JPH0213555B2 - - Google Patents
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- JPH0213555B2 JPH0213555B2 JP55092731A JP9273180A JPH0213555B2 JP H0213555 B2 JPH0213555 B2 JP H0213555B2 JP 55092731 A JP55092731 A JP 55092731A JP 9273180 A JP9273180 A JP 9273180A JP H0213555 B2 JPH0213555 B2 JP H0213555B2
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- induction motor
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 50
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 14
- 241000555745 Sciuridae Species 0.000 claims description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 23
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/141—Flux estimation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はかご形誘導電動機の制御装置に関す
る。
る。
最近、ベクトル制御と呼ばれる誘導電動機の制
御方式が検討されている。この制御方式は誘導電
動機の励磁電流成分とこれに直交する電流成分の
それぞれを独立に制御するので、速度制御性能を
直流機と同等にすることが可能である。
御方式が検討されている。この制御方式は誘導電
動機の励磁電流成分とこれに直交する電流成分の
それぞれを独立に制御するので、速度制御性能を
直流機と同等にすることが可能である。
第１図はこの制御方式を電流形インバータに適
用した場合の従来例を示す。
用した場合の従来例を示す。
第１図において、１は交流電源、２は交流を直
流に変換する順変換器、３は主回路に流れる直流
電流の脈動を抑制するための直流リアクトル、４
は直流を交流に変換する逆変換器、５はかご形誘
導電動機、６は誘導電動機５の回転速度を検出す
るための速度発電機である。７は誘導電動機５の
回転速度を指令する速度指令器、８は速度指令器
７と速度発電機６の出力信号偏差に応じて動作す
る速度制御回路で、その出力信号は誘導電動機５
のトルク電流成分（励磁電流成分に直交する成
分）を指令する信号となる。９は誘導電動機５の
磁束、すなわち励磁電流成分を指令する励磁電流
指令器、１０は速度制御回路８と励磁電流指令器
９の出力信号から誘導電動機５に供給する１次電
流の大きさを演算する１次電流演算回路、１１は
主回路に流れる直流電流を検出する電流検出器
で、その出力信号は誘導電動機５の１次電流に比
例する。１２は１次電流演算回路１０と電流検出
器１１の出力信号偏差に応じて動作する電流制御
回路、１３は電流制御回路１２の出力信号に応じ
た位相の点弧信号を順変換器２のサイリスタに与
える自動パルス移相器である。１４は誘導電動機
５のすべり周波数を演算するすべり周波数演算回
路、１５はすべり周波数演算回路１４と速度発電
機６の出力信号を加算する加算器で、その出力信
号は誘導電動機５の１次周波数を指令する信号に
なる。１６はその入力電圧に比例した周波数の正
弦波信号を発生する可変周波発振器、１７は速度
制御回路８と励磁電流指令器９の出力信号から誘
導電動機５の１次電流位相を演算する位相演算回
路、１８は可変周波発振器１６の出力信号を基準
にして位相演算回路１７の出力信号に応じた位相
で逆変換器４のサイリスタに点弧信号を与える可
変周波の自動パルス移相器である。
流に変換する順変換器、３は主回路に流れる直流
電流の脈動を抑制するための直流リアクトル、４
は直流を交流に変換する逆変換器、５はかご形誘
導電動機、６は誘導電動機５の回転速度を検出す
るための速度発電機である。７は誘導電動機５の
回転速度を指令する速度指令器、８は速度指令器
７と速度発電機６の出力信号偏差に応じて動作す
る速度制御回路で、その出力信号は誘導電動機５
のトルク電流成分（励磁電流成分に直交する成
分）を指令する信号となる。９は誘導電動機５の
磁束、すなわち励磁電流成分を指令する励磁電流
指令器、１０は速度制御回路８と励磁電流指令器
９の出力信号から誘導電動機５に供給する１次電
流の大きさを演算する１次電流演算回路、１１は
主回路に流れる直流電流を検出する電流検出器
で、その出力信号は誘導電動機５の１次電流に比
例する。１２は１次電流演算回路１０と電流検出
器１１の出力信号偏差に応じて動作する電流制御
回路、１３は電流制御回路１２の出力信号に応じ
た位相の点弧信号を順変換器２のサイリスタに与
える自動パルス移相器である。１４は誘導電動機
５のすべり周波数を演算するすべり周波数演算回
路、１５はすべり周波数演算回路１４と速度発電
機６の出力信号を加算する加算器で、その出力信
号は誘導電動機５の１次周波数を指令する信号に
なる。１６はその入力電圧に比例した周波数の正
弦波信号を発生する可変周波発振器、１７は速度
制御回路８と励磁電流指令器９の出力信号から誘
導電動機５の１次電流位相を演算する位相演算回
路、１８は可変周波発振器１６の出力信号を基準
にして位相演算回路１７の出力信号に応じた位相
で逆変換器４のサイリスタに点弧信号を与える可
変周波の自動パルス移相器である。
次に動作を説明する。
速度制御回路８の出力信号は誘導電動機５のト
ルク電流成分を指令する信号It *である。一方、
励磁電流指令器９からは誘導電動機５の励磁電流
を指令する信号In *が出力される。１次電流演算
回路１０は(1)式の演算を行つて、誘導電動機５の
１次電流を指令する信号I1 *を出力する。
ルク電流成分を指令する信号It *である。一方、
励磁電流指令器９からは誘導電動機５の励磁電流
を指令する信号In *が出力される。１次電流演算
回路１０は(1)式の演算を行つて、誘導電動機５の
１次電流を指令する信号I1 *を出力する。
It *＝√（t *）2＋（n *）2 (1)
このようにして１次電流指令I1 *が発せられる
と、電流制御回路１２の働きによつて順変換器２
の出力電圧が制御され、直流電流すなわち誘導電
動機５の１次電流は１次電流指令I1 *に比例する
ように制御される。
と、電流制御回路１２の働きによつて順変換器２
の出力電圧が制御され、直流電流すなわち誘導電
動機５の１次電流は１次電流指令I1 *に比例する
ように制御される。
一方、誘導電動機５の１次周波数は次のように
して与えられる。すべり周波数演算回路１４は次
の演算によりすべり周波数ωs *の指令する。
して与えられる。すべり周波数演算回路１４は次
の演算によりすべり周波数ωs *の指令する。
ωs *＝AIt * (2)
ここでＡは定数（∝R2）、R2は誘導電動機５の
２次抵抗である。
２次抵抗である。
誘導電動機５の１次周波数ω1 *は電気的な回転
周波数ωrとすべり周波数ωs *の和で与えられる。
周波数ωrとすべり周波数ωs *の和で与えられる。
ω1 *＝ωr＋ωs * (3)
加算器１５は(3)式の演算を行い、１次周波数
ω1 *を指令する。発振器１６は周波数がω1 *で、
互いに120度位相差をもつ三つの正弦波信号を出
力する。その信号の一つをpuとすれば、puは pu＝Ksin（ω1 *ｔ） (4) で表わすことができる。ここで、Ｋは定数、ｔは
時間である。
ω1 *を指令する。発振器１６は周波数がω1 *で、
互いに120度位相差をもつ三つの正弦波信号を出
力する。その信号の一つをpuとすれば、puは pu＝Ksin（ω1 *ｔ） (4) で表わすことができる。ここで、Ｋは定数、ｔは
時間である。
発振器１６の出力信号は誘導電動機５の磁束基
準信号となる。位相演算回路１７は(5)式の演算を
行つて１次電流と励磁電流の位相θ*を求める。
準信号となる。位相演算回路１７は(5)式の演算を
行つて１次電流と励磁電流の位相θ*を求める。
θ*＝tan-1（It *／In *） (5)
可変周波の自動パルス移相器１８は発振器１６
の出力信号を基準とし、位相演算回路１７の出力
に応じた位相で逆変換器４のサイリスタを点弧す
る。この結果、誘導電動機５の１次電流i1はその
基本波に着目すると i1＝I1sin（ω1t＋θ） (6) のように制御される。
の出力信号を基準とし、位相演算回路１７の出力
に応じた位相で逆変換器４のサイリスタを点弧す
る。この結果、誘導電動機５の１次電流i1はその
基本波に着目すると i1＝I1sin（ω1t＋θ） (6) のように制御される。
以上のようにして、誘導電動機５の１次電流の
大きさと周波数を制御すれば、励磁電流成分とト
ルク電流成分を独立に制御できる。そのため、誘
導電動機５の磁束、トルクは設定値どおりに制御
され、誘導電動機５は運転される。
大きさと周波数を制御すれば、励磁電流成分とト
ルク電流成分を独立に制御できる。そのため、誘
導電動機５の磁束、トルクは設定値どおりに制御
され、誘導電動機５は運転される。
ところで、この制御方式には次の問題点があ
る。すなわち、２次抵抗R2の値は負荷状態や周
囲温度等により大幅に変化する。その変化幅は40
〜50％にもなる。すべり周波数ωs *は(2)式のよう
に２次抵抗R2の値にも比例して変わる。そのた
め、R2の変化に応じて(2)式の定数Ａの値を変え、
すべり周波数ωs *を調整する必要がある。しかし
ながら、従来この値は一定値で与えていた。その
結果、R2が設定値からずれた場合にはトルク変
動や電圧変動が生じ、所定トルクや所定電圧が出
ないだけでなく、これを考慮する為に変換器やモ
ータ容量が大きくなるという欠点がある。
る。すなわち、２次抵抗R2の値は負荷状態や周
囲温度等により大幅に変化する。その変化幅は40
〜50％にもなる。すべり周波数ωs *は(2)式のよう
に２次抵抗R2の値にも比例して変わる。そのた
め、R2の変化に応じて(2)式の定数Ａの値を変え、
すべり周波数ωs *を調整する必要がある。しかし
ながら、従来この値は一定値で与えていた。その
結果、R2が設定値からずれた場合にはトルク変
動や電圧変動が生じ、所定トルクや所定電圧が出
ないだけでなく、これを考慮する為に変換器やモ
ータ容量が大きくなるという欠点がある。
本発明は上記欠点に対してなされたもので、そ
の目的とするところは誘導電動機の２次抵抗値が
変化しても、その影響を受けず常に設定された所
定トルクで安定な運転ができる誘導電動機の制御
装置を提供することにある。
の目的とするところは誘導電動機の２次抵抗値が
変化しても、その影響を受けず常に設定された所
定トルクで安定な運転ができる誘導電動機の制御
装置を提供することにある。
本発明の特徴は２次抵抗値が変化すると誘導電
動機の磁束と磁束基準信号である発振器出力信号
の位相差が変化することに着目したもので、磁束
と発振器出力信号の位相差を検出し、この位相差
信号を２次抵抗値の変化分と見なし、この信号か
ら誘導電動機のすべり周波数を制御するようにし
たことにある。
動機の磁束と磁束基準信号である発振器出力信号
の位相差が変化することに着目したもので、磁束
と発振器出力信号の位相差を検出し、この位相差
信号を２次抵抗値の変化分と見なし、この信号か
ら誘導電動機のすべり周波数を制御するようにし
たことにある。
まず本発明の原理を第２図、第３図を参照して
説明する。
説明する。
第２図は簡略化のために１次もれインピーダン
ス、２次もれリアクタンスを無視して描いた誘導
電動機の等価回路を示す。
ス、２次もれリアクタンスを無視して描いた誘導
電動機の等価回路を示す。
第２図において、Lnは励磁インダクタンス、
R2は２次抵抗、Ｓはすべり、I〓1，I〓2，I〓nはそれぞ
れ１次、２次、励磁電流である。このとき、I〓1，
I〓2，I〓nの関係をベクトル図に表わすと第３図のよ
うになる。第１図で示す制御回路によれば、I〓1の
大きさは１次電流演算回路１０の出力信号で定ま
り、位相θは位相演算回路１７の出力信号で定め
られる。いま、実際の２次抵抗値と設定した２次
抵抗値が等しい場合のI〓1のベクトルを0Aとする。
このとき励磁電流成分0A1は発振器１６の出力信
号0Pと同位相である。速度制御回路８の出力信
号が変わらないとして考えると、第１図ではI〓1の
大きさは一定であり、また２次抵抗値変化によら
ずすべり周波数指令ωs *は一定である。実際のR2
が増加した場合、第２図の等価回路からわかるよ
うにωs *、すなわちすべりＳは一定なのでI〓2は減
少し、I〓nは増加してI〓1のベクトルは0Bにある。こ
のとき制御回路内部ではあくまで速度制御回路８
と励磁電流指令器９の出力信号から１次電流の位
相θを定めているので、発振器１６の出力信号と
１次電流I〓1との位相θは一定である。この結果、
励磁電流成分0B1と発振器１６の出力信号0P′の
位相は（は負）となり位相差が出る。
R2は２次抵抗、Ｓはすべり、I〓1，I〓2，I〓nはそれぞ
れ１次、２次、励磁電流である。このとき、I〓1，
I〓2，I〓nの関係をベクトル図に表わすと第３図のよ
うになる。第１図で示す制御回路によれば、I〓1の
大きさは１次電流演算回路１０の出力信号で定ま
り、位相θは位相演算回路１７の出力信号で定め
られる。いま、実際の２次抵抗値と設定した２次
抵抗値が等しい場合のI〓1のベクトルを0Aとする。
このとき励磁電流成分0A1は発振器１６の出力信
号0Pと同位相である。速度制御回路８の出力信
号が変わらないとして考えると、第１図ではI〓1の
大きさは一定であり、また２次抵抗値変化によら
ずすべり周波数指令ωs *は一定である。実際のR2
が増加した場合、第２図の等価回路からわかるよ
うにωs *、すなわちすべりＳは一定なのでI〓2は減
少し、I〓nは増加してI〓1のベクトルは0Bにある。こ
のとき制御回路内部ではあくまで速度制御回路８
と励磁電流指令器９の出力信号から１次電流の位
相θを定めているので、発振器１６の出力信号と
１次電流I〓1との位相θは一定である。この結果、
励磁電流成分0B1と発振器１６の出力信号0P′の
位相は（は負）となり位相差が出る。
一方、R2が設定値より減少すればI〓2は増加、I〓n
は減少してI〓1のベクトルは0Cになる。このときも
制御回路内では発振器１６の出力信号と１次電流
I〓1の位相θは一定である。この結果、励磁電流成
分0C1と発振器１６の出力信号0P″の位相は（
は正）となり位相差が出る。
は減少してI〓1のベクトルは0Cになる。このときも
制御回路内では発振器１６の出力信号と１次電流
I〓1の位相θは一定である。この結果、励磁電流成
分0C1と発振器１６の出力信号0P″の位相は（
は正）となり位相差が出る。
以上のように２次抵抗値が設定値から変化する
と、発振器１６の出力信号と１次電流の励磁電流
成分の位相、すなわち発振器１６の出力信号と誘
導電動機の磁束の位相が変化することになる。し
たがつて、この位相差を検出すれば２次抵抗値の
変化分が求められる。
と、発振器１６の出力信号と１次電流の励磁電流
成分の位相、すなわち発振器１６の出力信号と誘
導電動機の磁束の位相が変化することになる。し
たがつて、この位相差を検出すれば２次抵抗値の
変化分が求められる。
第４図に本発明の一実施例を示す。
第４図において、１〜１３，１５〜１８に示す
部品は第１図と同一物を示すので説明を省略す
る。１９は誘導電動機５の１次電圧を検出する電
圧検出器、２０は電圧検出器１９の出力信号を積
分し磁束を演算検出する磁束演算器、２１は発振
器１６と磁束演算器２０との出力信号位相差を検
出する位相検出回路、２２は位相検出回路２１の
出力信号である位相差を増幅する偏差増幅器でこ
の出力信号は誘導電動機５の２次抵抗の変動分に
比例する信号となる。２３は誘導電動機５の定常
状態における２次抵抗値に比例した信号を設定す
る２次抵抗設定値、２４は偏差増幅器２２と２次
抵抗設定器２３の出力信号の和をとり、実際の２
次抵抗値に比例した信号を出力する加算器、２５
は(2)式の演算を行いすべり周波数ωs *を出力する
掛算器で、すべり周波数演算回路となる。
部品は第１図と同一物を示すので説明を省略す
る。１９は誘導電動機５の１次電圧を検出する電
圧検出器、２０は電圧検出器１９の出力信号を積
分し磁束を演算検出する磁束演算器、２１は発振
器１６と磁束演算器２０との出力信号位相差を検
出する位相検出回路、２２は位相検出回路２１の
出力信号である位相差を増幅する偏差増幅器でこ
の出力信号は誘導電動機５の２次抵抗の変動分に
比例する信号となる。２３は誘導電動機５の定常
状態における２次抵抗値に比例した信号を設定す
る２次抵抗設定値、２４は偏差増幅器２２と２次
抵抗設定器２３の出力信号の和をとり、実際の２
次抵抗値に比例した信号を出力する加算器、２５
は(2)式の演算を行いすべり周波数ωs *を出力する
掛算器で、すべり周波数演算回路となる。
次にその動作を説明する。
磁束演算器２０は電圧検出器１９で検出した誘
導電動機５の１次電圧を積分することによつて磁
束を検出する。なお、この演算を行う場合に誘導
電動機５の１次インピーダンスによる電圧降下が
問題になるときにはこの電圧降下補償を行う。磁
束演算器２０によつて演算検出された３相分の磁
束をu，v，wとすると、それらは次のように
表わすことができる。
導電動機５の１次電圧を積分することによつて磁
束を検出する。なお、この演算を行う場合に誘導
電動機５の１次インピーダンスによる電圧降下が
問題になるときにはこの電圧降下補償を行う。磁
束演算器２０によつて演算検出された３相分の磁
束をu，v，wとすると、それらは次のように
表わすことができる。
u＝Φsin（ω1t） (7)
v＝Φsin（ω1t−２／３π） (8)
w＝Φsin（ω1t−４／３π） (9)
位相検出回路２１は以下のようにして発振器１
６と磁束演算器２０との位相差に比例した信号を
検出する。第５図は位相検出回路２１の一例を示
す。第５図において、１０１〜１０７は演算増幅
器、１０８〜１１０は掛算器、Ｒは抵抗を示す。
またＲについて数値は抵抗の比を示す。第３図を
参考に発振器１６の出力信号pu，pv，pwは pu＝Ksin（ω1t＋） (10) pv＝Ksin（ω1t−２／３π＋） (11) pw＝Ksin（ω1t−４／３π＋） (12) と表わすことができる。演算増幅器１０１〜１０
６は次の演算を行い、信号pu，pv，pwより90度進
み、互いに120度位相差の信号pu′，pv′，pw′を出
力する。
６と磁束演算器２０との位相差に比例した信号を
検出する。第５図は位相検出回路２１の一例を示
す。第５図において、１０１〜１０７は演算増幅
器、１０８〜１１０は掛算器、Ｒは抵抗を示す。
またＲについて数値は抵抗の比を示す。第３図を
参考に発振器１６の出力信号pu，pv，pwは pu＝Ksin（ω1t＋） (10) pv＝Ksin（ω1t−２／３π＋） (11) pw＝Ksin（ω1t−４／３π＋） (12) と表わすことができる。演算増幅器１０１〜１０
６は次の演算を行い、信号pu，pv，pwより90度進
み、互いに120度位相差の信号pu′，pv′，pw′を出
力する。
この結果、演算増幅器１０７からは次の信号Ｘ
が出力される。
が出力される。
Ｘ＝−（pu′u＋pv′v＋pw′w）
＝３／２KΦsin≒ (16)
信号Ｘは位相に比例した信号となる。第３図
のベクトル図で説明したとおり、２次抵抗値が設
定値より大きくなつたとき信号Ｘは負、設定値よ
り小さくなつたとき信号Ｘは正となる。この信号
Ｘを位相検出回路２１の出力とする。
のベクトル図で説明したとおり、２次抵抗値が設
定値より大きくなつたとき信号Ｘは負、設定値よ
り小さくなつたとき信号Ｘは正となる。この信号
Ｘを位相検出回路２１の出力とする。
位相検出回路２１の出力信号は偏差増幅器２２
に入力される。偏差増幅器２２の具体的構成例を
第６図に示す。第６図において、１１１は演算増
幅器、Ｒは抵抗、Ｃはコンデンサである。位相検
出回路２１で検出した位相差に比例した信号を積
分動作をするように構成した演算増幅器１１１に
入力すると、演算増幅器からは２次抵抗値の設定
値からの変化分に比例した信号ΔRが得られる。
偏差増幅器２２は２次抵抗変化値を求める抵抗変
化演算回路を構成する。こうして偏差増幅器２２
から２次抵抗値の設定値からの変化分に比例した
信号が出力されると、加算器２４において２次抵
抗設定器２３の出力信号の和をとれば、誘導電動
機５の実際の２次抵抗値に比例した信号が出力さ
れる。２次抵抗設定器２３と加算器２４とで２次
抵抗演算回路を構成する。
に入力される。偏差増幅器２２の具体的構成例を
第６図に示す。第６図において、１１１は演算増
幅器、Ｒは抵抗、Ｃはコンデンサである。位相検
出回路２１で検出した位相差に比例した信号を積
分動作をするように構成した演算増幅器１１１に
入力すると、演算増幅器からは２次抵抗値の設定
値からの変化分に比例した信号ΔRが得られる。
偏差増幅器２２は２次抵抗変化値を求める抵抗変
化演算回路を構成する。こうして偏差増幅器２２
から２次抵抗値の設定値からの変化分に比例した
信号が出力されると、加算器２４において２次抵
抗設定器２３の出力信号の和をとれば、誘導電動
機５の実際の２次抵抗値に比例した信号が出力さ
れる。２次抵抗設定器２３と加算器２４とで２次
抵抗演算回路を構成する。
以上のようにして実際の２次抵抗値を演算検出
し、すべり周波数を演算すれば２次抵抗値の変化
によらず常に所定のトルクで運転ができる。
し、すべり周波数を演算すれば２次抵抗値の変化
によらず常に所定のトルクで運転ができる。
第７図は本発明の他の実施例を示す。
第７図において第４図と同一記号のものは相当
物を示しているので説明を省略する。２６は発振
器１６と電圧検出器１９の出力信号から誘導電動
機５の磁束と発振器１６の出力信号の位相差を検
出する位相検出器である。この実施例は磁束を演
算検出せず１次電圧と発振器の出力信号から、磁
束と発振器の出力信号の位相差を演算検出する点
に特徴がある。この場合、磁束演算器が不要とな
るので回路構成が簡単になる。位相検出器２６は
次の演算を行つて磁束と発振器１６の出力信号の
位相差に比例する信号Ｘを出力する。電圧検出器
１９で検出した誘導電動機５の１次電圧をeu，
ev，ewとすると、それらは第３図のベクトル図を
参照し、電圧は励磁電流より90度進むことを考慮
して eu＝Esin（ω1t＋π／２） (17) ev＝Esin（ω1t−π／６） (18) eu＝Esin（ω1t−５／６π） (19) と表わすことができる。発振器１６の出力信号
pu，pv，pwは(10)〜(12)式で与えられる。位相検出
器２６は次の演算をする。
物を示しているので説明を省略する。２６は発振
器１６と電圧検出器１９の出力信号から誘導電動
機５の磁束と発振器１６の出力信号の位相差を検
出する位相検出器である。この実施例は磁束を演
算検出せず１次電圧と発振器の出力信号から、磁
束と発振器の出力信号の位相差を演算検出する点
に特徴がある。この場合、磁束演算器が不要とな
るので回路構成が簡単になる。位相検出器２６は
次の演算を行つて磁束と発振器１６の出力信号の
位相差に比例する信号Ｘを出力する。電圧検出器
１９で検出した誘導電動機５の１次電圧をeu，
ev，ewとすると、それらは第３図のベクトル図を
参照し、電圧は励磁電流より90度進むことを考慮
して eu＝Esin（ω1t＋π／２） (17) ev＝Esin（ω1t−π／６） (18) eu＝Esin（ω1t−５／６π） (19) と表わすことができる。発振器１６の出力信号
pu，pv，pwは(10)〜(12)式で与えられる。位相検出
器２６は次の演算をする。
Ｘ＝eupu＋evpv＋ewpw
＝３／２EKsin≒ (20)
この場合もこの信号Ｘを位相差に比例する信
号として位相検出器２６の出力信号とすることが
できる。こうして第４図で述べた例と同様にして
誘導電動機５の実際の２次抵抗値に比例する値を
演算し、すべり周波数を制御する。
号として位相検出器２６の出力信号とすることが
できる。こうして第４図で述べた例と同様にして
誘導電動機５の実際の２次抵抗値に比例する値を
演算し、すべり周波数を制御する。
これらの例において、電圧検出器１９に変圧器
を使う場合、誘導電動機５の回転速度が低いとき
に変圧器が飽和することがある。このときには１
次電圧が正しく検出されないので、位相検出器２
１あるいは２６においても正しい演算が行われな
くなる。これを防ぐため偏差増幅器２２の入力側
にスイツチを設け、低速時にこのスイツチをオフ
とし偏差増幅器２２に信号が入力されないように
してもよい。偏差増幅器２２を第６図のように積
分器構成としておけばこれまで演算してきた２次
抵抗値の変化分に比例する信号ΔRの値は保持で
きる。
を使う場合、誘導電動機５の回転速度が低いとき
に変圧器が飽和することがある。このときには１
次電圧が正しく検出されないので、位相検出器２
１あるいは２６においても正しい演算が行われな
くなる。これを防ぐため偏差増幅器２２の入力側
にスイツチを設け、低速時にこのスイツチをオフ
とし偏差増幅器２２に信号が入力されないように
してもよい。偏差増幅器２２を第６図のように積
分器構成としておけばこれまで演算してきた２次
抵抗値の変化分に比例する信号ΔRの値は保持で
きる。
なお、これまでは誘導電動機の励磁電流成分一
定の場合について述べたが、これを可変にする場
合も本発明は適用できる。また、周波数変換器は
電流形インバータとして説明したが、他の周波数
変換器たとえばサイクロコンバータを用いたもの
にも本発明が適用できるのはいうまでもない。
定の場合について述べたが、これを可変にする場
合も本発明は適用できる。また、周波数変換器は
電流形インバータとして説明したが、他の周波数
変換器たとえばサイクロコンバータを用いたもの
にも本発明が適用できるのはいうまでもない。
以上説明したように本発明によれば、誘導電動
機の磁束と磁束基準信号を与える発振器の出力信
号との位相差から２次抵抗値を演算し、すべり周
波数を変えるので、２次抵抗変化によらず、常に
所定トルクでの運転が行える。
機の磁束と磁束基準信号を与える発振器の出力信
号との位相差から２次抵抗値を演算し、すべり周
波数を変えるので、２次抵抗変化によらず、常に
所定トルクでの運転が行える。
第１図は従来例を示す図、第２図、第３図は本
発明の原理を説明する図、第４図は本発明の一実
施例を示す図、第５図、第６図は第４図の部品の
詳細説明図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図である。 １……交流電源、２……順変換器、３……直流
リアクトル、４……逆変換器、５……誘導電動
機、６……速度発電機、７……速度指令器、８…
…速度制御回路、９……励磁電流指令器、１０…
…１次電流演算回路、１１……電流検出器、１２
……電流制御回路、１３……自動パルス移相器、
１４……すべり周波数演算回路、１５……加算
器、１６……発振器、１７……位相演算回路、１
８……自動パルス移相器、１９……電圧検出器、
２０……磁束演算器、２１……位相検出回路、２
２……偏差増幅器、２３……２次抵抗設定器、２
４……加算器、２５……掛算器。
発明の原理を説明する図、第４図は本発明の一実
施例を示す図、第５図、第６図は第４図の部品の
詳細説明図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図である。 １……交流電源、２……順変換器、３……直流
リアクトル、４……逆変換器、５……誘導電動
機、６……速度発電機、７……速度指令器、８…
…速度制御回路、９……励磁電流指令器、１０…
…１次電流演算回路、１１……電流検出器、１２
……電流制御回路、１３……自動パルス移相器、
１４……すべり周波数演算回路、１５……加算
器、１６……発振器、１７……位相演算回路、１
８……自動パルス移相器、１９……電圧検出器、
２０……磁束演算器、２１……位相検出回路、２
２……偏差増幅器、２３……２次抵抗設定器、２
４……加算器、２５……掛算器。
Claims (1)
- １ 可変周波・可変電圧の交流を出力する電力変
換器と、該電力変換器によつて駆動されるかご型
誘導電動機と、該誘導電動機の速度を検出する速
度検出手段と、前記誘導電動機のトルク電流指令
と励磁電流指令を発生する電流指令手段と、前記
両電流指令のうち少なくともトルク電流指令に基
づきすべり周波数を演算するすべり周波数演算手
段と、前記演算により求めたすべり周波数と前記
速度検出手段から得られる速度検出信号の和の周
波数で発振する発振器とを具備し、前記演算によ
り求めたすべり周波数と速度検出信号の和を周波
数指令とし、前記誘導電動機の１次電流の大き
さ、位相および周波数を制御してトルク電流と励
磁電流を独立に制御するようにした誘導電動機の
制御装置において、前記誘導電動機の磁束を検出
する磁束検出手段と、該磁束検出手段で検出した
磁束検出値と前記励磁電流の位相基準となる前記
発振器の出力信号との位相差を検出する位相検出
手段と、該位相検出手段で検出した位相差によつ
て前記誘導電動機の２次抵抗変化値を求める抵抗
変化演算手段と、２次抵抗設定値に前記２次抵抗
変化値を加算あるいは減算して２次抵抗値を求め
る２次抵抗演算手段とを設け、前記すべり周波数
演算手段はすべり周波数を前記２次抵抗値に応じ
て修正して求めるようにしたことを特徴とする誘
導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9273180A JPS5720189A (en) | 1980-07-09 | 1980-07-09 | Controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9273180A JPS5720189A (en) | 1980-07-09 | 1980-07-09 | Controller for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5720189A JPS5720189A (en) | 1982-02-02 |
| JPH0213555B2 true JPH0213555B2 (ja) | 1990-04-04 |
Family
ID=14062555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9273180A Granted JPS5720189A (en) | 1980-07-09 | 1980-07-09 | Controller for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5720189A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58144589A (ja) * | 1982-02-22 | 1983-08-27 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
| JPH072039B2 (ja) * | 1982-04-02 | 1995-01-11 | 三菱電機株式会社 | 滑り角周波数補正方法 |
| JPH01206894A (ja) * | 1988-02-12 | 1989-08-21 | Toshiba Corp | 交流可変速電動機制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54147416A (en) * | 1978-05-11 | 1979-11-17 | Toshiba Corp | Controller for induction motor |
-
1980
- 1980-07-09 JP JP9273180A patent/JPS5720189A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54147416A (en) * | 1978-05-11 | 1979-11-17 | Toshiba Corp | Controller for induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5720189A (en) | 1982-02-02 |
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