JP2933733B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、誘導電動機の１次周
波数を制御する制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図８は、例えば、文献（パワーエレクト
ロニクス入門，第８，３節，オーム社発行、昭和59年）
に示されている従来の誘導電動機の制御装置を示す構成
図である。図８において、１は誘導電動機、21は誘導電
動機１を可変周波数で駆動するためのトランジスタイン
バータ回路、22は周波数指令発生器、23は周波数指令発
生器22に接続された関数発生器、24は周波数指令発生器
22及び関数発生器23に接続された１次電圧指令発生回
路、25は１次電圧指令発生回路24に接続されたＰＷＭ回
路である。

【０００３】まず、この制御装置による誘導電動機の周
波数制御の原理について説明する。図９は、公知の誘導
電動機の１相あたりのＴ形等価回路である。図におい
て、Ｒ₁ は１次抵抗、Ｒ₂ は２次抵抗、ｌ ₁は１次漏れ
インダクタンス、ｌ ₂は２次漏れインダクタンス、Ｍは
１次２次相互インダクタンス、ω₁ は１次周波数、ω_S
はすべり周波数、Ｖ₁ は１次電圧、Ｅ₀ は空隙誘起電
圧、Ｉ₁ は１次電流、Ｉ₂は２次電流である。まず、空
隙磁束Φ₀ は、誘起電圧Ｅ₀ と１次周波数ω₁ とから決
まり、電圧の時間積分が磁束となるから、（１）式が成
り立つ。

【０００４】

【数１】

【０００５】この磁束Φ₀ に作用してトルクを発生する
電流Ｉ_2rは、２次電流Ｉ₂ のうちの有効分、すなわち、
誘起電圧Ｅ₀ と同相成分であることに注意すると、Ｉ_2r
は図９より（２）式となる。

【０００６】

【数２】

【０００７】また、誘導電動機の発生トルクＴｅは磁束
Φ₀ と電流Ｉ_2rの積に比例するので（３）式が成り立
つ。

【０００８】

【数３】

【０００９】但し、Ｋは比例定数である。次に、（１）
式，（２）式を（３）式に代入すると（４）式が得られ
る。

【００１０】

【数４】

【００１１】（４）式より、Ｅ₀／ω₁を一定に制御する
と、発生トルクＴｅはすべり周波数ω_Sに依存して変化
する。このとき、最大トルクＴ_max は、（４）式をすべ
り周波数ω_Sで微分し、その分子を零とすれば（５）式
となる。

【００１２】

【数５】

【００１３】従って、最大トルクＴ_max は、Ｅ₀／ω₁が
一定であれば、ω₁ の変化に無関係となる。ところで、
実際には、誘起電圧Ｅ₀ を簡単に検出することができな
いので、１次電圧Ｖ₁ をω₁ に比例させ、Ｖ₁／ω₁の値
を一定に制御する、所謂、Ｖ／Ｆ一定制御方式が通常、
用いられる。この場合、１次周波数ω₁ が低い領域では
１次抵抗Ｒ₁ による電圧降下が１次電圧Ｖ₁ に対して無
視できなくなるので、低い周波数領域ではＲ₁Ｉ₁に相当
する電圧分だけ予めＶ₁ を大きくする方法が用いられ
る。

【００１４】次に、図８の制御装置の動作について説明
する。まず、関数発生器23は、上記の理由により、図10
の実線で示すような関数関係に基づいて、周波数指令発
生器22から出力される１次周波数指令ω₁＊ を入力し
て、１次電圧の振幅指令Ｖ₁＊ を出力する。次に、１次
電圧指令発生回路24は、１次電圧の振幅指令Ｖ₁＊ と１
次周波数指令ω₁＊ とから、（６）式の演算を行なって
誘導電動機の各１次巻線に印加すべき１次電圧指令Ｖ_1u
＊，Ｖ_1v＊，Ｖ_1w＊を出力する。

【００１５】

【数６】

【００１６】次に、ＰＷＭ回路25は、これらの１次電圧
指令Ｖ_1u＊，Ｖ_1v＊，Ｖ_1w＊に応じて、トランジスタイ
ンバータ回路21を構成するトランジスタ（図示しない）
のオン・オフ動作を制御するベース信号を発生し、その
結果、実際に誘導電動機１に印加される１次電圧指令Ｖ
_1u，Ｖ_1v，Ｖ_1wはそれぞれの指令に追従するように制御
される。従って、１次周波数指令ω₁＊ に応じて、誘導
電動機１の周波数すなわち回転速度を制御することが可
能である。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】従来の誘導電動機の制
御装置は以上のように構成されているので、従来回転時
に大きな発生トルクが必要な場合には、１次抵抗Ｒ₁ に
よる電圧降下分を補正するために、図10のように１次電
圧の振幅指令Ｖ₁＊ を電圧降下分だけ予め高く設定する
必要がある。しかし、１次抵抗Ｒ₁ は温度によって値が
変化するため、電圧降下分を正確に補正することが困難
である。そのため、電圧補正分が実際の電圧降下分より
小さい場合、誘導電動機に定常的に負荷トルクが印加さ
れていると低速回転時の発生トルクが不足するので、誘
導電動機を起動できず、逆に、電圧補正分が大きい場合
は低速回転時に大きな１次電流が流れ過電流からインバ
ータ回路を保護するために、インバータ回路の動作を停
止させねばならないといった問題点があった。また、発
生トルクは同じでも、誘導電動機で駆動される機械が異
なると全体の慣性モーメントが異なるので誘導電動機の
回転速度の変化率が異なる。このため、１次周波数指令
ω₁＊ の変化率を適切に調整しないと誘導電動機の加減
速がω₁＊ に従って正常に行なえないという問題点があ
った。この発明は上記のような問題点を解決するために
なされたもので、低速回転時において、トルク不足や過
電流の問題を生じず、また、誘導電動機によって駆動さ
れる機械や１次周波数指令ω₁＊ の変化率によらず、誘
導電動機の回転速度を常に安定に制御できる誘導電動機
の制御装置を得ることを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この発明に係る誘導電動
機の制御装置は、誘導電動機と、該誘導電動機の１次電
流を検出するための電流検出器と、上記誘導電動機を可
変周波数で駆動する可変周波数電力変換回路と、１次周
波数指令値及び励磁電流指令値を入力して上記誘導電動
機の無負荷電圧指令値を出力する無負荷電圧演算回路
と、上記１次電流と上記１次周波数指令値と上記励磁電
流指令値とを入力し、負荷トルクの変化に応じて励磁電
流の変化を考慮して、上記誘導電動機の発生トルクが大
きい定常状態において上記誘導電動機内部で発生する１
次磁束の実際値が上記励磁電流指令値と上記誘導電動機
の１次自己インダクタンスとの積で与えられる１次磁束
の設定値と一致したときに零となるような誤差電流成分
を演算する誤差電流成分演算回路と、上記１次周波数指
令値と上記誤差電流成分演算回路の出力を入力して、上
記誤差電流成分の値を零に近づけるような補正電圧を演
算する補正電圧演算回路と、上記１次周波数指令値と上
記無負荷電圧指令値と上記補正電圧とを入力して上記誘
導電動機の１次電圧指令値を演算して上記可変周波数電
力変換回路へ出力する１次電圧指令演算回路とを備えた
ものである。

【００１９】

【作 用】この発明においては、無負荷電圧演算回路に
よって、誘導電動機の無負荷電圧が出力される。また、
誤差電流成分演算回路によって、上記誘導電動機の内部
で発生する１次磁束の実際値が励磁電流指令値と上記誘
導電動機の１次自己インダクタンスとの積で与えられる
１次磁束の指令値と一致したときに零となるような誤差
電流成分が出力される。次に、補正電圧演算回路によっ
て、上記誤差電流成分を零に近づけるような補正電圧が
出力される。さらに、１次電圧指令演算回路によって、
上記誘導電動機の１次電圧指令値が出力される。そし
て、可変周波数電力変換回路によって、上記誘導電動機
に印加される１次電圧の実際値が上記１次電圧指令値に
追随するように制御される。

【００２０】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの発明の一実施例の全体を示すブロック
図であり、１，22は従来装置のものと全く同一のもので
ある。図１において、２は誘導電動機１に流れる１次電
流を検出する電流検出器、３は誘導電動機１の前段に設
けられた可変周波数電力変換回路であって、この変換回
路３は例えば従来装置におけるトランジスタインバータ
回路21とＰＷＭ回路25とから構成される。４は励磁電流
指令設定器、５は励磁電流指令設定器５及び周波数指令
発生器22に接続され、無負荷電圧指令を出力する無負荷
電圧演算回路、６は電流検出器２、励磁電流指令設定器
４及び周波数指令発生器22に接続され、励磁電流指令値
と誘導電動機１の１次電流に基づいて誤差電流成分を演
算する誤差電流成分演算回路、７は誤差電流成分演算回
路６及び周波数指令発生器22に接続され、補正電圧を演
算する補正電圧演算回路、８は補正電圧演算回路７、無
負荷電圧演算回路５及び周波数指令発生器22に接続さ
れ、無負荷電圧指令に補正電圧とに基づいて１次電圧指
令を出力する１次電圧指令演算回路である。

【００２１】図２は上述した無負荷電圧演算回路５の詳
細な構成を示すブロック図である。図２において、無負
荷電圧演算回路５は、周波数指令発生器22に接続された
入力端子10と、励磁電流指令設定器４に接続された入力
端子11と、入力端子11に接続された係数器12と、入力端
子10と係数器12に接続された乗算器13と、乗算器13に接
続された出力端子14から構成されている。図３は、上述
した誤差電流成分演算回路６の詳細な構成を示すブロッ
ク図である。図３において、誤差電流成分演算回路６
は、励磁電流指令設定器４に接続された入力端子30と、
電流検出器２に接続された入力端子31および32と、周波
数指令発生器22に接続された入力端子33と、係数器34,3
5,36,47および50と、加算器37,45および52と、Ｖ／Ｆコ
ンバータ38と、カウンタ39と、ＲＯＭ40と、乗算形Ｄ／
Ａコンバータ41〜44と、減算器46,48および53と、乗算
器49と、割算器51と、出力端子54〜56とから構成されて
いる。図４は、上述した補正電圧演算回路７の詳細な構
成を示すブロック図である。図４において、補正電圧演
算回路７は、誤差電流成分演算回路６に接続された入力
端子60,61 および63と、周波数指令発生器22に接続され
た入力端子62と、係数器64,68および71と、増幅器65お
よび67と、加算器66,70および72と、乗算器69と、出力
端子73および74とから構成されている。図５は、上述し
た１次電圧指令演算回路８の詳細な構成を示すブロック
図である。図８において、１次電圧指令演算回路８は、
補正電圧演算回路７に接続された入力端子80および81
と、、無負荷電圧演算回路５に接続された入力端子82
と、周波数指令発生器22に接続された入力端子83と、加
算器84,93 および96と、Ｖ／Ｆコンバータ85と、カウン
タ86と、ＲＯＭ87と、乗算形Ｄ／Ａコンバータ88〜91
と、減算器92および95と、係数器94,97〜99と、出力端
子100〜102 とから構成されている。

【００２２】さて、実施例の動作の説明に移る前に、こ
の発明における誘導電動機の制御方式について説明す
る。公知のように誘導電動機１に印加される１次電圧Ｖ
_1u，Ｖ_1v，Ｖ_1wは直交座標軸（αーβ座標軸とする）上
の成分Ｖ₁α,Ｖ₁β に（７）式の関係式を用いて変換で
きる。

【００２３】

【数７】

【００２４】但し、Ｖ₁α：１次電圧のα軸成分、 Ｖ₁
β：１次電圧のβ軸成分逆に、Ｖ₁α,Ｖ₁β は（７）式
より、（８）式の関係式を用いてＶ_1u，Ｖ_1v，Ｖ_1wに変
換できる。

【００２５】

【数８】

【００２６】また、１次電流Ｉ_１ｕ，Ｉ_1v,Ｉ_1wとα軸
成分Ｉ₁α、β軸成分Ｉ₁βとの間にも、同様の関係式が
成り立ち、夫々（９）式，（１０）式で示される。

【００２７】

【数９】

【００２８】

【数１０】

【００２９】次に、αーβ座標軸におけるおける誘導電
動機の電圧・電流方程式は公知のように（１１）式で示
される。

【００３０】

【数１１】

【００３１】但し、Ｌ₁，Ｌ₂はそれぞれ誘導電動機の１
次，２次自己インダクタンス、Ｉ₂α,Ｉ₂β はそれぞれ
２次電流のα軸，β軸成分、ω_m は回転速度、Ｐは微分
演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。次に、（１１）式を１次
周波数ω₁ で回転する回転座標軸（ｄ−ｑ座標軸とす
る）上の関係式に変換するために夫々（１２）式〜（１
４）式で示される座標回転の式を用いる。

【００３２】

【数１２】

【００３３】

【数１３】

【００３４】

【数１４】

【００３５】

【数１５】

【００３６】（１２）式〜（１４）式を（１１）式に代
入してＶ₁α,Ｖ₁β,Ｉ₁α,Ｉ₁β,Ｉ₂α,Ｉ₂β を消去す
ると（１６）式が得られる。

【００３７】

【数１６】

【００３８】

【数１７】

【００３９】次に、１次磁束Φ₁ のｄ，ｑ軸成分Φ_1d,
Φ_1q は公知のように（１８）式で示される。

【００４０】

【数１８】

【００４１】（１８）式を（１６）式に代入してＩ_2d,
Ｉ_2qを消去すると夫々（１９）式及び（２０）式が得ら
れる。

【００４２】

【数１９】

【００４３】

【数２０】

【００４４】

【数２１】

【００４５】次に、２次磁束Φ₂ のｄ，ｑ軸成分は（２
２）式で示される。

【００４６】

【数２２】

【００４７】（１８）式，（２２）式からＩ_2d,Ｉ_2q を
消去すると（２３）式が得られる。

【００４８】

【数２３】

【００４９】さらに、（２３）式を（２０）式に代入し
てＩ_1d,Ｉ_1q を消去すると（２４）式が得られる。

【００５０】

【数２４】

【００５１】 但し、 Ｔ₂ ＝Ｌ₂ ／Ｒ₂ ；２次時定数 次に、（２４）式の両辺を微分すると右辺にＰΦ_1d,Ｐ
Φ_1qの項が生じるので、（１９）式を用いてＰΦ_1d,Ｐ
Φ_1q を消去すると（２５）式が得られる。

【００５２】

【数２５】

【００５３】さらに、（２４）式を（２５）式に代入し
てΦ_1d,Φ_1q を消去し、行列式を用いて表現すると（２
６）式が得られる。

【００５４】

【数２６】

【００５５】ここで（２６）式の特性方程式は（２７）
式となり、

【００５６】

【数２７】

【００５７】固有角周波数ω_n1，減衰率ζ_n1は（２８）
式で与えられる。

【００５８】

【数２８】

【００５９】従って、ω₁ が大きくなる程、減衰率ζ_n
が小さくなるため、ＰΦ_2d,ＰΦ_2q ひいては２次磁束Φ
_2d,Φ_2q の応答が振動的となる。そこで、減衰率を大き
くしてこの振動を抑制するために、（２６）式を（２
９）式のように変形する。

【００６０】

【数２９】

【００６１】すると、特性方程式は（３０）式となり、

【００６２】

【数３０】

【００６３】固有角周波数ω_n2，減衰率ζ_n2は（３１）
式で与えられる。

【００６４】

【数３１】

【００６５】従って、制御ゲインＫ_cd,Ｋ_cq の値を調節
することにより、 ＰΦ_2d,ＰΦ_2q の応答のダンピング
特性を改善することができる。次に（２９）式におい
て、ＰΦ_2d,ＰΦ_2q が零に収束するためには、Ａで示さ
れた項が零でなければならない。すなわち、（３２）式
に従ってＶ_1d,Ｖ_1q を制御する必要がある。

【００６６】

【数３２】

【００６７】さて、（３２）式の右辺には、Φ_2d,Φ_2q
などの２次磁束の成分に関する項が含まれるため、（３
２）式の演算を行なうためには何らかの方法で２次磁束
を検出する必要があるが、ここでは、１次磁束Φ₁ は設
定値通りに一定に制御されているものとし、（３３）式
を仮定する。

【００６８】

【数３３】

【００６９】但し、Ｉ_1d＊は励磁電流指令値である。そ
して、（３３）式を利用してΦ_2d,Φ_2q を演算する。ま
ず、（３３）式を（２３）式に代入すると、（３４）式
が得られる。

【００７０】

【数３４】

【００７１】次に、（３３）式を（２０）式に代入する
と（３５）式が得られる。

【００７２】

【数３５】

【００７３】さらに、（３３）式，（３５）式を（２
４）式に代入すると（３６）式が得られる。

【００７４】

【数３６】

【００７５】ここで、さらに定常状態を考え、Ｐ（ω_s
Φ_2q） の値を零とみなすと、（３４）式，（３５）
式，（３６）式を（３２）式に代入することにより（３
７）式が得られる。

【００７６】

【数３７】

【００７７】但し、

【００７８】

【数３８】

【００７９】

【数３９】

【００８０】ところで、定常状態においては、ＰΦ_2d,
ＰＩ_1q の値は零となるので、（３６）式より（３９）
式で与えられるＩ_err の値も零となることがわかる。す
なわち、（３３）式が成立する場合には、Ｉ_err の値は
零となる。また、（３７）式より、Ｉ_1d＊,Ｉ_1d,Ｉ_1qが
得られれば、Φ_2dやΦ_2qを検出することなしに、Ｖ_1d,
Ｖ_1q を演算できることがわかる。さらに（３７）式に
応じて誘導電動機の１次電圧を制御する場合の制御系の
応答特性は制御ゲインＫ_cd,Ｋ_cq の値を調整することに
より決定できることがわかる。

【００８１】次に、上述した一実施例の動作を図２〜図
５を参照しながら説明する。まず、図２で示すように、
無負荷電圧指令Ｖ_1q0＊ が、乗算器13によって出力され
る。すなわち、励磁電流指令設定器４から入力端子11を
経由して出力された励磁電流指令Ｉ_1d＊を係数器12に入
力した後、この係数器12の出力と周波数指令発生器22か
ら入力端子10を経由して入力された１次周波数指令ω₁
＊ と乗算器13によって乗算すると（３７）式のＶ_1qの
式の右辺の第２項に相当する無負荷電圧指令Ｖ_1q0＊
（＝Ｌ₁ω₁＊Ｉ_1d＊ ）が求められ出力端子14から出力
される。

【００８２】次に、図３で示すように、誤差電流成分Ｉ
_err、１次電流のｄ軸およびｑ軸成分Ｉ_1d およびＩ_1q
が、誤差電流成分演算回路６から出力される。すなわ
ち、電流検出器２によって検出された誘導電動機１の１
次電流Ｉ_1uおよびＩ_1vをそれぞれ入力端子31および32に
入力すると、係数器34〜36および加算器37によって
（９）式の演算が行われ、係数器34および加算器37から
それぞれ１次電流のα軸及びβ軸成分Ｉ₁α及びＩ₁βが
出力される。一方、周波数指令発生器22から出力された
アナログ量の１次周波数指令ω₁＊ を入力端子33を経由
してＶ／Ｆコンバータ38に入力すると、周波数が１次周
波数指令ω₁＊ に比例したパルス列の信号が得られ、カ
ウンタ39によって１次周波数指令ω₁＊ の時間積分値で
あるディジタル量の角度指令θ₁＊ が求められ、sinθ₁
＊およびcosθ₁＊の値が記憶されたＲＯＭ40のアドレス
として入力される。すると、ＲＯＭ40からsinθ₁＊およ
びcosθ₁＊のディジタル量が出力される。つづいて、係
数器34および加算器37から出力された１次電流のα軸及
びβ軸成分Ｉ₁αおよびＩ₁βと、ＲＯＭ40から出力され
たsinθ₁＊およびcosθ₁＊のディジタル量を乗算形Ｄ／
Ａコンバータ41〜44に入力して乗算、アナログ変換した
後、加算器45および減算器46に入力すると（１３）式の
逆演算式である（４０）式の演算が行われ、１次電流の
ｄ軸およびｑ軸成分Ｉ_１ｄおよびＩ_1qが求められる。

【００８３】

【数４０】

【００８４】 つづいて、これらのＩ_1dおよびＩ_1qと、
励磁電流指令設定器４から入力端子30を経由して入力さ
れた励磁電流指令Ｉ_1d＊から、係数器47および50と、乗
算器49と、割算器51と、加算器52と減算器53とによって
（３９）式の演算が行われ、減算器53の出力として得ら
れる誤差電流成分Ｉ_err が出力端子54から出力される。
また、加算器45および減算器46の出力として得られるＩ
_1dおよびＩ_1qがそれぞれ、出力端子55および56から出力
される。

【００８５】次に、図４で示すように、ｄ軸およびｑ軸
の補正電圧成分△Ｖ_1dおよび△Ｖ_1qが、補正電圧成分演
算回路７から出力される。すなわち、誤差電流成分演算
回路６から入力端子60，61および63をそれぞれ経由して
１次電流のｄ軸成分Ｉ_1d、誤差電流成分Ｉ_err および１
次電流のｑ軸成分Ｉ_1qが入力される。すると、係数器64
と、増幅器65と加算器66によって、（３７）式のＶ_1dの
式の右辺の演算が行われ、ｄ軸の補正電圧成分△Ｖ_1dと
して出力端子73から出力される。一方、誤差電流成分Ｉ
_err と、周波数指令発生器22から入力端子62を経由して
入力された１次周波数指令ω₁＊ とから、増幅器67と、
係数器68と、乗算器69と加算器70とによって、（３７）
式のＶ_1qの式の右辺の第３項の演算が行われ、係数器71
によって、（３７）式のＶ_1qの式の右辺の第１項の演算
が行われる。つづいて、加算器70および係数器71の出力
を加算器72で加算すると、（３７）式のＶ_1qの式の右辺
の第２項の電圧、すなわち、無負荷電圧を除く電圧成分
がｑ軸の補正電圧成分△Ｖ_1qとして出力端子74から出力
される。

【００８６】次に、図５で示すように、１次電圧指令Ｖ
_1u＊,Ｖ_1v＊ およびＶ_1w＊が１次電圧指令演算回路８か
ら出力される。すなわち、補正電圧成分演算回路７から
入力端子80および81を経由して、それぞれｄ軸およびｑ
軸の補正電圧成分△Ｖ_1d，△Ｖ_1qが入力される。ここ
で、（３７）式からわかるように、１次電圧のｄ軸成分
Ｖ_1dは無負荷時には零となるので、△Ｖ_1dは１次電圧の
ｄ軸成分指令Ｖ_1d＊とみなすことができる。一方、加算
器84によって、無負荷電圧演算回路５から入力端子82を
経由して入力された無負荷電圧指令Ｖ_1q0＊ と、ｑ軸の
補正電圧成分△Ｖ_1qとが加算され、（３７）式のＶ_1qの
式の右辺の演算が行われ、１次電圧のｑ軸成分指令Ｖ_1q
＊として出力される。つづいて、入力端子83を経由して
周波数指令発生器22から１次周波数指令ω₁＊ を入力す
ると、上述した補正電流成分演算回路６と同じ動作によ
って、ＲＯＭ87からsinθ₁＊およびcosθ₁＊のディジタ
ル値が出力される。そして、入力端子80を経由して入力
された１次電圧のｄ軸成分指令Ｖ_1d＊および加算器84か
ら出力された１次電圧のｑ軸成分指令Ｖ_1q＊と、ＲＯＭ
87から出力されたsinθ₁＊およびcosθ₁＊のディジタル
量を乗算形Ｄ／Ａコンバータ88〜91に入力して乗算、ア
ナログ変換した後、減算器92および加算器93に入力する
と、（１２）式の演算が行われ、１次電圧のα軸成分指
令Ｖ₁α＊およびβ軸成分指令Ｖ₁β＊が求められる。つ
づいて、係数器94,97〜99と、減算器95および加算器96
によって、（８）式の演算が行われ、出力端子100〜102
からそれぞれ、１次電圧指令Ｖ_1u＊，Ｖ_1v＊およびＶ_1w
＊が出力される。つづいて、これらの１次電圧指令Ｖ_1u
＊，Ｖ_1v＊およびＶ_1w＊を可変周波数電力変換回路３に
入力すると、従来装置と同様の動作によって誘導電動機
１に印加される１次電圧の実際値がそれぞれ、これらの
１次電圧指令に追従するように制御される。

【００８７】なお、上記の実施例では、１次抵抗Ｒ₁ に
よる電圧降下分を１次電流のｄ軸およびｑ軸成分Ｉ_1d,
Ｉ_1q を用いて補正電圧演算回路中で補正するものを示
したが、補正電圧演算回路７と１次電圧指令演算回路８
の構成をそれぞれ図６および図７のように変更して、上
記電圧降下分を電流検出器２により検出された１次電流
Ｉ_1u,Ｉ_1v を用いて補正してもよい。すなわち、図６に
示されたブロック図の補正電圧演算回路７ａでは、（３
７）式の誤差電流成分Ｉ_err に関係する電圧成分のみが
演算され、ｄ軸，ｑ軸の補正電圧成分△Ｖ_1d0，△Ｖ_1q0
として出力される。つまり、△Ｖ_1d0，△Ｖ_1q0は（４
１）式で与えられる。

【００８８】

【数４１】

【００８９】つづいて、これらの補正電圧成分△
Ｖ_1d0，△Ｖ_1q0を入力端子80ａおよび81ａを付与して図
７に示されたブロック図の１次電圧指令演算回路８ａに
入力すると、係数器97〜99からそれぞれ１次抵抗Ｒ₁ に
よる電圧降下分を無視した１次電圧指令Ｖ_1u＊，Ｖ_1v＊
およびＶ_1w＊が出力される。次に、入力端子103 を経由
して電流検出器２から出力されたｕ相の１次電流を係数
器107 を入力するとｕ相の１次抵抗Ｒ₁ による電圧降下
分Ｖ_Ruが得られるので、加算器110 によってＶ_1u0＊ と
加算すると出力端子100 から１次抵抗Ｒ₁ による電圧降
下分を含むｕ相の１次電圧指令Ｖ_1u＊が出力される。同
様にして入力端子104 を経由して電流検出器２から出力
されたＶ相の１次電流を係数器108 に入力すると、加算
器111 によって１次抵抗Ｒ₁ による抵抗降下分を含むＶ
相の１次電圧指令Ｖ_1v＊が求められ、出力端子101 から
出力される。次に、ｗ相については、まず、公知の（４
２）式を利用して、加算器105 および符号反転器106 に
よって、１次電流Ｉ_1u,Ｉ_1v から、Ｗ相の１次電流Ｉ_1w
が求められる。つづいて係数器109 および加算器112 に
よって１次抵抗Ｒ₁ による電圧降下分を含むｗ相の１次
電圧指令Ｖ_1w＊が求められ、出力端子102 から出力され
る。

【００９０】

【数４２】

【００９１】あるいは、他の実施例として１次抵抗Ｒ₁
による電圧降下分を１次電流のα軸およびβ軸成分Ｉ₁
α,Ｉ₁β を用いて、上記の実施例２と同様に、１次電
圧指令演算回路中で補正してもよい。

【００９２】ところで、（３９）式で示された誤差電流
Ｉ_err は誘導電動機１の１次磁束の実際値が設定値Ｌ₁
Ｉ_1d＊ に一致しないと零でなくなるので、図４あるい
は図６で示された補正電圧演算回路において増幅器65お
よび67のゲインＫ_cd,Ｋ_cqを充分高く設定するか、ある
いは増幅器としてＰＩ演算形のものを用いると、１次抵
抗Ｒ₁ による電圧降下分を上述した実施例のように１次
電流を利用して補正しなくても、誤差電流Ｉ_err の値の
ほぼ零となるように制御されるので、１次磁束の実際値
は設定値Ｌ₁Ｉ_1d＊とほぼ一致する。従って、この場合
には１次抵抗Ｒ₁ による電圧降下分を１次電流を利用し
て補正しなくてもよい。さらに、無負荷電圧演算回路に
おいて従来の装置のように１次抵抗Ｒ₁ による電圧降下
分を予め補正してもよい。

【００９３】

【発明の効果】以上のように、この発明においては、誘
導電動機の内部で発生する１次磁束の実際値が励磁電流
指令値と誘導電動機の１次自己インダクタンスの積で与
えられる１次磁束の設定値と一致したときに零となる誤
差電流成分を誘導電動機の１次電流から演算するととも
に、上記誤差電流成分を零に近づけるように１次電圧指
令値を補正するように構成したので、低速回転時におい
ても１次磁束が設定値と一致するように制御されるの
で、トルク不足や過電流が生じるといった従来の装置の
問題点が解決できる。また、低速回転時のみならず全速
度領域において誘導電動機の１次磁束が設定値と一致す
るように制御されるので、誘導電動機によって駆動され
る機械や、１次周波数指令ω ₁ *の変化率によらず、誘導
電動機の回転速度を常に安定に制御できる。さらに、１
次磁束の実際値と設定値との偏差を電流の誤差として演
算する構成にしたので、１次磁束の実際値を直接検出す
る必要がないので、制御回路構成が簡単で、制御装置を
安価にできる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例の全体を示すブロック図で
ある。

【図２】この発明の一実施例の無負荷電圧演算回路の構
成を示すブロック図である。

【図３】この発明の一実施例の誤差電流成分演算回路の
構成を示すブロック図である。

【図４】この発明の一実施例の補正電圧演算回路の構成
を示すブロック図である。

【図５】この発明の一実施例の１次電圧指令演算回路の
構成を示すブロック図である。

【図６】この発明の他の実施例の補正電圧演算回路の構
成を示すブロック図である。

【図７】この発明の他の実施例の１次電圧指令演算回路
の構成を示すブロック図である。

【図８】従来の装置の構成を示すブロック図である。

【図９】誘導電動機の１相あたりのＴ形等価回路であ
る。

【図１０】従来の装置の関数発生器のパターン図であ
る。

【符号の説明】 １ 誘導電動機 ２ 電流検出器 ３ 可変周波数電力変換回路 ４ 励磁電流指令設定器 ５ 無負荷電圧演算回路 ６ 誤差電流成分演算回路 ７ 補正電圧演算回路 ８ １次電圧指令演算回路 22 周波数指令発生器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機と、 該誘導電動機の１次電流を検出するための電流検出器
   と、 上記誘導電動機を可変周波数で駆動する可変周波数電力
   変換回路と、 １次周波数指令値及び励磁電流指令値を入力して上記誘
   導電動機の無負荷電圧指令値を出力する無負荷電圧演算
   回路と、 上記１次電流と上記１次周波数指令値と上記励磁電流指
   令値とを入力し、負荷トルクの変化に応じて励磁電流の
   変化を考慮して、上記誘導電動機の発生トルクが大きい
   定常状態において上記誘導電動機内部で発生する１次磁
   束の実際値が上記励磁電流指令値と上記誘導電動機の１
   次自己インダクタンスとの積で与えられる１次磁束の設
   定値と一致したときに零となるような誤差電流成分を演
   算する誤差電流成分演算回路と、 上記１次周波数指令値と上記誤差電流成分演算回路の出
   力を入力して、上記誤差電流成分の値を零に近づけるよ
   うな補正電圧を演算する補正電圧演算回路と、 上記１次周波数指令値と上記無負荷電圧指令値と上記補
   正電圧とを入力して上記誘導電動機の１次電圧指令値を
   演算して上記可変周波数電力変換回路へ出力する１次電
   圧指令演算回路とを備えたことを特徴とする誘導電動機
   の制御装置。