JP2953032B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
- Publication number
- JP2953032B2 JP2953032B2 JP2291382A JP29138290A JP2953032B2 JP 2953032 B2 JP2953032 B2 JP 2953032B2 JP 2291382 A JP2291382 A JP 2291382A JP 29138290 A JP29138290 A JP 29138290A JP 2953032 B2 JP2953032 B2 JP 2953032B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- frequency
- torque
- iron loss
- induction motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に係り、特
に鉄損分補償をしたベクトル制御装置に関する。
に鉄損分補償をしたベクトル制御装置に関する。
B.発明の概要 本発明は、誘導電動機のベクトル制御に鉄損分を補償
したトルク電流制御を行うにおいて、 鉄損分を周波数に応じて補正する鉄損分補償手段を設
けることにより、 周波数に影響されることなく高精度のトクル制御がで
きるようにしたものである。
したトルク電流制御を行うにおいて、 鉄損分を周波数に応じて補正する鉄損分補償手段を設
けることにより、 周波数に影響されることなく高精度のトクル制御がで
きるようにしたものである。
C.従来の技術 誘導電動機のベクトル制御装置は、電動機の一次電流
を励磁電流と二次電流に分けて制御し、二次磁束と二次
電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同等の応
答性を得ようとする。
を励磁電流と二次電流に分けて制御し、二次磁束と二次
電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同等の応
答性を得ようとする。
このようなベクトル制御において、その基礎となる電
圧方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回転するｄ−
ｑ二軸で表すと次の（１）式になり、トルクＴは（２）
式になる。
圧方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回転するｄ−
ｑ二軸で表すと次の（１）式になり、トルクＴは（２）
式になる。
Ｔ＝Ｋ（i2d・i1q−i2q・i1d） …（２） 但し、 V1d,V1q:d軸とｑ軸の一次電圧 i1d,i1q:d軸とｑ軸の一次電流 i2d,i2q:d軸とｑ軸の二次電流 R1,R2 ：一次，二次抵抗 L1,L2 ：一次，二次インダクタンス M:一次と二次の相互インダクタンス P:d/dt ωs:すべり周波数 k:定数 上述の方程式において、ベクトル制御にはｑ軸を二次
電流,d軸を磁束軸となるようにし、ベクトル演算には励
磁電流指令io ＊とトルク電流指令iT ＊から一次電圧V1d,
V1qを求めるのに二次磁束と二次電流の間の相互干渉分
を補償する。
電流,d軸を磁束軸となるようにし、ベクトル演算には励
磁電流指令io ＊とトルク電流指令iT ＊から一次電圧V1d,
V1qを求めるのに二次磁束と二次電流の間の相互干渉分
を補償する。
第８図は従来のベクトル制御装置を示す。電圧形PWM
インバータ１は相電圧ea＊,eb＊,ec＊による出力周波数
及び電圧に制御されて誘導電動機２を駆動し、電動機２
の回転子角速度ωｒがピックアップ３で検出され、この
角速度ωｒは速度指令ω＊と比較されて速度制御増幅器
４にトルク電流指令iT ＊として取り出される。すべり周
波数演算回路５には励磁電流指令io ＊とトルク電流指令
iT ＊とが取り込まれ、二次時定数τ２とからすべり周波
数ωｓが次の（３）式に従って求められ、 さらにすべり周波数ωｓをωｒと加算して電源角周波数
ωｏを求める。そして、三角関数発生回路６では電源角
周波数ωｏを持つ正弦と余弦の交流信号SINωotとCOSω
otを発生する。演算回路７は励磁電流指令io ＊とトルク
電流指令iT ＊とからベクトル演算としてｄ−ｑ軸の電圧
信号V1d,V1qを求め、さらに固定二軸座標での一次電圧V
1d,V1qを求める。これら一次電圧は２相/3相変換回路８
によって２相/3相変換して３相電圧ea＊,eb＊,ec＊を
得、この信号と三角波発生回路９による三角波とでイン
バータ１によるPWM制御がなされる。
インバータ１は相電圧ea＊,eb＊,ec＊による出力周波数
及び電圧に制御されて誘導電動機２を駆動し、電動機２
の回転子角速度ωｒがピックアップ３で検出され、この
角速度ωｒは速度指令ω＊と比較されて速度制御増幅器
４にトルク電流指令iT ＊として取り出される。すべり周
波数演算回路５には励磁電流指令io ＊とトルク電流指令
iT ＊とが取り込まれ、二次時定数τ２とからすべり周波
数ωｓが次の（３）式に従って求められ、 さらにすべり周波数ωｓをωｒと加算して電源角周波数
ωｏを求める。そして、三角関数発生回路６では電源角
周波数ωｏを持つ正弦と余弦の交流信号SINωotとCOSω
otを発生する。演算回路７は励磁電流指令io ＊とトルク
電流指令iT ＊とからベクトル演算としてｄ−ｑ軸の電圧
信号V1d,V1qを求め、さらに固定二軸座標での一次電圧V
1d,V1qを求める。これら一次電圧は２相/3相変換回路８
によって２相/3相変換して３相電圧ea＊,eb＊,ec＊を
得、この信号と三角波発生回路９による三角波とでイン
バータ１によるPWM制御がなされる。
D.発明が解決しようとする問題点 従来のベクトル制御装置においては、誘導電動機に内
在する鉄損によってトルク変動等を起こす問題があっ
た。
在する鉄損によってトルク変動等を起こす問題があっ
た。
第８図の構成において、電動機３に流れる電流関係は
第９図（ａ）に示すようになり、励磁電流Ioとトルク電
流ITを直交させるも鉄損分電流Io′がトルク電流IT軸に
含まれ、所期の一次電流i1が得られない。また、第９図
（ｂ）に示すように駆動領域での一次電流i1に対して制
動領域での一次電流i1′が小さくなってしまう。このた
め駆動領域では所期の一次電流i1を得るよう設定するも
実際のトルクは小さめになるし、制動領域では実際のト
ルクが大きめになる。
第９図（ａ）に示すようになり、励磁電流Ioとトルク電
流ITを直交させるも鉄損分電流Io′がトルク電流IT軸に
含まれ、所期の一次電流i1が得られない。また、第９図
（ｂ）に示すように駆動領域での一次電流i1に対して制
動領域での一次電流i1′が小さくなってしまう。このた
め駆動領域では所期の一次電流i1を得るよう設定するも
実際のトルクは小さめになるし、制動領域では実際のト
ルクが大きめになる。
上述の鉄損分によるトルクへの影響を補償する方法を
本願出願人は既に提案されている（特開平１−107693
号）。この方法では、トルク電流指令IT ＊に鉄損補償分
電流Io′ 但し、Rm :鉄損抵抗 ωo:電源角周波数 を加算することで鉄損補償をする。
本願出願人は既に提案されている（特開平１−107693
号）。この方法では、トルク電流指令IT ＊に鉄損補償分
電流Io′ 但し、Rm :鉄損抵抗 ωo:電源角周波数 を加算することで鉄損補償をする。
この方法において、鉄損抵抗Rmは固定値とする構成に
されるが、鉄損抵抗Rmが周波数の関係になり、より精度
の高いトルク制御を得るには周波数を考慮した鉄損抵抗
の補償が望まれる。
されるが、鉄損抵抗Rmが周波数の関係になり、より精度
の高いトルク制御を得るには周波数を考慮した鉄損抵抗
の補償が望まれる。
本発明の目的は、周波数も含めた鉄損抵抗の補償をし
たベクトル制御装置を提供することにある。
たベクトル制御装置を提供することにある。
E.課題を解決するための手段 本発明は、前記目的を達成するため、 誘導電動機の励磁電流Ioとトルク電流I2及び電源角周
波数ωｏからベクトル演算によってインバータから誘導
電動機に供給する一次電流を制御するベクトル制御装置
において、 次式から求める鉄損分補償電流IRM 但し、M:相互インダクタンス fTRQ:基底周波数（インバータの出力周波数範
囲で、定トルク領域での最高出力周波数） RmTRQ:基定周波数の鉄損抵抗 ωoPU:ωo/2πfTRQ k:定数 を前記トルク電流I2に加算して実際のトルク電流指令と
する鉄損分補償手段を備えたことを特徴とする。
波数ωｏからベクトル演算によってインバータから誘導
電動機に供給する一次電流を制御するベクトル制御装置
において、 次式から求める鉄損分補償電流IRM 但し、M:相互インダクタンス fTRQ:基底周波数（インバータの出力周波数範
囲で、定トルク領域での最高出力周波数） RmTRQ:基定周波数の鉄損抵抗 ωoPU:ωo/2πfTRQ k:定数 を前記トルク電流I2に加算して実際のトルク電流指令と
する鉄損分補償手段を備えたことを特徴とする。
F.作用 誘導電動機の等価回路は、鉄損を考慮すると第２図に
示す回路になる。図中、 11＝L1−Ｍ、12＝L2−Ｍ であり、各要素は次のとおり。
示す回路になる。図中、 11＝L1−Ｍ、12＝L2−Ｍ であり、各要素は次のとおり。
L1:一次インダクタンス L2:二次インダクタンス M:相互インダクタンス R1:一次抵抗 R2:二次抵抗 Rm:鉄損抵抗 この等価回路から電圧方程式は次式になる。
上式を行列式で表すと次のようになる。
次に、絶対変換（電力不変の変換）について説明す
る。
る。
旧座標上の電圧式を次のように表す。
〔Ｖ〕＝〔Ｚ〕・〔Ｉ〕 新座標上の電圧式を次のように表す。
〔Ｖ′〕＝〔Ｚ′〕・〔Ｉ′〕 いま、新・旧座標の電流を次の関係式におく。
〔Ｉ〕＝〔Ｃ〕・〔Ｉ′〕 このような変換行列〔Ｃ〕を考える。
旧座標での電力は次のように表される。
Ｐ＝〔Ｉ〕ｔ ＊・〔Ｖ〕 ＝〔〔Ｃ〕・〔Ｉ′〕〕ｔ ＊〔Ｖ〕 ＝〔Ｉ′〕ｔ ＊・〔Ｃ〕ｔ ＊・〔Ｖ〕 ＝〔Ｉ′〕ｔ ＊・〔Ｃ〕ｔ ＊・〔Ｚ〕・〔Ｉ〕 ＝〔Ｉ′〕ｔ ＊・〔Ｃ〕ｔ ＊・〔Ｚ〕・〔Ｃ〕・
〔Ｉ′〕 また、新座標での電力は次のように表される。
〔Ｉ′〕 また、新座標での電力は次のように表される。
Ｐ′＝〔Ｉ′〕ｔ ＊・〔Ｖ′〕 ＝〔Ｉ′〕ｔ ＊・〔Ｚ′〕・〔Ｉ′〕 Ｐ＝Ｐ′とするとインピーダンスは次式のテンソル変
換の関係式となる。
換の関係式となる。
〔Ｚ′〕＝〔Ｃ〕ｔ ＊・〔Ｚ〕・〔Ｃ〕 また、電圧の変換は次式より行うことができる。
〔Ｖ′〕＝〔Ｃ〕ｔ ＊・〔Ｖ〕 いま、電流の変換行列〔Ｃ〕を次式で示す式を用い
る。
る。
（６）式を用いて新座標でのインピーダンス行列
〔Ｚ′〕を求めると次のようになる。
〔Ｚ′〕を求めると次のようになる。
また、新座標での電圧，電流は次のようになる。
（７），（８），（９）式より次式が求まる。
（10）式は次式のように変形できる。１ ＝（R1＋Rm＋jX1）１＋α（Rm＋jXM）・2/α ＝｛R1＋（１−α）Rm＋ｊ（X1−αXM）｝I1＋α（Rm＋jXM（１＋2/
α） ……（11） 上記（11），（12）式から第３図の等価回路が得られ
る。同図において、ベクトル制御に用いるために、二次
側のリアクタンスを除去するαを次のようにおく。
α） ……（11） 上記（11），（12）式から第３図の等価回路が得られ
る。同図において、ベクトル制御に用いるために、二次
側のリアクタンスを除去するαを次のようにおく。
（13）式の条件での等価回路は第４図に示すようにな
る。但し、Ｌσ＝L1−M2/L2o同図の等価回路において、
励磁回路の抵抗（M/L2）Rmとリアクタンス（M2/L2）の
直列回路をリアクタンスＸと抵抗Ｒの並列回路に直す
と、このインピーダンスは次のように表すことができ
る。
る。但し、Ｌσ＝L1−M2/L2o同図の等価回路において、
励磁回路の抵抗（M/L2）Rmとリアクタンス（M2/L2）の
直列回路をリアクタンスＸと抵抗Ｒの並列回路に直す
と、このインピーダンスは次のように表すことができ
る。
よって、次の関係式が得られる。
（15）÷（16）より次の関係が得られる。
（17）式よりR,Xは次のようになる。
（18）を（15）式に代入してＲを求めると次のように
なる。
なる。
（20）式を（18）式に代入してＸを求めると次のよう
になる。
になる。
以上より、第４図の等価回路は第５図に示すように変
形できる。但し、Ｄ＝ω2M2＋Rm 2 o同図において、M/L2
≒１と考えて簡略化すると第６図の等価回路が得られ
る。また、励磁インダクタンスと鉄損部は次のように近
似する。
形できる。但し、Ｄ＝ω2M2＋Rm 2 o同図において、M/L2
≒１と考えて簡略化すると第６図の等価回路が得られ
る。また、励磁インダクタンスと鉄損部は次のように近
似する。
同図から、電流RMは次のように表される。
つまり、鉄損を考慮したベクトル制御ではトルク電流
指令にRMを加算した電流を流さなければならない。
指令にRMを加算した電流を流さなければならない。
第６図の等価回路から次のことが判る。
（ａ）従来方式では電流I2′を一定に制御したときには
トルク分電流I2に次のような変動が生どる。
トルク分電流I2に次のような変動が生どる。
駆動時…RM分だけトルク分電流２が減少する。
（２＝I2′−IRM） 回生時…RM分だけトルク分電流２が増加する。
（２＝２′＋IRM） （ｂ）すべり周波数条件は次式に示すように従来方式と
同一となる。
同一となる。
従って、トルク分電流I2を一定に制御してトルク制御
精度を向上させるには全トルク分電流２′として次の
ような鉄損補償を行う。
精度を向上させるには全トルク分電流２′として次の
ような鉄損補償を行う。
駆動時…２′＝２＋RM 回生時…−２′＝−２＋RM ここで、前述の（22）式の鉄損分補償電流RMの鉄損
抵抗Rmの周波数補正を説明する。まず、鉄損抵抗Rmは周
波数ｆの約1.6乗に比例するため、次のように表すこと
ができる。
抵抗Rmの周波数補正を説明する。まず、鉄損抵抗Rmは周
波数ｆの約1.6乗に比例するため、次のように表すこと
ができる。
Rm＝Km・ｆ1.6 ……（23） Km:係数 誘導電動機が定出力範囲を有して可変速制御されると
きの励磁電流Ioは第７図に示すように基底周波数fTRQか
ら最高速fMAXまで弱め励磁にされる。なお、基底周波数
は、インバータの出力周波数範囲で、定トルク領域での
最高出力周波数を言う。この基底周波数fTRQでの鉄損抵
抗をRmTRQとすると、（23）式は次のように表される。
きの励磁電流Ioは第７図に示すように基底周波数fTRQか
ら最高速fMAXまで弱め励磁にされる。なお、基底周波数
は、インバータの出力周波数範囲で、定トルク領域での
最高出力周波数を言う。この基底周波数fTRQでの鉄損抵
抗をRmTRQとすると、（23）式は次のように表される。
RmTRQ＝Km・fTRQ 1.6 ……（24） この式から鉄損抵抗Rmは周波数ｆに対して次の関係に
なる。
なる。
この（25）式のRmを（22）式に代入すると、 ここで、角周波数ωOPUとして基底周波数fTRQで正規
化した値とすると となり、（26）式の周波数ｆは ｆ＝fTRQ・ωOPU ……（28） と表すことができ、（26）式はωOPUを用いて となり、この式に従ったトルク電流I2の補正により周波
数を考慮した鉄損抵抗補償を行う。
化した値とすると となり、（26）式の周波数ｆは ｆ＝fTRQ・ωOPU ……（28） と表すことができ、（26）式はωOPUを用いて となり、この式に従ったトルク電流I2の補正により周波
数を考慮した鉄損抵抗補償を行う。
なお、鉄損抵抗Rmと周波数ｆの関係を周波数の約1.6
乗に比例するとしたが一般的には約1.5〜1.7乗程度を考
えられ、ωOPUの指数0.6は0.5〜0.7程度に設定される。
乗に比例するとしたが一般的には約1.5〜1.7乗程度を考
えられ、ωOPUの指数0.6は0.5〜0.7程度に設定される。
G.実施例 第１図は本発明の一実施例を示す装置構成図であり、
第８図と同じものは同一符号で示す。鉄損分補償回路11
は前述の（29）式に従った補償電流IRMを求め、この電
流IRMをトルク電流指令I2 ＊に加算してベクトル演算部1
2へのトルク電流指令I2′＊とする。
第８図と同じものは同一符号で示す。鉄損分補償回路11
は前述の（29）式に従った補償電流IRMを求め、この電
流IRMをトルク電流指令I2 ＊に加算してベクトル演算部1
2へのトルク電流指令I2′＊とする。
補償回路11は、係数器111と112によって励磁電流指令
Io ＊に乗算し、関数発生器113によって電源角周波数ω
ｏに対して0.6乗の値を求め、この値と係数器112の出力
とを乗算器114で乗算することで補償電流IRMを求める。
115は加算器である。励磁電流指令Io ＊は関数発生器13
によって電動機回転数に従った定出力範囲での励磁調整
を行う。この関数は第７図の特性を有して基底速度fTRQ
以上では指数関数的に励磁を弱める。一次進み演算部14
は励磁電流指令Io ＊を比例・微分演算としてベクトル演
算部12への励磁電流値Io′＊とする。
Io ＊に乗算し、関数発生器113によって電源角周波数ω
ｏに対して0.6乗の値を求め、この値と係数器112の出力
とを乗算器114で乗算することで補償電流IRMを求める。
115は加算器である。励磁電流指令Io ＊は関数発生器13
によって電動機回転数に従った定出力範囲での励磁調整
を行う。この関数は第７図の特性を有して基底速度fTRQ
以上では指数関数的に励磁を弱める。一次進み演算部14
は励磁電流指令Io ＊を比例・微分演算としてベクトル演
算部12への励磁電流値Io′＊とする。
ベクトル演算部12では一次電流I1の大きさ|I1|と位相
角Ψを から求め、これらから各相電流指令ia＊、ib＊、ic＊を
次の式で求める。
角Ψを から求め、これらから各相電流指令ia＊、ib＊、ic＊を
次の式で求める。
これら電流指令は電流制御増幅器15によってインバー
タ１の出力電流との比較による該インバータ１の出力電
流フィードバック制御がなされる。
タ１の出力電流との比較による該インバータ１の出力電
流フィードバック制御がなされる。
上述の構成により、鉄損分によるトルク電流への影響
は補償回路11によってなされ、しかも周波数に応じた補
償になって電動機２の駆動及び回生での可変速制御にも
高精度のトルク制御が可能となる。
は補償回路11によってなされ、しかも周波数に応じた補
償になって電動機２の駆動及び回生での可変速制御にも
高精度のトルク制御が可能となる。
なお、関数発生器113は周波数ωｏに対して0.6乗の関
数特性で示すが、これは0.5〜0.7乗程度の範囲で任意切
換えとする構成、例えば制御装置をマイクロコンピュー
タやDSPで構成するときには関数データテーブル化する
ことで容易に鉄損補償電流IRMを求めることができる。
数特性で示すが、これは0.5〜0.7乗程度の範囲で任意切
換えとする構成、例えば制御装置をマイクロコンピュー
タやDSPで構成するときには関数データテーブル化する
ことで容易に鉄損補償電流IRMを求めることができる。
H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、鉄損分補償に周波数
による鉄損抵抗の変化を含ませた補償電流を得る構成と
したため、鉄損抵抗によるトルク分電流の変化を周波数
に影響されることなく高精度に補償して誘導電動機のベ
クトル制御に高精度のトルク制御ができる。
による鉄損抵抗の変化を含ませた補償電流を得る構成と
したため、鉄損抵抗によるトルク分電流の変化を周波数
に影響されることなく高精度に補償して誘導電動機のベ
クトル制御に高精度のトルク制御ができる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図と第３
図と第４図と第５図及び第６図は本発明の原理的に説明
するための等価回路図、第７図は誘導機の励磁特性図、
第８図は従来のベクトル制御装置構成図、第９図はベク
トル制御での電流関係を示すベクトル図である。 １……インバータ、２……誘導電動機、４……速度制御
増幅器、５……すべり周波数演算回路、11……鉄損分補
償回路、113……関数発生器、12……ベクトル演算部、1
3……関数発生器、14……一次進み演算部、15……電流
制御増幅器。
図と第４図と第５図及び第６図は本発明の原理的に説明
するための等価回路図、第７図は誘導機の励磁特性図、
第８図は従来のベクトル制御装置構成図、第９図はベク
トル制御での電流関係を示すベクトル図である。 １……インバータ、２……誘導電動機、４……速度制御
増幅器、５……すべり周波数演算回路、11……鉄損分補
償回路、113……関数発生器、12……ベクトル演算部、1
3……関数発生器、14……一次進み演算部、15……電流
制御増幅器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機の励磁電流Ioとトルク電流I2及
び電源角周波数ωｏからベクトル演算によってインバー
タから誘導電動機に供給する一次電流を制御するベクト
ル制御装置において、 次式から求める鉄損分補償電流IRM 但し、M:相互インダクタンス fTRQ:基底周波数（インバータの出力周波数範囲で、定
トルク領域での最高出力周波数） RmTRQ:基底周波数の鉄損抵抗 ωoPU:ωo/2πfTRQ k:定数 を前記トルク電流I2に加算して実際のトルク電流指令と
する鉄損分補償手段を備えたことを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2291382A JP2953032B2 (ja) | 1990-10-29 | 1990-10-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2291382A JP2953032B2 (ja) | 1990-10-29 | 1990-10-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04165982A JPH04165982A (ja) | 1992-06-11 |
| JP2953032B2 true JP2953032B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=17768198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2291382A Expired - Lifetime JP2953032B2 (ja) | 1990-10-29 | 1990-10-29 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2953032B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2101796C (en) * | 1992-07-21 | 1996-10-01 | Tetsuo Yamada | Vector control apparatus for induction motor |
-
1990
- 1990-10-29 JP JP2291382A patent/JP2953032B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04165982A (ja) | 1992-06-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3686474B2 (ja) | ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 | |
| JP3467961B2 (ja) | 回転電機の制御装置 | |
| JP4065903B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置、誘導電動機のベクトル制御方法および誘導電動機の駆動制御装置 | |
| JP3746377B2 (ja) | 交流電動機の駆動制御装置 | |
| WO1998042070A1 (en) | Apparatus and method for controlling induction motor | |
| EP0082303B1 (en) | Method and apparatus for controlling induction motor | |
| JPH02254987A (ja) | 誘導電動機の制御方式及びその装置 | |
| JP4008724B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JPH08275599A (ja) | 永久磁石同期電動機の制御方法 | |
| JPH0344508B2 (ja) | ||
| JPH09215398A (ja) | インバータの制御装置 | |
| JP3827052B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPH1198900A (ja) | 電力変換器の電流制御装置 | |
| JP2010273400A (ja) | 誘導電動機制御装置 | |
| JP2953032B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP2579119B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP2004187460A (ja) | インバータ制御装置、誘導電動機の制御装置及び誘導電動機システム | |
| JP3341799B2 (ja) | 電気自動車の制御装置 | |
| JP2792025B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP2021151003A (ja) | 同期機制御装置および同期機制御方法、並びに電気車 | |
| JP7152132B2 (ja) | モータの制御方法、及び、モータ制御装置 | |
| JP2625969B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP2738721B2 (ja) | 誘導電動機の速度制御装置 | |
| JPH07123360B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JP3307122B2 (ja) | 誘導モータ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090716 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 11 |