JPS6332032B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電流形インバータへの入力直流電流
を制御する電流制御装置に関し、特に電流形イン
バータの負荷としてベクトル制御される誘導電動
機装置等が接続された場合のように、負荷力率が
急変するものに対しても安定な電流制御を実現す
ることのできる電流制御装置に関する。

交流電動機を駆動するための周波数変換装置に
は種々のものがあるが、なかでも電流形インバー
タは構成が簡単で安価であることに加えて制御が
容易であることから、多くの分野に使われてい
る。

第１図は、電流形インバータで交流電動機を駆
動する場合の一般的回路構成を示すブロツク図で
あり、１は３相交流電源、２はコンバータ、３は
コンバータ２の直流出力を平滑化するための直流
リアクトル、４は直流電力を所望の周波数に変換
するためのインバータ、５はインバータ４の出力
により駆動される交流電動機である。

６は例えば位相指令θ₁ ^*に基づきインバータ４
の出力電流基本波位相θ₁がその指令値と等しくな
るようにインバータ４のサイリスタの転流タイミ
ングを決定する転流制御回路、７は直流中間回路
に流れる直流電流I₀を検出する電流検出器であ
る。８は電流制御回路で、電流検出器７で検出さ
れた直流電流I₀をその指令値I₀ ^*と比較し、両者
が等しくなるようにコンバータ２の出力直流電圧
の指令値e₀ ^*を出力する。９は電流制御回路８の
出力e₀ ^*とコンバータ２の出力電圧平均値が比例
するようにコンバータ２のサイリスタの点弧位相
を制御する電圧制御回路である。

以上の構成において、負荷の交流電動機５とし
て同期電動機を用い、直結された位置検出器の信
号に基づいて、インバータ４の転流制御を行うも
のは、無整流子電動機として良く知られている。
また、交流電動機５として誘導電動機を用いるも
のも良く知られた装置である。

通常、負荷の交流電動機５が同期電動機である
場合には、電動機力率がほぼ一定となるように運
転されるが、誘導電動機の一次周波数制御を行う
場合には電動機力率が大きく変化する。そのため
に誘導電動機を負荷として駆動するインバータ４
は負荷の誘起電圧によるサイリスタの転流ができ
ず、強制的に転流させるための転流回路を持つて
いる。いずれにしても、従来はインバータ４の負
荷力率が急変するような運転をしておらず、イン
バータ４の転流制御とコンバータ２の位相制御に
よる電流制御とは、主回路現象としてそれぞれ独
立に制御することができた。

しかし、最近では特に誘導電動機の場合におい
て、安定で即応性の優れた駆動装置に実現するた
めに、電動機力率を急変させる運転が行われるよ
うになつてきた。すなわち、誘導電動機における
１次電流はほぼ直交関係にある励磁電流と２次電
流との合成値であり、誘導電動機の出力トルクを
支配する２次電流を安定に、そして急速に変化さ
せるためには、１次電流の振幅と同時に位相も急
速に変化させる必要がある。従つて、電動機力率
を急激に変化するような制御が必要となるわけで
ある。

このことを第２図に示す誘導電動機のベクトル
図によつて詳しく説明する。第２図は誘導電動機
の２次巻線と鎖交する２次磁束Φ₂を基準として
１次電流i₁および２次電流i₂の関係を示したベク
トル図で、２次磁束の方向をｄ軸とした直交する
ｄ−ｑ座標系で表わしたものである。Ｍ，L₂お
よびT₂は誘導電動機定数であり、Ｍは１次と２
次巻線との相互インダクタンス、L₂は２次巻線
の自己インダクタンス、T₂は２次巻線時定数で
ある。また、ω_sは２次磁束と回転子とのすべり
角速度であり、Ｐは時間微分を表わす演算子であ
る。

電動機の出力トルクＴは磁束の大きさと、その
磁束が鎖交している巻線に流れる電流の直交成分
との積で表わされるから、第２図の関係から１次
電流i₁のｑ軸成分i_1qを用いて(1)式で表わすことが
できる。

Ｔ＝Φ₂i_1q ……(1) また、２次磁束振幅Φ₂は１次電流i₁のｄ軸電流
i_1dにより、(2)式で表わされる。

Φ₂＝Ｍ／１＋T₂・ｐ・i_1d ……(2) (1)および(2)式は、誘導電動機の特性を、１次電
流成分i_1d、i_1qによつて支配できることを意味す
るもので、ｑ軸電流i_1qの制御によつて、出力ト
ルクＴを変化させることができ、ｄ軸電流i_1dに
よつて２次磁束の制御ができることが分かる。

第３図は、このことに着目し、誘導電動機で直
流機と同等の制御性能が得られるベクトル制御の
一構成例を示すブロツク図である。第３図はトル
ク指令T^*と磁束指令Φ₂ ^*とが与えられて磁束制御
をする場合の公知の構成例であり、簡単にその動
作を説明する。なお第１図と同一または共通の部
分は同一符号で示し、説明を省略する。１０はイ
ンバータ４の出力電流で駆動される負荷の誘導電
動機であり、１１はその誘導電動機１０の回転速
度ω_rを検出する速度検出器である。

１２は磁束制御回路で、与えられた指令値Φ₂ ^*
と２次磁束振幅の帰還信号Φ₂とを比較し、両者
が等しくなるように比較結果に応じて、ｄ軸電流
の指令値i_1d ^*を出力する。１３は磁束演算回路で
ｄ軸電流の指令値i_1d ^*と実際値i_1dとが等しいもの
として、(2)式によつてｄ軸電流指令値i_1d ^*から２
次磁束振幅Φ₂を演算する。

この磁束演算回路１３で演算された磁束振幅信
号Φ₂は、磁束制御回路１２へ帰還されると同時
に割算器１４にも与えられる。割算器１４では(1)
式に基いて、誘導電動機１０が指令されたトルク
T^*を出力するのに必要なｑ軸電流の指令値i_1q ^*を
算出する。この結果、磁束制御回路１２および割
算器１４の出力としてそれぞれｄ−ｑ軸電流の指
令値i_1d ^*およびi_1q ^*が得られる。

１５は振幅演算回路で、直交成分であるｄ−ｑ
軸電流指令値i_1d ^*，i_1q ^*から次の(3)式によつて誘
導電動機１０に供給すべき１次電流の振幅指令
I₁ ^*を演算する。

I₁ ^*＝√（^* _1d）²＋（^* _1q）² ……(3) 振幅演算回路１５で演算された１次電流振幅指
令I₁ ^*係数器１６で、誘導電動機１０の１次電流
基本波成分I₁がその指令値I₁ ^*を等しくなるよう
な直流電流I₁を得るための指令値I₀ ^*に変換され
る。この直流電流指令値I₀ ^*に基づき、コンバー
タ２の位相制御による電流制御が行われることは
第１図の場合と同じである。

他方インバータ４の転流は、１次電流基本波の
ｄ−ｑ軸成分i_1d，i_1qがその指令値i^* _1d，i^* _1qと等
しくなるための１次電流位相指令θ₁ ^*に基づいて
行われる。１７は位相差演算回路で、第２図から
明らかなように(4)式により１次電流と２次磁束と
の相対位相角の指令値θ₀ ^*を演算するものである。

θ₀ ^*＝tan^-1i^* _1q／i^* _1d ……(4) また、１８はすべり回路で、所定のベクトル関
係を維持するために必要なすべり角速度ω_sを演
算する。すべり角速度ω_sは第２図のベクトル図
の関係から、(5)式の演算で求められる。

ω_s＝Mi^* _1q／T₂Φ₂ ……(5) すべり演算回路１８で演算されたすべり角速度
ω_sは加算器１９で速度検出器１１により検出さ
れた回転速度ω_rと加算される。加算器１９の出
力ω_r＋ω_sは、２次磁束の回転速度であり、それ
は積分回路２０で積分され、２次磁束の回転位相
角に変換される。積分回路２０の出力として得ら
れる２次磁束の瞬時位相角に位相差演算回路１７
で演算された相対位相角θ₀ ^*が加算器２１で加算
され、転流制御回路６に１次電流の瞬時位相角指
令θ₁ ^*として与えられる。

先にも述べたように、転流制御回路６は１次電
流の基本波位相θ₁がその指令値θ₁ ^*に等しくなる
ようにインバータ４の転流を制御するので、コン
バータ２の電流制御と合わせて誘導電動機１０に
は所望の基本波成分を持つ１次電流が供給され
る。

このようにして、直流機と同じように磁束制御
およびトルク制御が可能であり、トルク制御ルー
プの外側に速度制御ループを付加することによ
り、安定で速応性の優れた速度制御装置が実現さ
れる。ただし、そのためにはｑ軸電流指令i^* _1qの
急峻な変化に伴い(4)式で与えられるように相対位
相角θ₀も急速に変化させなければならない。この
相対位相角θ₀を変化させることは誘導電動機の力
率を変化させることを意味する。

今、簡単のために誘導電動機１０の１次抵抗お
よびもれインダクタンスを無視すれば、第２図の
ベクトル図において、１次電流ベクトルi₁とｑ軸
となす角度が力率角となる。従つて誘導電動機１
０の力率P_fは(6)式で表わすことができる。

Pf＝cos（π／２−θ₀）＝sinθ₀ ……(6) すなわち、誘導電動機１０の出力トルクＴを急
速に変化させるためには、誘導電動機の力率も急
速に変化させる必要があることを意味するもので
ある。

このように、インバータ４の負荷である誘導電
動機１０の力率が急変させるような制御をする
と、従来の制御のようにインバータ４の転流制御
とコンバータ２の位相制御による電流制御とをそ
れぞれ独立して行うことはできなくなる。なぜな
らば、誘導電動機１０の力率が急変するとインバ
ータ４の直流側電圧e_Iも急変し、このことがコン
バータ２側の電流制御に対して外乱として作用す
るからである。

このことを第４図によつて、更に詳しく説明す
る。第４図は第３図あるいは第１図における電流
制御系の伝達特性を表わすブロツク図であり、第
３図あるいは第１図の同一符号で示されるものの
伝達特性をそれぞれブロツク化したものである。
電流制御回路８は、通常指令値I₀ ^*と検出された
帰還値I₀との偏差を求める比較器と、その偏差を
適当な伝達関数G_Iで増幅する増幅器とで表わさ
れる。増幅器の伝達関数は、一般に比例＋積分特
性を持つように設定される。

電流制御回路８の出力e₀ ^*をコンバータ２の出
力電圧e₀の指令として、電圧制御回路９がコンバ
ータ２の点弧位相制御を行うが、このとき一般に
指令値e₀ ^*と出力電圧e₀とが線形になるように点
弧位相を決定するので、コンバータ２の点弧時期
の遅れを無視すれば電圧制御回路９とコンバータ
２との合成伝達特性は、単なる比例要素として表
わせる。

コンバータ２の出力電圧e₀とインバータ４の直
流側電圧e_Iとの差電圧が直流リアクトル３に加わ
るので、直流リアクトル３のインダクタンスを
L₀とすれば、直流電流I₀は、その差電圧e₀−e_Iを
L₀で割つて積分したものになる。以上のことか
ら電流制御系の伝達特性が第４図のブロツク図で
表わされることが理解される。

第４図において、インバータ４の直流側電圧e_I
が殆んど変化しなければ、電流制御回路８の伝達
特性によつて問題なく電流制御が行われるが、直
流側電圧e_Iが急変すると電流制御系に対して外乱
として作用することは明らかである。

インバータ４で駆動される誘導電動機１０の端
子電圧をV₁としたとき、インバータ４の入力電
力がほぼ等しいから、インバータ４の直流側電圧
e_Iは(7)式で表わされる。ここでK_Iは、インバータ
４の入出力電力を等しいと置くための定数であ
る。

e_I＝K_I・Ｖ・P_f・sinθ_O ……(7) 通常交流電動機の端子電圧V₁は急変しないか
ら、電流制御系に対して外乱として作用するほど
のインバータ４の直流側電圧e_Iの変化は、電動機
の運転力率P_fの変化によるものであることが(7)式
から分かる。また、運転周波数が高くなつて、端
子電圧が高くなるほどインバータ４の直流側電圧
e_Iの変化率は大きくなり、電流制御系への外乱作
用が大きくなることも分かる。

このようなインバータ４の直流側電圧e_Iの電流
制御系への外乱作用により、直流電流I₀は、その
指令値I₀ ^*に追従することができなくなる。実際
値I₀がその指令値I₀ ^*に追従しないことは、制御
方式の如何に関わらず、制御装置の性能を低下さ
せるという大きな問題を招くことは言うまでもな
い。第３図で示した誘導電動機のベクトル制御に
おいても、直流電流I₀が指令値I₀ ^*に追従しない
と、誘導電動機１０に供給される１次電流のｄ−
ｑ軸成分i_1d，i_1qはその指令値i^* _1d，i^* _1qと異つた
ものとなり、直流機と同等の制御性能を得ようと
するベクトル制御の目的を達成することができな
くなる。

本発明は、以上説明した電流制御系における外
乱作用を抑制するためになされたものであつて、
インバータの直流側電圧が急変する場合において
も、直流電流がその指令値に対して安定かつ速や
かに追従するような電流制御装置を提供すること
を目的とする。

本発明の基本的な原理は、インバータ４の直流
側電圧e_Iの変化を検出、もしくは予測し、その変
化分を電流制御回路の出力に重畳したものを電圧
制御回路への指令値として与えることによつて、
インバータ４の直流側電圧e_Iによる電流制御系へ
の外乱作用を打ち消そうとするものである。

以下本発明について、図示する実施例に基づい
て説明する。第５図は本発明の実施例を示す回路
構成図で、第１図と同一部分は同一符号で示し説
明を省略する。この図において、２２はインバー
タ４の直流側電圧e_Iを検出する電圧検出器で、そ
の入出力回路は絶縁してある。２３は電圧検出器
２２の出力についてインバータ４の転流周期毎の
平均値を求める平均値回路、２４は加算器であ
る。すなわちインバータ４の直流側電圧e_Iが電圧
検出器２２で検出され、平均値回路２３で平均化
される。

これは、インバータ４の直流側電圧e_Iにはイン
バータ４の転流周期と同期したリツプル成分が含
まれ、このリツプル成分により制御が難しくな
る。これを防ぐために、平均値回路２３は検出値
e_Iからリツプル成分を除去するために転流周期毎
の平均値を求めるものである。この平均値回路２
３は、単なるフイルタでも良いが、この場合は検
出しようとする直流側電圧e_Iの平均値変化も遅れ
てしまう欠点がある。

平均値回路２３の第２の構成例としては、転流
周期間における直流側電圧e_Iを積分し、その積分
値を転流同期で割つて数学的に平均値を求めるも
のがある。これはリセツト機能を持つ積分器と割
算器等で構成することができる。しかし、この方
法でもインバータ４の転流周期に相当する検出遅
れは生じる。

第３図の構成例としては、サンプルホールダに
よる構成で、インバータ４の転流直前における直
流側電圧e_Iの検出値をサンプルし、ホールドする
ものである。この場合、得られる平均値出力は、
実際値と異つたものになるが、その変化は遅れな
く正確に捉えることができ、実際値と異なる平均
値であることは、本発明の目的達成の上で何の妨
げにもならない。

このように、種々の平均値回路２３が考えら
れ、その検出遅れが生じない上記第３の構成のよ
うなものが好ましいことは言うまでもないが、平
均値の検出遅れを生じる第１あるいは第２の構成
例の場合でも、その遅れの量が電流制御の速さに
比べて小さければ問題はない。この平均値回路２
３の出力が加算器２４で電流制御回路８の出力と
加算され、コンバータ２の出力電圧指令値e₀ ^*と
して電圧制御回路９に与えられる。

次にこの実施例の動作を、第４図と同様に電流
制御系の伝達特性を表わす第６図のブロツク図で
説明する。この図において、各電圧のリツプル成
分は直流リアクトルに吸収されて電流制御特性に
影響を与えるものではないから、リツプ成分の考
慮はしていない。電圧検出器２２および平均値回
路２３での検出遅れを無視すれば、第６図のよう
にインバータ４の直流側電圧e_Iは比例要素を介し
て加算器２４に与えられる。

ここで、電圧検出器２２および平均値回路２３
の合成伝達特性を、第６図に示すように、電圧制
御回路９およびコンバータ２の伝達特性を合成し
た比例ゲインK_eの逆数１／K_eにすれば、インバ
ータ４の直流側電圧e_Iによる電流制御系への外乱
作用は抑止されることが明らかである。

すなわち、インバータ４の直流側電圧e_Iの変化
はコンバータ２の出力電圧e₀によつて補償され、
インバータ４の直流側電圧e_Iがない場合と同じよ
うに、直流電流I₀はその指令値I₀ ^*に追従するよ
うに制御される。

このように本発明によれば、インバータ４の負
荷力率が急変する場合でも、直流電流の制御は安
定かつ速やかに行われる。本発明を実施するため
にはインバータ４の直流側電圧e_Iの変化を捉えな
ければならないが、その変化を捉えるために必ず
しも第５図の実施例のように直接インバータ４の
直流側電圧e_Iを検出する必要はない。

例えば、制御方式によつては負荷の力率が制御
回路内の信号から演算できるものも多く、この場
合は負荷の端子電圧の振幅のみを検出して演算さ
れた力率と乗算することによつてインバータ４の
直流側電圧を得ることができる。

また、インバータ４のサイリスタのゲート信号
から負荷の各相に電流が供給されている通電期間
を知ることができるので、検出された負荷の各相
電圧瞬時値を通電期間を表わす信号で波形成形し
てもインバータ４の直流側電圧を得ることができ
る。

更には、制御回路内の信号だけからインバータ
４の直流側電圧を予測できる場合もあり、第７図
はそのような実施例を示すものである。第７図は
誘導電動機１０のベクトル制御に対して、制御回
路だけの信号を用いて本発明を実施する場合の構
成例で、第３図と同一部分には、同一符号を付し
て説明を省略する。

従来の構成例である第３図と比較して、第７図
に示す本発明の実施例では電圧制御回路９に与え
るコンバータ２の出力電圧指令e₀ ^*にインバータ
４の直流側電圧e_Iの変化分を重畳するための加算
器２４と、その変化分を演算するための乗算器２
５および割算器２６とが追加されただけである。

乗算器２５にはトルク指令T^*および速度検出
器１１で検出された回転速度ω_rが与えられ、乗
算される。乗算器２５の乗算結果P₀は、割算器
２６で、直流電流の指令値I₀ ^*で割られる。割算
器２６の出力を電流制御回路８の出力と加算器２
４で加算し、その加算結果をコンバータ２の出力
電圧指令e₀ ^*として電圧制御回路９に与えている。

乗算器２５の出力P₀はトルク指令T^*と回転速
度ω_rとを乗算したものであるから、誘導電動機
１０の機械的出力に相当する信号である。従つ
て、誘導電動機１０内の損失を無視すれば、乗算
器２５の出力P₀はインバータ４の出力電力と考
えることができる。インバータ４の入出力電力が
ほぼ等しいことを考慮すれば、乗算器２５の出力
P₀を直流電流指令値I₀ ^*で割つた信号がインバー
タ４の直流側電圧e_Iに相当するものであることが
分かる。

インバータ４の直流側電圧e_Iに相当する信号で
ある割算器２６の出力を電流制御回路８の出力と
加算したものを電圧制御回路９に与えることによ
つて、第５図の実施例で説明したのと同様にイン
バータ４の直流側電圧e_Iによる電流制御系への外
乱作用は抑止される。

この結果、指令値I₀ ^*によく追従した直流電流
I₀が流れ、誘導電動機１０には指令値にほぼ等し
いｄ−ｑ軸成分i_1d，i_1qを持つ１次電流が供給さ
れ、直流機と同等の制御性能を持つ誘導電動機０
のベクトル制御が実現される。

第７図において、割算器２６に与える直流電流
信号として指令値I₀を用いているが、この代りに
電流検出器７で検出された検出値I₀を用いても良
いことは明らかである。ただし、検出値I₀にはリ
ツプル成分が含まれるので、リツプル成分を取り
除くような対策をして用いる方が良い。

また、第７図の実施例ではトルク指令T^*と回
転速度ω_rと直流電流指令値I₀ ^*とからインバータ
４の直流側電圧e_Iを演算しているが、制御回路内
の他の信号を用いて演算することもできる。例え
ば、i_1d／I₁は誘導電動機１０の力率にほぼ等しい
からそれぞれの指令値I₁ ^*およびi^* _1qによつて力率
を予測し、端子電圧V₁に相当する信号と乗算す
れば(7)式に示したようにインバータ４の直流側電
圧に比例した信号を得ることができる。端子電圧
の大きさV₁は２次磁束振幅Φ₂と回転速度ω_rとを
乗算することによつて近似的に求めることができ
る。

このように制御回路内の信号だけからインバー
タ４の直流側電圧を演算すると、特に検出装置を
必要としない利点がある。

以上説明した実施例において電流制御回路８の
出力と加算する、インバータ４の直流側電圧e_Iに
相当する信号は正確なものである必要はない。な
ぜならば、本発明を実施しない場合であつても、
インバータ４の直流側電圧e_Iの変化が遅い場合あ
るいは変化が少ない場合は電流制御回路８の動作
によつて充分電流制御できるのであるから、イン
バータ４の直流側電圧e_Iが大きく急変したときに
等価的にその変化が小さくそして遅くなるように
すれば良い。

すなわち、電流制御回路８の出力と加算するイ
ンバータ４の直流側電圧e_Iに相当する信号の絶対
値あるいは変化率に誤差があつても、その誤差が
小さければ電流制御回路８の動作によつて直流電
流I₀はその指令値I₀ ^*に速かに追従して制御され
る。

また、インバータ４の直流側電圧e_Iの信号の加
算点は、電流制御回路８の出力側でなくても良
い。第８図に示すように、電流制御回路８の伝達
特性を考慮した伝達要素２７を介して、電流制御
回路８の入力側で加算することもできる。すなわ
ち、伝達要素２７が電流制御回路８の伝達G_Iの
逆特性１／G_Iを持つようにすれば、制御特性と
しては第６図と変らないものとなり、先に説明し
た実施例と変らない効果が得られる。

更に、以上の説明から明らかなように、インバ
ータ４の直流側電圧e_Iの変化分に応じて、電圧制
御回路９に与えるコンバータ２の出力電圧指令
e₀ ^*を変化させれば、本発明の目的は達せられる
わけである。従つて、より簡単な構成によつて簡
略的に実施することもできる。第９図は、その実
施例を示す構成図であり、第６図と同一または共
通の部分は同一符号で示し、本発明に係る主要部
分のみを図示してある。

第９図において、２８はインバータ４の直流電
圧e_Iの変化量を近似的に演算する電圧演算回路
で、入力端子２８１，２８２と出力端子２８３
と、乗算器２８４と、微分回路２８５とで構成さ
れる。乗算器２８４は両入力端子２８１，２８２
に入力される信号を乗算し、その結果を微分回路
２８５に与える。微分回路２８５は微分要素とフ
イルタ要素とを持ち、乗算器２８４の出力信号の
変化率に応じた信号を出力端子２８３に出力す
る。

上記のように構成された電圧演算回路２８の入
力端子２８１にインバータ４の負荷力率P_fに相当
する信号を与え、入力端子２８２に負荷の端子電
圧V₁に相当する信号を与えれば、乗算器２８４
の出力にインバータ４の直流側電圧e_Iに相当する
信号が得られる。インバータ４の直流側電圧e_Iに
相当する信号は、微分回路２８５を介して、その
変化率が演算され、加算器２４で電流制御回路８
の出力と加算される。

こうして出力端子２８３に与えられる微分回路
２８５の出力は電流制御回路８の出力と加算器２
４で加算され、電圧制御回路９にコンバータ２の
出力電圧指令e₀ ^*として与えられる。

このように構成された実施例の場合は、第５図
あるいは第７図で説明した実施例に比べて、加算
器２４で加算されるインバータ４の直流側電圧e_I
の変化分に相当する信号の演算精度が低いが、先
に説明したように電流制御回路８の動作も考慮す
れば十分に外乱作用を抑制することができるもの
である。

この実施例では、インバータ４の直流側電圧e_I
の変化分を精度良く演算することを目的としたも
のでないから、入力端子２８１，２８２に与える
信号も負荷力率P_fおよび端子電圧V₁と厳密に一
致したものである必要はない。入力端子２８１に
与える負荷力率P_fに相当する信号としては、制御
方式に関らずインバータ４の運転周波数指令、ま
た第３図のベクトル制御の場合ではトルク指令
T^*やｑ軸電流指令i^* _1qや１次電流と２次磁束相対
位相角指令θ₀ ^*等の信号を用いることができる。
また入力端子２８２に与える端子電圧V₁に相当
する信号としては、回転速度ω_rや運転周波数等
の信号を用いることができる。

すなわち、それぞれの制御方式において容易に
得ることのできる信号を用いて実施できるもので
ある。また、入力端子２８１に与える負荷力率P_f
に相当する信号を乗算器２８４を介さずに直接微
分回路２８５に与え、乗算器２８４を省略しても
良い。この場合、負荷の端子電圧が高くなる領
域、例えば高速運転領域のみで本発明を適用する
ようにしても良い。更に、第９図の実施例におい
ても、第８図で説明したように電流制御回路８の
入力側で加算することができるのは明らかであ
る。

以上コンバータ２から直流電力が供給される電
流形インバータで誘導電動機１０を駆動する場合
を例として本発明の実施例を説明したが、本発明
の実施できるものは前記構成に限られるものでは
ない。

例えば、電流形インバータの負荷として同期電
動機を駆動する場合、同期電動機の誘起電圧を用
いて、インバータ４の転流を行うことによつて、
転流回路を必要としない構成の簡単なインバータ
４を用いることができるので、現在は同期電動機
の力率を変化させて運転することは殆んど行われ
ていないが、力率を変えて運転することにより制
御の自由が増し、種々運転特性を持たせることが
できる。このように同期電動機でも力率を変化さ
せて運転する場合には、やはり電流制御系への外
乱作用を生じるので、本発明の実施によつてより
良い制御装置が実現される。

また、電流形インバータへ直流電力を供給する
ものとしては、コンバータ２に限らない。例え
ば、直流電源からの直流電力をチヨツパのオンオ
フ時比率の制御によつて出力電力を制御するもの
があるがこの構成におけるチヨツパの出力直流電
流の制御もコンバータ２による電流制御と同じよ
うになり、本発明を容易に実施できるものであ
る。

以上説明したように、本発明は簡単な構成で実
施できるものであり、しかも装置の電流制御特性
を一段と向上させるものである。本発明により電
流形インバータを、高い性能が要求される分野に
まで適用することができるようになり、その用途
の拡大が期待される。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流形インバータの主回路と電流制御
系の回路構成を示すブロツク図、第２図は誘導電
動機のベクトル図、第３図は誘導電動機のベクト
ル制御の制御回路例を示すブロツク図、第４図は
電流制御系の伝達特性を表わすブロツク図、第５
図は本発明の実施例を示すブロツク図、第６図は
本発明を実施した場合の電流制御系の伝達特性を
表わすブロツク図、第７図は本発明の他の実施例
を示すブロツク図、第８図は本発明を変形して実
施する場合のブロツク図、第９図は更に本発明の
他の実施例を示すブロツク図である。 １……３相交流電源、２……コンバータ、３…
…直流リアクトル、４……インバータ、５……交
流電動機、６……転流制御回路、７……電流検出
器、８……電流制御回路、９……電圧制御回路、
１０……誘導電動機、１１……速度検出器、１２
……磁束制御回路、１３……磁束演算回路、１４
……割算器、１５……振幅演算回路、１６……係
数器、１７……位相差演算回路、１８……すべり
演算回路、１９，２１，２４……加算器、２０…
…積分回路、２２……電圧検出器、２３……平均
値回路、２５……乗算器、２６……割算器、２７
……伝達要素、２８……電圧演算回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電流形インバータに直流電力を供給する位相
   制御可能なコンバータと、該コンバータの出力直
   流電圧を制御するために該コンバータを位相制御
   する電圧制御回路と、該コンバータの直流出力電
   流を検出し、指令値との誤差分を零に近付ける電
   圧指令信号を前記電圧制御回路に与える電流制御
   回路とを有する電流形インバータの電流制御装置
   において、前記電流形インバータの直流入力電圧
   の変動分を求める第１の手段と、この第１の手段
   の出力信号を前記電流制御回路の出力に重畳する
   第２の手段とを備えたことを特徴とする電流形イ
   ンバータの電流制御装置。