JPH0344508B2 - - Google Patents
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- JPH0344508B2 JPH0344508B2 JP57226889A JP22688982A JPH0344508B2 JP H0344508 B2 JPH0344508 B2 JP H0344508B2 JP 57226889 A JP57226889 A JP 57226889A JP 22688982 A JP22688982 A JP 22688982A JP H0344508 B2 JPH0344508 B2 JP H0344508B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はトルク電流成分と励磁電流成分とを、
分けて指令することのできる誘導電動機の制御装
置に関するものである。
分けて指令することのできる誘導電動機の制御装
置に関するものである。
誘導電動機の１相分の等価回路を示すと、第１
図に示すようになる。
図に示すようになる。
すなわちX1は１次洩れリアクタンス、r1は１
次抵抗、r′2は２次抵抗（１次換算値）、xmは励
磁リアクタンスである。この図では２次洩れリア
クタンスは省略してあるが、これは、わずかなの
で無視して考えても大きな影響はない。
次抵抗、r′2は２次抵抗（１次換算値）、xmは励
磁リアクタンスである。この図では２次洩れリア
クタンスは省略してあるが、これは、わずかなの
で無視して考えても大きな影響はない。
さて、このような回路において、励磁リアクタ
ンスxmを流れる電流（磁束に寄与する電流があ
り以下励磁電流と呼びImと略す）と、２次回路
r′2を流れる電流（トルクに寄与する電流であり、
以下トルク電流と呼びItと略す）を独立に制御す
る場合、周波数変換手段の入力電圧（以下Vdcと
略す）の値は、次のように決める必要がある。す
なわち周波数変換手段としてインバータを用いた
場合は、インバータの出力線間電圧の最大出力
は、第２図に示す波形となり、基本波の最大値は
（２√３／π）×Vdcとなる。
ンスxmを流れる電流（磁束に寄与する電流があ
り以下励磁電流と呼びImと略す）と、２次回路
r′2を流れる電流（トルクに寄与する電流であり、
以下トルク電流と呼びItと略す）を独立に制御す
る場合、周波数変換手段の入力電圧（以下Vdcと
略す）の値は、次のように決める必要がある。す
なわち周波数変換手段としてインバータを用いた
場合は、インバータの出力線間電圧の最大出力
は、第２図に示す波形となり、基本波の最大値は
（２√３／π）×Vdcとなる。
この基本波電圧は、インバータに於ける電圧降
下分、線路抵抗による電圧降下分等を考慮する
と、誘導電動機の端子電圧よりは大きいことが必
要であり、Im.Itが定格値である場合、定格トル
クで運転できる最高回転数を考慮して、次式を満
足させる必要がある。
下分、線路抵抗による電圧降下分等を考慮する
と、誘導電動機の端子電圧よりは大きいことが必
要であり、Im.Itが定格値である場合、定格トル
クで運転できる最高回転数を考慮して、次式を満
足させる必要がある。
（２√３／π×Vdc≫√３×√２×｜｛jxmI〓m
＋（r1＋jx1）（I〓m＋I〓t）｝｜ ……(1)
Vdcは(1)式で決定される値で、一次電流指令値
に実際の一次電流I1が精度よく追従できる最小値
（以下これをインバータ定格入力電圧と呼ぶ）に
選べば、インバータの主スイツチング素子の耐圧
特性の点から経済的である。しかしながら定常的
にImを一定とし、Itを所要トルクに応じて制御
する場合、Vdcが前述の定格入力電圧より低下し
た場合には、指令値通りにImは流れることがで
きず低下する。
に実際の一次電流I1が精度よく追従できる最小値
（以下これをインバータ定格入力電圧と呼ぶ）に
選べば、インバータの主スイツチング素子の耐圧
特性の点から経済的である。しかしながら定常的
にImを一定とし、Itを所要トルクに応じて制御
する場合、Vdcが前述の定格入力電圧より低下し
た場合には、指令値通りにImは流れることがで
きず低下する。
ベクトル制御では多くの場合Imを一定とし、
所要トルクに応じてItを制御しているが、周波数
変換手段の入力側電圧が低下した場合には、Im
を一定値として制御すると指令値通りのImが流
れ得ないことがあり、そのため制御系が不安定と
なり、トルク応答が悪化し、速度ハンチング等の
不具合を生じることがあつた。
所要トルクに応じてItを制御しているが、周波数
変換手段の入力側電圧が低下した場合には、Im
を一定値として制御すると指令値通りのImが流
れ得ないことがあり、そのため制御系が不安定と
なり、トルク応答が悪化し、速度ハンチング等の
不具合を生じることがあつた。
本発明はこのような点に鑑み成されたものであ
り、その目的とするところは、入力電圧が変動し
ても、安定な制御を行うことができる誘導電動機
の制御装置を構成することにある。
り、その目的とするところは、入力電圧が変動し
ても、安定な制御を行うことができる誘導電動機
の制御装置を構成することにある。
〔発明の概要〕
本発明は周波数変換手段を用いた誘導電動機の
制御に於いて、周波数変換手段の入力側電圧の大
きさに応じてImを指令することができるように
構成することを特徴とする。
制御に於いて、周波数変換手段の入力側電圧の大
きさに応じてImを指令することができるように
構成することを特徴とする。
周波数変換手段としてはサイクロコンバータや
インバータを用いることができる。インバータに
於いては、直流入力から交流出力を得るものであ
るが周波数零から、所定周波数の交流へ変換する
ものであると考えれば、一種の周波数変換手段で
あると考えることができる。
インバータを用いることができる。インバータに
於いては、直流入力から交流出力を得るものであ
るが周波数零から、所定周波数の交流へ変換する
ものであると考えれば、一種の周波数変換手段で
あると考えることができる。
さて、第３図は誘導電動機各部のベクトル図で
ある。この図に於いてI〓mは励磁リアクタンスを
流れる励磁電流、I〓tは２次回路を流れるトルク電
流、I〓1は１次電流、Vmは励磁リアクタンスによ
る誘起電圧でxm×Imである。Vrは１次電流と
１次抵抗による電圧降下でr1×I1である。Vxは
１次電流と１次洩れリアクタンスによる電圧降下
でI1×x1である。v1は１次電圧（v1と略す）であ
る。
ある。この図に於いてI〓mは励磁リアクタンスを
流れる励磁電流、I〓tは２次回路を流れるトルク電
流、I〓1は１次電流、Vmは励磁リアクタンスによ
る誘起電圧でxm×Imである。Vrは１次電流と
１次抵抗による電圧降下でr1×I1である。Vxは
１次電流と１次洩れリアクタンスによる電圧降下
でI1×x1である。v1は１次電圧（v1と略す）であ
る。
ここでImとItとの成す角は90度であり、Imと
I1との成す角をαとすると、次式が成り立つ。
I1との成す角をαとすると、次式が成り立つ。
v1＝√（1｜〓1｜−1｜〓1｜
）2＋（＋1｜〓1｜＋1｜
〓1｜）2……(2) ｜I〓1｜＝√2＋2 ……(3) α＝ta-1 o（It／Im） ……(4) (3)・(4)式を(2)式に代入すると v1＝√（1−1）2＋｛（＋
1）−1｝2…(5) となる。
）2＋（＋1｜〓1｜＋1｜
〓1｜）2……(2) ｜I〓1｜＝√2＋2 ……(3) α＝ta-1 o（It／Im） ……(4) (3)・(4)式を(2)式に代入すると v1＝√（1−1）2＋｛（＋
1）−1｝2…(5) となる。
ここで
（x1It−r1Im）2≪｛（xm＋x1）Im＋r1It｝2 ……(5)
である。
従つて(5)式は
v1≒（xm＋x1）Im＋r1It ……(6)
となる。
Vdcが与えられると(1)式を導出した場合と同様
の考え方によつて（２√３／π・Vdc＞√３×√
２v1を満足しなければならない。
の考え方によつて（２√３／π・Vdc＞√３×√
２v1を満足しなければならない。
またIt.r1，x1，xmは誘導電動機の特性から定
まるのでv1の値が求まれば(7)式によつてImを求
めることができる。
まるのでv1の値が求まれば(7)式によつてImを求
めることができる。
Im＝v1−r1It／（xm＋x1） ……(7)
Imが求まれば(3)式によつてImとItとを代入す
ることによりI1を求めることができ、Vdcを考慮
して、指令値どおりに電流を流すことができる。
なお電圧検出手段によつてVdcの値を検出する
が、周波数変換手段としてPWMインバータを用
いた場合にはパルス波の波高値を検出することに
より、インバータの出力側でもVdcの値を検出す
ることができる。
ることによりI1を求めることができ、Vdcを考慮
して、指令値どおりに電流を流すことができる。
なお電圧検出手段によつてVdcの値を検出する
が、周波数変換手段としてPWMインバータを用
いた場合にはパルス波の波高値を検出することに
より、インバータの出力側でもVdcの値を検出す
ることができる。
以下第４図に示す本発明の実施例について説明
する。１は三相交流電源、２は三相誘導電動機、
３，４は電源１と電動機２との間に接続した三相
全波整流回路及び周波数変換手段としてのベクト
ル制御インバータである。
する。１は三相交流電源、２は三相誘導電動機、
３，４は電源１と電動機２との間に接続した三相
全波整流回路及び周波数変換手段としてのベクト
ル制御インバータである。
インバータ４は６つのトランジスタ５ａ〜５ｆ
と６つの帰還ダイオード６ａ〜６ｆとで構成す
る。７は速度設定器、８は電動機２の回転速度に
比例したパルス数を発生する速度検出機、９は速
度検出機８の出力を受け、これを電動機２の回転
速度に比例したアナログ信号に変換する変換回路
である。
と６つの帰還ダイオード６ａ〜６ｆとで構成す
る。７は速度設定器、８は電動機２の回転速度に
比例したパルス数を発生する速度検出機、９は速
度検出機８の出力を受け、これを電動機２の回転
速度に比例したアナログ信号に変換する変換回路
である。
１０は速度設定器７の出力に対し、変換回路９
の出力を減算する減算器、１１は減算器１０の出
力を比例積分演算する誤差増幅回路である。
の出力を減算する減算器、１１は減算器１０の出
力を比例積分演算する誤差増幅回路である。
この出力はトルク電流成分指令itとなり、ベク
トル演算回路１２及びすべり角周波数出力回路１
３に送られる。
トル演算回路１２及びすべり角周波数出力回路１
３に送られる。
１４は加算器で、変換回路９の出力信号すなわ
ち実際の角速度Wrとすべり角周波数出力回路１
３の出力Wsを加算し、W1＝Wr＋Wsとして出力
する。W1は電動機２に与える角周波数であり、
これは電圧制御発振回路１５へ送られる。そして
ここでW1に同期した角周波数の正弦波信号
sinW1と余弦波信号COSW1に変換され、ベクト
ル演算回路１２に送られる。
ち実際の角速度Wrとすべり角周波数出力回路１
３の出力Wsを加算し、W1＝Wr＋Wsとして出力
する。W1は電動機２に与える角周波数であり、
これは電圧制御発振回路１５へ送られる。そして
ここでW1に同期した角周波数の正弦波信号
sinW1と余弦波信号COSW1に変換され、ベクト
ル演算回路１２に送られる。
１６は電動機２の励磁電流成分指令imを与え
る励磁電流成分設定手段である。これは電圧検出
手段３０からインバータ４の入力電圧Vdcを受
け、これをv1とみなし、且つItmaxをItの代りに
(7)式に代入してImを得る為の励磁電流成分指令
imを求めるようにする。
る励磁電流成分設定手段である。これは電圧検出
手段３０からインバータ４の入力電圧Vdcを受
け、これをv1とみなし、且つItmaxをItの代りに
(7)式に代入してImを得る為の励磁電流成分指令
imを求めるようにする。
インバータ４に依る電圧降下は、一般にはVdc
の１％程度なのでv1はVdcに極めて近い値までと
ることができる。従つてVdcを検出してこれをv1
と置き変えても問題ない。
の１％程度なのでv1はVdcに極めて近い値までと
ることができる。従つてVdcを検出してこれをv1
と置き変えても問題ない。
またItmaxは誘導電動機の定格やインバータの
最大許容電流に依つて規定されるItの最大値であ
る。
最大許容電流に依つて規定されるItの最大値であ
る。
ベクトル演算回路１２内で励磁電流成分指令
imはトルク電流成分指令itより90度位相が遅れて
角周波数W1の交流２相信号im′.it′となる。この
交流２相信号im′とit′は２相３相変換回路１７で
３相に変換される。
imはトルク電流成分指令itより90度位相が遅れて
角周波数W1の交流２相信号im′.it′となる。この
交流２相信号im′とit′は２相３相変換回路１７で
３相に変換される。
電流比較回路１８は電流検出器１９で検出した
相電流を取り込み、この値と２相３相変換回路１
７の出力とを比較し、この差が所定値内になるよ
うにオン，オフ信号を作り、この信号をトランジ
スタ駆動回路２０へ送る。トランジスタ駆動回路
２０はトランジスタ５ａ〜５ｆを制御する。その
結果電動機２は速度設定器で設定した速度に応答
良く制御される。
相電流を取り込み、この値と２相３相変換回路１
７の出力とを比較し、この差が所定値内になるよ
うにオン，オフ信号を作り、この信号をトランジ
スタ駆動回路２０へ送る。トランジスタ駆動回路
２０はトランジスタ５ａ〜５ｆを制御する。その
結果電動機２は速度設定器で設定した速度に応答
良く制御される。
なおトルク電流成分指令手段は全体を４０で、
励磁電流成分指令手段は全体を１６で示す。Ｃは
平滑用コンデンサである。
励磁電流成分指令手段は全体を１６で示す。Ｃは
平滑用コンデンサである。
さて、励磁電流成分指令手段１６の入出力特性
を前述の(7)式を満足するように第５図のようなパ
ターンとする。第５図において横軸は前述のVdc
縦軸は励磁電流成分指令値im、８１は入出力特
性曲線、８２は誘導電動機２の運転範囲、８３は
定格トルク領域、８４は定格トルクよりも低減し
たトルクで運転を行う低減トルク領域、８５は定
格トルクと低減トルクの切換えとなるインバータ
直流入力電圧で、前述のインバータ定格入力電
圧、８６は励磁電流指令値の定格値を示す。
を前述の(7)式を満足するように第５図のようなパ
ターンとする。第５図において横軸は前述のVdc
縦軸は励磁電流成分指令値im、８１は入出力特
性曲線、８２は誘導電動機２の運転範囲、８３は
定格トルク領域、８４は定格トルクよりも低減し
たトルクで運転を行う低減トルク領域、８５は定
格トルクと低減トルクの切換えとなるインバータ
直流入力電圧で、前述のインバータ定格入力電
圧、８６は励磁電流指令値の定格値を示す。
さて、インバータ直流入力電圧が定格値以上で
定格トルク領域で運転中は、第４図の励磁電流成
分指令値imは定格値となつており、磁束演算器
６５の出力を定格値となつている。一方すべり角
周波数Wsは、磁束の定格値をφn、トルク電流を
It比例定数をK1とすると、次の式で表わされる。
定格トルク領域で運転中は、第４図の励磁電流成
分指令値imは定格値となつており、磁束演算器
６５の出力を定格値となつている。一方すべり角
周波数Wsは、磁束の定格値をφn、トルク電流を
It比例定数をK1とすると、次の式で表わされる。
Ws＝K1（It／φn） ……(8)
この演算はすべり角周波数出力回路１３で成さ
れる。この値Wsと誘導電動機の実速度Wrが加算
され、１次角周波数W1となる。以上の励磁電流
成分指令値im、トルク電流成分指令値it、１次角
周波数W1により、３相の１次電流が指令され、
インバータ４により電力増幅され、誘導電動機の
速度制御が行われることになる。この場合誘導電
動機が発生するトルクτnは、比例定数をK2とす
るとき τn＝K2・φn・It ……(9) となる。
れる。この値Wsと誘導電動機の実速度Wrが加算
され、１次角周波数W1となる。以上の励磁電流
成分指令値im、トルク電流成分指令値it、１次角
周波数W1により、３相の１次電流が指令され、
インバータ４により電力増幅され、誘導電動機の
速度制御が行われることになる。この場合誘導電
動機が発生するトルクτnは、比例定数をK2とす
るとき τn＝K2・φn・It ……(9) となる。
ところで、インバータ直流入力電圧が低下し、
定格入力電圧以下となつた場合には、これに応じ
て第５図の特性により、励磁電流指令値を下げ、
指令値通りの励磁電流を流す。
定格入力電圧以下となつた場合には、これに応じ
て第５図の特性により、励磁電流指令値を下げ、
指令値通りの励磁電流を流す。
Imが変化した場合、磁束φは第１図に示す誘
導電動機等価回路の励磁インダクタンスをlm、
ラプラス演算子をＳとした場合 φ＝Im・lm／｛１＋Ｓ［（lm−l2′）／r2′］｝
……(10) で表わされ、この演算を磁束演算回路６５で行
い、すべり角周波数の演算を前述と同様にφを
φnに置き換えて(8)式で行う。この場合の誘導電
動機発生トルクτはτ＝K2・φ・Itで表わされ、
磁束の定格値φnに対するφの比をK3とすれば、
τ＝K2・K3φnIt＝K3τnとなり、定格入力電圧の
トルクよりも低減したトルクとなるが、トルク電
流指令値に対する発生トルクの線形性は失なわれ
ず、良好な速度応答が得られる。
導電動機等価回路の励磁インダクタンスをlm、
ラプラス演算子をＳとした場合 φ＝Im・lm／｛１＋Ｓ［（lm−l2′）／r2′］｝
……(10) で表わされ、この演算を磁束演算回路６５で行
い、すべり角周波数の演算を前述と同様にφを
φnに置き換えて(8)式で行う。この場合の誘導電
動機発生トルクτはτ＝K2・φ・Itで表わされ、
磁束の定格値φnに対するφの比をK3とすれば、
τ＝K2・K3φnIt＝K3τnとなり、定格入力電圧の
トルクよりも低減したトルクとなるが、トルク電
流指令値に対する発生トルクの線形性は失なわれ
ず、良好な速度応答が得られる。
第６図は本発明の異なる実施例である。この実
施例に於いては励磁電流成分指令値imを与えた
ときのImを入力として(11)式に依りトルク電流の
最大値I′tmaxを演算する回路９１が付加される。
施例に於いては励磁電流成分指令値imを与えた
ときのImを入力として(11)式に依りトルク電流の
最大値I′tmaxを演算する回路９１が付加される。
I′tmax＝√2 1−2 n ……(11)
但しI1はトルク電流成分指令が誤差増幅器１１
から与えられるもので、励磁電流成分指令が第５
図に示した区間８３の値をとつたときの定格１次
電流である。
から与えられるもので、励磁電流成分指令が第５
図に示した区間８３の値をとつたときの定格１次
電流である。
またトルク電流指令値選択回路９３が付加され
る。この選択回路９３は、誤差増幅器１１の出力
が回路９１の出力よりも小さいか等しいときには
誤差増幅回路１１の出力を出力するが、誤差増幅
回路１１の出力が回路９１の出力よりも大きいと
きには回路９１の出力を、そのまま出力するよう
にする。他は第４図に示したものと同じである。
る。この選択回路９３は、誤差増幅器１１の出力
が回路９１の出力よりも小さいか等しいときには
誤差増幅回路１１の出力を出力するが、誤差増幅
回路１１の出力が回路９１の出力よりも大きいと
きには回路９１の出力を、そのまま出力するよう
にする。他は第４図に示したものと同じである。
第７図は回路９１の特性を示し、Imの指令値
に対するI′tmaxの関係を示している。(11)式は半
径１１の円を表す式であり、第７図の曲線はその
円の一部を表したものである。すなわちIt′max
を第７図のように制限することにより一次電流１
１を一定値に制限することができる。この実施例
によれば限られたインバータの出力容量の範囲
で、トルクをより大きく効率よく発生することが
できる効果がある。
に対するI′tmaxの関係を示している。(11)式は半
径１１の円を表す式であり、第７図の曲線はその
円の一部を表したものである。すなわちIt′max
を第７図のように制限することにより一次電流１
１を一定値に制限することができる。この実施例
によれば限られたインバータの出力容量の範囲
で、トルクをより大きく効率よく発生することが
できる効果がある。
本発明は以上の実施例に限定されるものでなく
種々の変更が可能である。
種々の変更が可能である。
例えば上記実施例では電流基準インバータ制御
を用いた場合について説明したが、電圧基準イン
バータ制御を用いた場合にも実施可能である。
を用いた場合について説明したが、電圧基準イン
バータ制御を用いた場合にも実施可能である。
また電圧検出手段は、整流回路の入力側の電圧
を検出するようにすることも可能である。
を検出するようにすることも可能である。
本発明によれば周波数変換手段の入力側電圧の
大きさに応じて励磁電流を指令し、この指令値を
目標値として励磁電流を流すことができるため、
トルク電流を制御することによつて入力電圧が低
下した場合も、良好なトルク制御を実現できる効
果がある。
大きさに応じて励磁電流を指令し、この指令値を
目標値として励磁電流を流すことができるため、
トルク電流を制御することによつて入力電圧が低
下した場合も、良好なトルク制御を実現できる効
果がある。
従つて、バツテリ、電気車用架線など広範囲の
電圧変動のある電源を使用して、誘導電動機をベ
クトル制御する場合に実施して、特に有効であ
る。
電圧変動のある電源を使用して、誘導電動機をベ
クトル制御する場合に実施して、特に有効であ
る。
第１図は誘導電動機の等価回路図、第２図イン
バータの出力電圧波形の一例を示す図、第３図は
誘導電動機の電圧と電流の関係を示すベクトル
図、第４図は本発明装置の実施例を示す回路図、
第５図は入力電圧対励磁電流の関係を示す図、第
６図は本発明の異なる実施例を示す回路図、第７
図は励磁電流対トルク電流の関係を示す図であ
る。 １は電源、２は誘導電動機、４は周波数変換手
段の一例を示すインバータ、１６は励磁電流成分
指令手段、３０は電圧検出手段、４０はトルク電
流成分指令手段、５０は制御手段である。
バータの出力電圧波形の一例を示す図、第３図は
誘導電動機の電圧と電流の関係を示すベクトル
図、第４図は本発明装置の実施例を示す回路図、
第５図は入力電圧対励磁電流の関係を示す図、第
６図は本発明の異なる実施例を示す回路図、第７
図は励磁電流対トルク電流の関係を示す図であ
る。 １は電源、２は誘導電動機、４は周波数変換手
段の一例を示すインバータ、１６は励磁電流成分
指令手段、３０は電圧検出手段、４０はトルク電
流成分指令手段、５０は制御手段である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源と誘導電動機の間に、周波数変換手段を
接続し、該周波数変換手段を介して前記誘導電動
機を付勢するようにしたものにおいて、 前記周波数変換手段の入力電圧の大きさを検出
する電圧検出手段と、 前記検出手段の出力値が予め定められた電圧値
以上では、一定の励磁電流成分指令値を出力し、
該検出手段出力値が前記予め定められた電圧値未
満では、励磁電流成分指令値を減少させて出力す
る励磁電流成分指令手段と、 前記誘導電動機のトルク電流成分指令を定める
トルク電流成分指令手段と、 前記誘導電動機の一次電流を、 前記トルク電流成分指令手段及び前記励磁電流
成分指令手段で指令した前記２つの指令値をベク
トル的に合成した一次電流指令値に一致するよう
に、前記周波数変換手段をして制御する制御手段
と を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 ２ 前記励磁電流成分指令手段は、 前記検出手段の出力値が予め定められた電圧値
以上では、一定の励磁電流成分指令値を出力し、 前記検出手段出力値が前記予め定められた電圧
値未満では、前記励磁電流成分指令値を前記電圧
検出手段の出力値に応じて減少させて出力する ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘
導電導機の制御装置。 ３ 前記励磁電流成分指令手段は、 前記検出手段が出力値が予め定められた電圧値
以上では、一定の励磁電流成分指令値を出力し、 前記検出手段出力値が前記予め定められた電圧
値未満では、前記励磁電流成分指令値を予め定め
た関数に基づいて減少させて出力する ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘
導電動機の制御装置。 ４ 前記制御手段は、 前記励磁電流成分指令値が、予め定められた値
未満のときに、 前記トルク電流成分の最大指令値を、前記予め
定められた値以上のときのトルク電流成分の最大
指令値に対して相対的に大きな指令値として出力
するトルク電流成分最大指令値変更手段 を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１
項、又は第２項、又は第３項記載の誘導電動機の
制御装置。 ５ 前記トルク電流成分最大指令値変更手段は、
前記励磁電流成分指令値が、予め定められた値未
満のときに、 前記誘導電動機の一次電流値が一定になるよう
に、前記一次電流値と前記励磁電流成分指令値に
基づいて前記トルク電流成分の最大指令値を演算
する演算手段と、 前記演算手段と前記トルク電流成分指令手段の
２つの指令値を入力し、前記２つの入力値が異な
るときはいずれか小さい方の値をトルク電流成分
指令値として出力するトルク電流指令値選択手段 を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第４項
記載の誘導電動機の制御装置。 ６ 前記周波数変換手段としてインバータを用い
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項、又は
第２項、又は第３項、又は第４項、又は第５項記
載の誘導電動機の制御装置。 ７ 前記周波数変換手段としてサイクロコンバー
タを用いたことを特徴とする特許請求の範囲第１
項、又は第２項、又は第３項、又は第４項、又は
第５項記載の誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57226889A JPS59122392A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 誘導電動機の制御装置 |
| GB08334386A GB2133234B (en) | 1982-12-27 | 1983-12-23 | Control apparatus for induction motor |
| DE19833346807 DE3346807A1 (de) | 1982-12-27 | 1983-12-23 | Regelvorrichtung fuer asynchronmotoren |
| US06/565,864 US4532464A (en) | 1982-12-27 | 1983-12-27 | Control apparatus for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57226889A JPS59122392A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59122392A JPS59122392A (ja) | 1984-07-14 |
| JPH0344508B2 true JPH0344508B2 (ja) | 1991-07-08 |
Family
ID=16852167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57226889A Granted JPS59122392A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4532464A (ja) |
| JP (1) | JPS59122392A (ja) |
| DE (1) | DE3346807A1 (ja) |
| GB (1) | GB2133234B (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3573694D1 (en) * | 1984-06-11 | 1989-11-16 | Toshiba Kk | Power converter for ac load |
| US4694236A (en) * | 1985-02-26 | 1987-09-15 | Sundstrand Corporation | Control for AC motor drive |
| JPS6240083A (ja) * | 1985-08-14 | 1987-02-21 | Fanuc Ltd | 三相誘導電動機の制御方法 |
| EP0267583B1 (en) * | 1986-11-14 | 1992-11-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Turbine helper drive apparatus |
| FR2614481B1 (fr) * | 1987-02-13 | 1990-08-31 | Pk I | Procede de commande d'un moteur asynchrone et entrainement electrique mettant ce procede en application |
| EP0310050B1 (en) * | 1987-09-29 | 1994-06-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control apparatus for induction machine |
| US4965504A (en) * | 1988-09-20 | 1990-10-23 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for inverter for driving AC motor |
| JPH03139192A (ja) * | 1989-10-23 | 1991-06-13 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機制御装置 |
| DE4413196C2 (de) * | 1994-04-14 | 1998-01-15 | Mannesmann Ag | Verfahren zur Regelung einer umrichtergespeisten Asynchronmaschine im Feldschwächbetrieb |
| US5583412A (en) * | 1995-02-28 | 1996-12-10 | Allen-Bradley Company, Inc. | Apparatus and method for controlling the deceleration of an electric motor |
| GB2310770B (en) * | 1996-02-28 | 1998-02-04 | Hitachi Ltd | Control device for controlling AC motor such as that in elevator with high driving efficiency |
| US5896951A (en) * | 1996-11-07 | 1999-04-27 | Otis Elevator Company | Optimization of magnetizing current in linear induction motors |
| KR20040034908A (ko) * | 2002-10-17 | 2004-04-29 | 엘지전자 주식회사 | 3상 유도전동기의 구동장치 |
| ITPR20020074A1 (it) * | 2002-12-03 | 2004-06-04 | Zapi S P A | Procedimento per misurare la velocita' di un motore ad induzione dallo stato di frequenza nulla. |
| US9231500B2 (en) * | 2013-01-30 | 2016-01-05 | Nidec Motor Corporation | Sensorless motor braking system |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3593103A (en) * | 1969-03-04 | 1971-07-13 | Gen Electric | Inverter system with automatic ridethrough |
| US4047083A (en) * | 1976-03-08 | 1977-09-06 | General Electric Company | Adjustable speed A-C motor drive with smooth transition between operational modes and with reduced harmonic distortion |
| US4259845A (en) * | 1979-02-08 | 1981-04-07 | Borg-Warner Corporation | Logic control system for inverter-driven motor |
| DE2919852A1 (de) * | 1979-05-16 | 1980-12-04 | Siemens Ag | Lastzustandsregelung einer umrichtergespeisten asynchronmaschine |
| US4334182A (en) * | 1979-11-09 | 1982-06-08 | Zero-Max Industries, Incorporated | Motor control system |
| JPS5783194A (en) * | 1980-11-10 | 1982-05-24 | Hitachi Ltd | Ac motor controlling device using pulse width modulation inverter |
-
1982
- 1982-12-27 JP JP57226889A patent/JPS59122392A/ja active Granted
-
1983
- 1983-12-23 DE DE19833346807 patent/DE3346807A1/de active Granted
- 1983-12-23 GB GB08334386A patent/GB2133234B/en not_active Expired
- 1983-12-27 US US06/565,864 patent/US4532464A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2133234B (en) | 1986-07-30 |
| US4532464A (en) | 1985-07-30 |
| DE3346807C2 (ja) | 1987-01-22 |
| DE3346807A1 (de) | 1984-07-12 |
| JPS59122392A (ja) | 1984-07-14 |
| GB2133234A (en) | 1984-07-18 |
| GB8334386D0 (en) | 1984-02-01 |
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