起電圧
の影響により制御性が悪化し、電流指令に対して実際の
電流振幅が低下する。第６図は、回転数と電流振幅及び
位相の関係を示す特性図であって、回転数（％）に対す
る電流指令値 と実際の電流検出値i1との振幅比 及び位相の遅れθｄを示している。同図で明らかな如
く、電流制御の特性は回転数に応じて悪化している。
また、永久磁石界磁の直流ブラシレスモータでは、界
磁が固定であるため、回転数の上昇に比例してモータの
誘起電圧が上昇し、直流機や誘導機のように弱め界磁に
よる定出力制御が不可能で、高速域での適用が難しかっ
た。
磁が固定であるため、回転数の上昇に比例してモータの
誘起電圧が上昇し、直流機や誘導機のように弱め界磁に
よる定出力制御が不可能で、高速域での適用が難しかっ
た。
本発明は、このような課題に鑑みて創案されたもの
で、回転数の高い領域でモータ誘起電圧の影響によりPI
演算の制御性が悪化するのを防ぎ、直流機や誘導機と同
様に弱め界磁の定出力制御を可能にする直流ブラシレス
モータの制御装置を提供することを目的としている。
で、回転数の高い領域でモータ誘起電圧の影響によりPI
演算の制御性が悪化するのを防ぎ、直流機や誘導機と同
様に弱め界磁の定出力制御を可能にする直流ブラシレス
モータの制御装置を提供することを目的としている。
E.課題を解決するための手段 本発明における上記課題を解決するための手段は、直
流ブラシレスモータの回転速度を電流制御する３相イン
バータと、該インバータの各ゲートを駆動するゲートド
ライブユニットと、モータの位置信号，モータ電流及び
トルク指令により前記ドライブユニットへゲート信号を
発する制御部とで成るモータの制御装置において、モー
タの位置信号より回転速度を算出する速度演算手段と、
その回転速度に対応する位相の遅れを出力する位相補正
データテーブルと、回転速度に対応するトルク指令の振
幅補正係数を出力する振幅補正係数データテーブルとを
制御部が備える直流ブラシレスモータの制御装置とする
ものであり、同様に、該制御部が、モータの位置信号よ
り回転速度を算出する速度演算手段と、その回転速度に
応じた弱め界磁状態の電流成分を出力する弱め界磁制御
手段と、その電流成分によりトルク指令の振幅及び位相
を補正する電流振幅処理手段及び電流位相処理手段とを
備えても好適とするものである。
流ブラシレスモータの回転速度を電流制御する３相イン
バータと、該インバータの各ゲートを駆動するゲートド
ライブユニットと、モータの位置信号，モータ電流及び
トルク指令により前記ドライブユニットへゲート信号を
発する制御部とで成るモータの制御装置において、モー
タの位置信号より回転速度を算出する速度演算手段と、
その回転速度に対応する位相の遅れを出力する位相補正
データテーブルと、回転速度に対応するトルク指令の振
幅補正係数を出力する振幅補正係数データテーブルとを
制御部が備える直流ブラシレスモータの制御装置とする
ものであり、同様に、該制御部が、モータの位置信号よ
り回転速度を算出する速度演算手段と、その回転速度に
応じた弱め界磁状態の電流成分を出力する弱め界磁制御
手段と、その電流成分によりトルク指令の振幅及び位相
を補正する電流振幅処理手段及び電流位相処理手段とを
備えても好適とするものである。
F.作用 本発明は、電流制御部の特性の悪化が回転数に対応し
ていることに着目し、回転数に応じた振幅の減少分と位
相の遅れ分を予め指令値で補正しておくことを基本とす
る。即ち、電流指令の振幅は減少分を見込んで大きめに
設定し、位相は進めておくものとする。各回転数に応じ
た補正は、予め測定しておいた特性を直線又はｎ次の関
数で近似させて補正すればよいが、回転数に対する補正
量のデータテーブルを作成しておくことにより簡単に実
現できる。
ていることに着目し、回転数に応じた振幅の減少分と位
相の遅れ分を予め指令値で補正しておくことを基本とす
る。即ち、電流指令の振幅は減少分を見込んで大きめに
設定し、位相は進めておくものとする。各回転数に応じ
た補正は、予め測定しておいた特性を直線又はｎ次の関
数で近似させて補正すればよいが、回転数に対する補正
量のデータテーブルを作成しておくことにより簡単に実
現できる。
また、弱め界磁制御手段を設けることにより、速度が
定格を越えた場合には所定位相の電流成分を負値にして
モータ電圧の上昇を抑制する。このときの電流振幅と位
相も理論的に算出できるが、位相信号及び位置信号を加
算した正弦波データをROMのデータテーブルに作成して
おけば、簡単に実現できる。
定格を越えた場合には所定位相の電流成分を負値にして
モータ電圧の上昇を抑制する。このときの電流振幅と位
相も理論的に算出できるが、位相信号及び位置信号を加
算した正弦波データをROMのデータテーブルに作成して
おけば、簡単に実現できる。
G.実施例 以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明
する。
する。
第１図は、本発明の一実施例の構成図である。図にお
いて、10は制御部のCPUで、指令電流演算手段11,速度演
算手段12,振幅補正係数データテーブル13及び位相補正
データテーブル14を備えている。
いて、10は制御部のCPUで、指令電流演算手段11,速度演
算手段12,振幅補正係数データテーブル13及び位相補正
データテーブル14を備えている。
CPU10は、第５図に示した制御部のCPU50に相当し、プ
ログラマブル・タイマー55を介して位置信号を入力さ
れ、D/A変換器51aへ指令電流信号I1を出力し、位相演算
器52aへ位相信号を出力している。
ログラマブル・タイマー55を介して位置信号を入力さ
れ、D/A変換器51aへ指令電流信号I1を出力し、位相演算
器52aへ位相信号を出力している。
指令電流演算手段11は、トルク指令 より指令電流 を算出し、速度演算手段12は、モータの位置信号より回
転速度ωを算出する。振幅補正係数データテーブル13に
は、第６図で説明したモータ制御特性 の逆数をトルク指令振幅補正係数Kiとして、各回転数範
囲毎にテーブルデータ化して予め格納しておき、位相補
正データテーブル14には、位相遅れθｄを各回転数範囲
毎にテーブルデータ化して予め格納しておく。
転速度ωを算出する。振幅補正係数データテーブル13に
は、第６図で説明したモータ制御特性 の逆数をトルク指令振幅補正係数Kiとして、各回転数範
囲毎にテーブルデータ化して予め格納しておき、位相補
正データテーブル14には、位相遅れθｄを各回転数範囲
毎にテーブルデータ化して予め格納しておく。
ここで、速度演算手段12がモータの回転速度ωを算出
すると、その値ωは振幅補正係数データテーブル13及び
位相補正データテーブル14の双方に入力され、補正係数
Ki及び補正量θｄが読み出される。これにより、CPU10
から出力される電流指令の振幅は、 となる。但し、 はトルク指令、Ktはトルク定数である。
すると、その値ωは振幅補正係数データテーブル13及び
位相補正データテーブル14の双方に入力され、補正係数
Ki及び補正量θｄが読み出される。これにより、CPU10
から出力される電流指令の振幅は、 となる。但し、 はトルク指令、Ktはトルク定数である。
位相補正量θｄは、アブソルート・エンコーダから検
出された信号φに加算され、その位相信号φ′に対応す
る２相の正弦波値が第５図に示した三角函数データテー
ブル54から出力されることになる。
出された信号φに加算され、その位相信号φ′に対応す
る２相の正弦波値が第５図に示した三角函数データテー
ブル54から出力されることになる。
これらの指令電流ia及びicは、既に述べたように、三
角波比較の正弦波近似PWMにより、インバータ制御に使
用される。実際の電流は電流制御特性に従って振幅が減
少し、位相がθｄだけ遅れるため、 上記の原理と構成によれば、高回転数の領域において
も振幅は指令値通りになり、位相も回転子位置（誘起電
圧位相）と一致した制御が行われる。そして、モータの
出力は常に指令値通りのトルクになり、全領域で線形の
トルク制御が実現する。
角波比較の正弦波近似PWMにより、インバータ制御に使
用される。実際の電流は電流制御特性に従って振幅が減
少し、位相がθｄだけ遅れるため、 上記の原理と構成によれば、高回転数の領域において
も振幅は指令値通りになり、位相も回転子位置（誘起電
圧位相）と一致した制御が行われる。そして、モータの
出力は常に指令値通りのトルクになり、全領域で線形の
トルク制御が実現する。
第２図は、本発明の別の一実施例を示す構成図であ
る。図において、20は制御部のCPUで、指令電流演算手
段21,速度演算手段22,弱め界磁制御手段23,電流振幅補
正手段24,電流位相補正手段25を備えている。
る。図において、20は制御部のCPUで、指令電流演算手
段21,速度演算手段22,弱め界磁制御手段23,電流振幅補
正手段24,電流位相補正手段25を備えている。
CPU20は、第５図に示した制御部のCPU50に相当し、プ
ログラマブル・タイマー55を介して位置信号を入力さ
れ、D/A変換器51aへ指令電流信号I1を出力し、位相演算
器52aへ位相信号を出力している。
ログラマブル・タイマー55を介して位置信号を入力さ
れ、D/A変換器51aへ指令電流信号I1を出力し、位相演算
器52aへ位相信号を出力している。
指令電流演算手段21は、トルク指令 より指令電流Iqを算出し、速度演算手段22は、モータの
位置信号より回転速度ωを算出する。これらの各手段
は、第１の実施例と同様の機能である。
位置信号より回転速度ωを算出する。これらの各手段
は、第１の実施例と同様の機能である。
ところで、直流ブラシレスモータのトルク及び電圧の
方程式は、ｄ−ｑ軸を第３図に示すように設定すると、 となる。但し、 Ｒ＋Lp;電機子の過渡インピーダンス、 Λ ；電機子巻線の界磁による磁束鎖交数、 ｎ ；極対数、 ω ；回転角速度、 Kt ；トルク定数、 である。ここで、比較的高い回転数の定常状態を考える
と、Ｒ《ｎωmL,p＝０であるから が前記（４）式より導かれる。但し、eo＝ｎωΛは誘起
電圧である。また巻線電流i1は、 である。
方程式は、ｄ−ｑ軸を第３図に示すように設定すると、 となる。但し、 Ｒ＋Lp;電機子の過渡インピーダンス、 Λ ；電機子巻線の界磁による磁束鎖交数、 ｎ ；極対数、 ω ；回転角速度、 Kt ；トルク定数、 である。ここで、比較的高い回転数の定常状態を考える
と、Ｒ《ｎωmL,p＝０であるから が前記（４）式より導かれる。但し、eo＝ｎωΛは誘起
電圧である。また巻線電流i1は、 である。
通常は、id＝０に制御されているが、（７）式及び
（８）式でidを制御することにより端子電圧V1をコント
ロールできることは明らかである。
（８）式でidを制御することにより端子電圧V1をコント
ロールできることは明らかである。
この場合、トルクは（５）式により、idには依存しな
い。座標を３相座標に交換すると、 であり、iqによりトルクを制御でき、idを負の値にする
と、V1を低下させる弱め界磁制御が可能になる。
い。座標を３相座標に交換すると、 であり、iqによりトルクを制御でき、idを負の値にする
と、V1を低下させる弱め界磁制御が可能になる。
本実施例では、前記速度演算手段22の検出値ωを弱め
界磁制御手段23へ入力して、定格速度以内の通常運転で
はidを零値とし、速度が定格を越えたときidを負の値に
することにより弱め界磁制御を行い、モータ電圧の上昇
を抑えることにしている。このとき、指令電流演算手段
21が出力する指令電流の振幅及び位相は、電流振幅補正
手段24及び電流位相補正手段25で（９）式により演算さ
れ、振幅信号i1及び位相信号θとしてCPU20より出力さ
れる。この位相信号θとアブソルート・エンコーダから
検出された信号φとが加算され、その位相信号φ′に対
応する２相の正弦波が第５図に示す三角函数データテー
ブル54から出力されて、乗算形D/A変換器により（10）
式の演算が行われるのは、第１の実施例及び従来例と同
様である。
界磁制御手段23へ入力して、定格速度以内の通常運転で
はidを零値とし、速度が定格を越えたときidを負の値に
することにより弱め界磁制御を行い、モータ電圧の上昇
を抑えることにしている。このとき、指令電流演算手段
21が出力する指令電流の振幅及び位相は、電流振幅補正
手段24及び電流位相補正手段25で（９）式により演算さ
れ、振幅信号i1及び位相信号θとしてCPU20より出力さ
れる。この位相信号θとアブソルート・エンコーダから
検出された信号φとが加算され、その位相信号φ′に対
応する２相の正弦波が第５図に示す三角函数データテー
ブル54から出力されて、乗算形D/A変換器により（10）
式の演算が行われるのは、第１の実施例及び従来例と同
様である。
このように、本実施例では弱め界磁制御を行うことに
よりモータの誘起電圧の上昇を抑え、定格速度以上の運
転を可能にする。
よりモータの誘起電圧の上昇を抑え、定格速度以上の運
転を可能にする。
H.発明の効果 以上述べたとおり、本発明によれば、回転数の高い領
域でモータ誘起電圧の影響によりPI演算の制御性が悪化
するのを防ぎ、直流機や誘導機と同様に弱め界磁の定出
力制御が可能な直流ブラシレスモータの制御装置を提供
することができる。
域でモータ誘起電圧の影響によりPI演算の制御性が悪化
するのを防ぎ、直流機や誘導機と同様に弱め界磁の定出
力制御が可能な直流ブラシレスモータの制御装置を提供
することができる。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は本発明の
別の一実施例の構成図、第３図は別の一実施例の説明
図、第４図は一般的なモータ制御装置の構成図、第５図
は制御部の構成図、第６図はモータ制御の特性図であ
る。 10,20,50……CPU、11,21……指令電流演算手段、12,22
……速度演算手段、13……振幅補正係数データテーブ
ル、14……位相補正データテーブル、23……弱め界磁制
御手段、24……電流振幅補正手段、25……電流位相補正
手段、41……モータ、42……３相インバータ、43……ア
ブソルート・エンコーダ、44……制御部、45……インバ
ータ・ゲート、46……ゲートドライブユニット、47……
電流センサ、51……D/A変換器、52……位相演算器、53
……加算器、54……三角函数データテーブル、55……プ
ログラマブル・タイマー、56……PIアンプ、57……三角
波発振器。
別の一実施例の構成図、第３図は別の一実施例の説明
図、第４図は一般的なモータ制御装置の構成図、第５図
は制御部の構成図、第６図はモータ制御の特性図であ
る。 10,20,50……CPU、11,21……指令電流演算手段、12,22
……速度演算手段、13……振幅補正係数データテーブ
ル、14……位相補正データテーブル、23……弱め界磁制
御手段、24……電流振幅補正手段、25……電流位相補正
手段、41……モータ、42……３相インバータ、43……ア
ブソルート・エンコーダ、44……制御部、45……インバ
ータ・ゲート、46……ゲートドライブユニット、47……
電流センサ、51……D/A変換器、52……位相演算器、53
……加算器、54……三角函数データテーブル、55……プ
ログラマブル・タイマー、56……PIアンプ、57……三角
波発振器。
Claims (2)
- 【請求項１】直流ブラシレスモータの回転速度を電流制
御する３相インバータと、該インバータの各ゲートを駆
動するゲートドライブユニットと、モータの位置信号，
モータ電流及びトルク指令により前記ドライブユニット
へゲート信号を発する制御部とで成るモータの制御装置
において、 前記トルク指令を指令電流値に演算する指令電流演算手
段と、 前記モータの位置信号より回転速度を算出する速度演算
手段と、 この演算手段より回転速度信号を導入し、回転速度の上
昇に対応して徐々にその値が大きくなる補正信号を出力
する位相補正データテーブルと、 前記速度演算手段より回転速度信号を導入し、回転信号
の上昇に応じてその値が大きくなるトルク指令の振幅補
正係数を出力し、前記指令電流値に乗算する振幅補正係
数データテーブル とを制御部に備えたことを特徴とした直流ブラシレスモ
ータの制御装置。 - 【請求項２】直流ブラシレスモータの回転速度を電流制
御する３相インバータと、該インバータの各ゲートを駆
動するゲートドライブユニットと、モータの位置信号，
モータ電流及びトルク指令により前記ドライブユニット
へゲート信号を発する制御部とで成るモータの制御装置
において、 前記トルク指令を指令電流値Iqに演算する指令電流演算
手段と、 前記モータの位置信号より回転速度を算出する速度演算
手段と、 この演算手段より回転速度信号を導入し、定格速度以内
では出力信号Idを零にし、速度が定格を越えたときに負
の信号を出力する弱め界磁制御手段と、 この弱め界磁制御手段の出力信号Idと前記指令電流値Iq
とを入力してこの指令電流値の位相を、 actan（Id/Iq）を演算して出力する電流位相補正手段
と、 前記弱め界磁制御手段よりの出力信号Idと前記指令電流
値Iqとを入力し、この指令電流値の振幅を、 を演算して出力する電流振幅補正手段とを制御部に備え
たことを特徴とする直流ブラシレスモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2217317A JP2897373B2 (ja) | 1990-08-17 | 1990-08-17 | 直流ブラシレスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2217317A JP2897373B2 (ja) | 1990-08-17 | 1990-08-17 | 直流ブラシレスモータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04101692A JPH04101692A (ja) | 1992-04-03 |
| JP2897373B2 true JP2897373B2 (ja) | 1999-05-31 |
Family
ID=16702276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2217317A Expired - Fee Related JP2897373B2 (ja) | 1990-08-17 | 1990-08-17 | 直流ブラシレスモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2897373B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014068443A (ja) * | 2012-09-25 | 2014-04-17 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 回転電機の駆動制御装置および電動車両駆動システム |
| CN109196773B (zh) * | 2016-06-21 | 2020-01-17 | 日产自动车株式会社 | 电机的控制装置以及控制方法 |
-
1990
- 1990-08-17 JP JP2217317A patent/JP2897373B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04101692A (ja) | 1992-04-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN104052361B (zh) | 用以补偿转矩脉动的电机控制系统 | |
| JP6367332B2 (ja) | インバータ制御装置及びモータ駆動システム | |
| JP4989075B2 (ja) | 電動機駆動制御装置及び電動機駆動システム | |
| JP4730073B2 (ja) | 永久磁石同期モータのベクトル制御装置，インバータモジュール、及び永久磁石同期電動機モータ定数表示システム | |
| JP2002330600A (ja) | 速度センサを持たない誘導モータドライブの制御システム、オブザーバ及び制御方法 | |
| JPH1127999A (ja) | 誘導電動機の誘導起電力推定方法、速度推定方法、軸ずれ補正方法及び誘導電動機制御装置 | |
| JPH0951700A (ja) | 回転電機の制御装置 | |
| EP3157162B1 (en) | Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device | |
| JP6166601B2 (ja) | モータ制御装置及び発電機制御装置 | |
| TW201830845A (zh) | 用於永磁同步馬達的閉迴路磁通量弱化 | |
| JP3064671B2 (ja) | 電力変換装置の制御回路 | |
| JP2008286779A (ja) | Ｉｐｍモータのためのトルク推定器 | |
| JP2897373B2 (ja) | 直流ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP6583827B2 (ja) | 交流モータの制御方法及び制御装置 | |
| JP7433445B2 (ja) | モータ鉄損演算装置およびそれを備えたモータ制御装置 | |
| JP2007135281A (ja) | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 | |
| JP6108114B2 (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP3674638B2 (ja) | 誘導電動機の速度推定方法および誘導電動機駆動装置 | |
| JP3509016B2 (ja) | 位置センサレス永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP3687331B2 (ja) | 誘導機可変速駆動装置 | |
| JP3160778B2 (ja) | インバータ駆動電動機の速度推定方法及び装置並びにその速度推定方法を用いてなる電動機のベクトル制御装置 | |
| JP4697372B2 (ja) | 誘導電動機の制御方法および装置 | |
| JP2000341983A (ja) | 埋込磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP3770302B2 (ja) | 誘導電動機の速度制御装置 | |
| JP2946157B2 (ja) | 誘導電動機の速度制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |