JP3609098B2

JP3609098B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法

Info

Publication number: JP3609098B2
Application number: JP18830792A
Authority: JP
Inventors: 陽一山本; 継利大谷
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1992-07-15
Filing date: 1992-07-15
Publication date: 2005-01-12
Anticipated expiration: 2020-01-12
Also published as: JPH0634724A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の可変速制御として応答性と精度の両者に優れたすべり周波数制御方式が知られており、特に電動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに分けて制御し、二次磁束とトルク電流を常に直交するように制御することで直流電動機と同等の応答性を得ることのできるベクトル制御方式が実施され、近年、速度センサ（ＰＧ）を除去（以下、ＰＧレスと略す）し、単純化と耐環境性の向上が図られている。
通常、ＰＧレスシステムは、図６に示されているように、交流電源を直流に変換するダイオードとコンデンサからなるコンバータ（変換器）部と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電流制御器出力の電圧指令をサイリスタやＩＧＢＴ等のスイッチング素子を用いてＰＷＭ信号に変調し、交流電圧を発生するインバータ（逆変換）部からなる電圧形ＰＷＭインバータ２０１、誘導電動機２０２、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に流れる電流を検出する電流検出器２０６，２０７，２０８、Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれの相間の電圧を検出する電圧検出器２０５、ベクトル制御を行うベクトル制御装置２０３および指令発生器２０４からなる。
【０００３】
図７はベクトル制御装置２０３のブロック図である。このベクトル制御装置２０３は、係数器１０９，１２０と、積分器１１２と、位相θ_１ ^＊を入力とし、ｅｘｐ（ｊθ_１ ^＊）、つまり、ｃｏｓθ_１ ^＊＋ｊｓｉｎθ_１ ^＊を発生する関数発生器１１３と、磁束ベクトルの方向（以下、「ｄ軸」と称す。）とそれに直交する方向（以下、「ｑ軸」と称す。）に成分を持つベクトルを、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の互いに１２０度の位相差を持つ方向の成分に変換する二相／三相変換器１０６と、ｄ軸成分αとｑ軸成分βに対する
【０００４】
【数１】

のベクトル、つまり振幅
【０００５】
【数２】

、位相ｔａｎ^−１（β／α）を演算するベクトル演算器１０４と、ベクトル
【０００６】
【外１】

とｅｘｐ（ｊθ_１ ^＊）を入力とし、位相をθ_１ ^＊＋ｔａｎ^−１（β／α）とするベクトル回転器１０５と、励磁電流指令
【０００７】
【外２】

をｄ軸成分に持ち、ｑ軸成分は零であるベクトルをつくるベクトル演算器１１１と、このベクトルとｅｘｐ（ｊθ_１ ^＊）から振幅を
【０００８】
【外３】

、位相をθ_１ ^＊とする励磁電流指令ベクトル
【０００９】
【外４】

を作成するベクトル回転器１１４と、電圧検出器２０５から得られた一次電圧ベクトル
【００１０】
【外５】

、および電流検出器２０６，２０７，２０８から得られた一次電流ベクトル
【００１１】
【外６】

により磁束を検出する磁束演算部１１６’と、該磁束演算部１１６’で得られた二次鎖交磁束ベクトル
【００１２】
【外７】

と電流モデル磁束ベクトル
【００１３】
【外８】

の位相偏差δを求める位相比較器１１５と、その位相偏差δが“０”になるように比例・積分制御（以下、「ＰＩ制御」と略記する。）する位相制御器１１０と、回転子電気角速度（以下、単に「速度」と略記する。）の大きさにより弱め磁界を行う磁束指令演算部１０３と、除算器１０２，１０８と、指令発生器２０４から指令されて速度指令ω_ｒ ^＊と速度推定値
【００１４】
【外９】

の偏差を“０”にするために設けられ、ＰＩ制御を行う速度制御器１０１と、磁束指令ψ_２ ^＊と検出された磁束ψ_２の磁束偏差（△ψ_２）を“０”にするために設けられ、Ｉ制御を行う磁束制御器１０７と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相毎に一次電流の指令値と検出値の偏差を“０”にするように設けられたＰ制御を行う電流制御器１１７_１〜１１７_３と、減算器１１８_１〜１１８_５と、加算器１１９_１，１１９_２からなる。トルク電流指令
【００１５】
【外１０】

は、速度制御器１０１の出力であるトルク指令Ｔ^＊を磁束指令演算部１０３の出力である磁束指令ψ_２ ^＊で除算することにより求められる。励磁電流指令
【００１６】
【外１１】

は、磁束制御器１０７の出力と磁束指令ψ_２ ^＊と係数器１２０の積の和として求められる。また、速度推定値
【００１７】
【外１２】

は、位相制御器１１０の出力で与えられる。
次に、動作について説明する。
誘導電動機２０２の電圧、電流の関係は、モータ定数を図５に示す非対称Ｔ形等価回路とすると、静止座標系において（１）式で表される。
【００１８】
【数３】

また、電動機磁束ベクトル
【００１９】
【外１３】

，励磁電流ベクトル
【００２０】
【外１４】

についてはそれぞれ（２），（３）式で示される。
【００２１】
【数４】

（１）式は、（２），（３）式を用いて（４），（５）式に展開される。
【００２２】
【数５】

次に、磁束の回転座標上で考えると、一次電流
【００２３】
【外１５】

，二次電流
【００２４】
【外１６】

は、（６），（７）式で表わされる。
【００２５】
【数６】

となる。（６）式のうち、
【００２６】
【数７】

に対応する指令の演算はベクトル演算器１０４、
【００２７】
【外１７】

は関数発生器１１３によりそれぞれ演算される。ベクトル回転器１０５は、これら２つの要素を入力とし、一次電流指令
【００２８】
【外１８】

を（６）式に対応する指令値として演算し、出力する。
また、トルク電流指令
【００２９】
【外１９】

と滑り角速度指令ω_ｓ ^＊は次の（８）式の関係にあり、
【００３０】
【数８】

除算器１０８および係数器１０９を用いて演算され、磁束ベクトルの角度
【００３１】
【外２０】

は（９）式により、
【００３２】
【数９】

位相制御器１１０の出力である速度推定値
【００３３】
【外２１】

と（８）式で求められた滑り角速度指令ω_ｓ ^＊の和を積分器１１２により積分することで求められる。
ベクトル回転器１０５の出力値である一次電流指令
【００３４】
【外２２】

は二相／三相変換器１０６によりＵ，Ｖ，Ｗ相に変換され、電流検出器２０６，２０７，２０８で検出された各相の電流検出値とのそれぞれの差を電流制御器１１７_１，１１７_２，１１７_３に入力し、Ｐ制御された結果を電圧形ＰＷＭインバータ２０１への電圧指令値として出力する。電圧形ＰＷＭインバータ２０１ではその値をＰＷＭ信号に変調し、誘導電動機２０２へ出力する。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相間の電圧は、電圧検出器１０５により検出され、一次電流検出値とともに磁束演算部１１６’の入力となる。
次に、磁束演算部１１６’の動作を説明する。
（２），（５）式により一次電流
【００３５】
【外２３】

に対する電流モデル磁束式（１０）式が導かれ、速度ω_ｒを速度推定値
【００３６】
【外２４】

に置き換えると、（１１）式に変形される。
【００３７】
【数１０】

また、（４）式により誘導電動機２０２の電圧、電流を基にした電動機磁束式（１２）式が導かれるので
【００３８】
【数１１】

磁束演算部１１６’は図８の構成となっている。一次電流
【００３９】
【外２５】

の一次抵抗Ｒ_１ ^＊および漏れインダクタンス
【００４０】
【外２６】

を補償回路１２４により補償し、一次電圧
【００４１】
【外２７】

との差分を積分器１２７_１により積分し、電動機磁束ベクトル
【００４２】
【外２８】

を求める。振幅演算部１２３は
【００４３】
【数１２】

の演算を行ない、その結果を磁束検出値ψ_２として出力する。また、励磁電流指令ベクトル
【００４４】
【外２９】

は係数器１２５_１で励磁インダクタンスＭ^＊が補償された後、積分器１２７_２と係数器１２５_２からなる一次遅れフィルタを通って電流モデル磁束ベクトル
【００４５】
【外３０】

として出力される。
以上のようにしてＰＧレスでのベクトル制御が行われるため、制御対象となる誘導電動機２０２のモータ定数（例えば一次、二次抵抗、漏れインダクタンス、二次回路時定数）から演算によって、速度、磁束、滑り角速度等を求める必要があり、従来は、誘導電動機の設計値あるいは測定値によるモータ定数を用いて演算を行っていた。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術では、誘導電動機の設計値からの演算や測定に手間がかかるだけでなく精度のよい測定が難しいという問題点がある。
本発明の目的は、誘導電動機のモータ定数である、二次回路時定数と励磁インダクタンスの設定を精度よく自動的に行うことのできる、誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法を提供することである。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
本発明の、誘導電動機のベクトル装置におけるモータ定数同定方法は、一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、前記誘導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と位相が９０°異なる第２の正弦波を発生させ、交番磁束が発生するように第１の正弦波の励磁電流指令を与え、第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、前記正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と同位相の第２の正弦波を発生させ、該第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、該第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の振幅差が零となるように前記誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定する。
【００４８】
【作用】
（１１）式で表わされる電流モデルは、図９（ａ）のブロック図のようになり、特に速度ω_ｒ＝０のとき、（１１）式は（１３）〜（１５）式に、ブロック図は図９（ｂ）に変形される。
【００４９】
【数１３】

モータ定数を図５に示す非対称Ｔ形等価回路とすると、一次電圧ベクトル
【００５０】
【外３１】

は（１６）式で与えられる。
【００５１】
【数１４】

これを（１２）式に代入すると、（１７）式が導かれる。
【００５２】
【数１５】

ここで、漏れインダクタンス
【００５３】
【外３２】

の補償値
【００５４】
【外３３】

と一次抵抗Ｒ_１の補償値Ｒ_１ ^＊が予め正確に設定されていれば、（１８）式が導かれる。
【００５５】
【数１６】

ここで、（１５），（１８）式を用いて、
【００５６】
【外３４】

のベクトル積をとると、
【００５７】
【数１７】

【００５８】
となり、ｓｉｎ（γ−γ^＊）が正で電流モデルの二次回路時定数Ｔ_２ ^＊を大に、ｓｉｎ（γ−γ^＊）が負で二次回路時定数Ｔ_２ ^＊を小に制御し、ｓｉｎ（γ−γ^＊）が零になれば、γ^＊＝γ、つまりＴ_２ ^＊＝Ｔ_２が実現される。
二次回路時定数Ｔ_２の同定ののち、２つのベクトル
【００５９】
【外３５】

の振幅の差を考えると、
【００６０】
【数１８】

となり、振幅差が正で電流モデルの励磁インダクタンスＭ^＊を大に、振幅差が負で励磁インダクタンスＭ^＊を小に制御し、零になれば、Ｍ^＊＝Ｍが実現される。
以上により、励磁インダクタンスＭと二次回路時定数Ｔ_２が独立に同定できるので、Ｒ_２＝Ｍ／Ｔ_２の関係により二次抵抗Ｒ_２についても同定できる。
【００６１】
【実施例】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図１は本発明の一実施例のベクトル制御装置のブロック図、図２は位相判別モードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図、図３は二次回路時定数チューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図、図４は励磁インダクタンスチューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。図１においては、図７の構成要素と同一のものには同じ番号がつけられている。
本実施例が図７の従来例と異なる点は、ｓｉｎ波とｓｉｎ波、ｓｉｎ波とｃｏｓ波のように、同位相と９０°位相差の２つの正弦波を発生可能な正弦波発生器１２１と、励磁電流指令
【００６２】
【外３６】

に正弦波発生器１２１の一方の出力を乗算し、ベクトル演算器１０４に出力する乗算器１２２_１と、励磁電流指令
【００６３】
【外３７】

に正弦波発生器１２１の他方の出力を乗算し、ベクトル乗算器１１１に出力する乗算器１２２_２を有し、磁束演算部１１６が、自動測定のモードにより、図２，図３，図４の構成に切替えられるようになっている点である。図２，図３，図４において励磁電流ベクトルをスカラで表現しているのは、電動機２０２の磁束は回転していない状態にあるからである。図２，図３，図４の構成および動作を説明する。
（１）位相判別モード（図２）
まず、位相判別モードでは、速度制御器１０１のＰＩのゲインを共に零にすることでトルク電流指令
【００６４】
【外３８】

及び滑り角速度指令ω_ｓ ^＊を零にし、また正弦波発生器１２１の２出力をｓｉｎ波とｓｉｎ波の同位相とし、励磁電流指令
【００６５】
【外３９】

に一方のｓｉｎ波を掛けこれを新しく励磁電流指令とすることで交番磁束を発生させる。この状態では電動機２０２は回転しないので、図９（ｂ）が成立する。磁束演算部１１６は図２の構成とし、正弦波発生器１２１の出力の他方のｓｉｎ波を磁束演算部１１６内の電流磁束モデルに入力し、電流モデル磁束ベクトル
【００６６】
【外４０】

を得る。また、電動機磁束ベクトル
【００６７】
【外４１】

を二相／三相変換器１０６と逆変換を行なう三相／二相変換器１３１に入力し、直交する二軸α，βに射影して得られた二出力
【００６８】
【外４２】

と、電動機磁束ベクトル
【００６９】
【外４３】

は互いにほぼ同位相または逆位相の関係にある。トルク電流指令
【００７０】
【外４４】

を零にしているので
【００７１】
【数１９】

より、
【００７２】
【外４５】

は（２２）式に、電流モデル磁束ベクトル
【００７３】
【外４６】

は（２３）式に示される信号となる。
【００７４】
【数２０】

電流モデル磁束ベクトル
【００７５】
【外４７】

とα軸とのなす角θの大きさにより同位相か逆位相かが決まる。いま、
【００７６】
【外４８】

とψαがほぼ同位相であることを仮定しスイッチ１２９_１を▲１▼側にし、積分器１２７_３出力と零を比較器１２８_１で比較し、その出力値が負であればスイッチ１２９_１を▲３▼側にして位相反転器１３０_１の出力を乗算器１２６_１の入力値とする。これにより乗算器１２６_１の２つの入力値はほぼ同位相となる。
【００７７】
【外４９】

と
【００７８】
【外５０】

についても、位相反転器１３０_２、乗算器１２６_２、積分器１２７_４、比較器１２８_２により全く同様にしてスイッチ１２９_２の方向が決められる。
（２）二次回路時定数Ｔ_２のチューニングモード
次に、二次回路時定数Ｔ_２のチューニングモードとし、磁束演算部１１６を図３に示す構成にする。この図ではスイッチ１２９_１，１２９_２および位相反転器１３０_１，１３０_２が省略されている。正弦波発生器１２１の２出力として、ｓｉｎ波とｃｏｓ波の９０°位相差の正弦波を発生させ、励磁電流指令
【００７９】
【外５１】

側の乗算器１２２の入力をｃｏｓ波、磁束演算部１１６内の電流磁束モデル指令の入力をｓｉｎ波とし、同位相とした
【００８０】
【外５２】

の和ψαβと
【００８１】
【外５３】

の積を乗算器１２６_１で行うことで、（２４）式を実行する。
【００８２】
【数２１】

（２４）式の第１項の交流成分を落す目的で通したフィルタ１２２_１出力と零を比較器１２８_１で比較し、その出力値が正であれば係数器１２５_２を大きく、負であれば係数器１２５_２を小さくして、その結果（２４）式の値を零にすることでγ^＊＝γを成立させ、二次回路時定数Ｔ_２の逆数を係数器１２５_２の値として測定する。
（３）励磁インダクタンスＭのチューニングモード
最後に、励磁インダクタンスＭのチューニングモードとし、磁束演算部１１６を図４に示す構成にする。この図においてもスイッチ１２９_１，１２９_２および位相反転回路１３０_１，１３０_２が省略されている。正弦波発生器１２１から、励磁電流指令
【００８３】
【外５４】

側の乗算器１２２_１および磁束演算部１１６内の電流磁束モデル指令の両者にｓｉｎ波を入力し、同位相とした
【００８４】
【外５５】

の平方和を乗算器１２６_４，１２６_５の和として求め、フィルタ１２２_３に入力し、その出力値から
【００８５】
【外５６】

の平方値である乗算器１２６_３のフィルタ１２２_２出力値を引き、その値と零を比較器１２８_１で比較する。前のモードでγ＝γ^＊が実現されているので、（２２），（２３）式よりＭ＝Ｍ^＊のとき、この比較値が零となる。その比較値が正であれば係数器１２５_１の係数を大きく、負であれば係数器１２５_１の係数を小さくすることで、励磁インダクタンスＭを測定し、係数器１２５_１にその値を設定すると共に、係数器１２５_１と１２５_２の積で二次抵抗Ｒ_２が求まるので係数器１０９の値をその値に変更する。
チューニング終了後、磁束演算部１１６を図８に示す構成にし、速度制御器１０１のゲインを元に戻し、正弦波発生器１２１をはずし、構成を従来の構成図である図７に戻す。
【００８６】
以上の動作により、電動機の定数のうち、二次回路時定数Ｔ_２、励磁インダクタンスＭ、二次抵抗Ｒ_２の測定及び設定を行なうことができる。
本実施例では、磁束位相基準形のベクトル制御方式について説明したが、電動機の停止状態でのチューニングであるため、速度検出方式が異なるトルク帰還形ベクトル制御でも、また、ＰＧレスで説明を行なったが同様な理由でＰＧ付きの場合でも同様に適用できる。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、誘導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により、交番磁束が発生するように正弦波の励磁電流指令を与え、電動機磁束と電流指令値から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、電動機磁束と電流モデル磁束の振幅差が零となるように誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定することにより、手間のかかるモータ定数の設定が精度よく、しかも簡単に行え、ひいてはＰＧレスのベクトル制御での静、動特性等の制御精度を向上させる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のベクトル制御装置のブロック図である。
【図２】図１の実施例における、位相判別モードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。
【図３】図１の実施例における、二次回路時定数チューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。
【図４】図１の実施例における、励磁インダクタンスチューニングモードでの磁束演算部１１６の詳細ブロック図である。
【図５】誘導電動機の非対称Ｔ形等価回路の回路図である。
【図６】従来のＰＧレスシステムの概略ブロック図である。
【図７】図６中のベクトル制御装置２０３のブロック図である。
【図８】図７中の磁束演算部１１６’のブロック図である。
【図９】同図（ａ）は電流磁束モデル指令を説明するブロック図、同図（ｂ）は特に速度が零のときの電流磁束モデル指令のブロック図である。
【符号の説明】
１０１速度制御器
１０２，１０８除算器
１０３磁束指令演算部
１０４，１１１ベクトル演算器
１０５，１１４ベクトル回転器
１０６二相／三相変換器
１０７磁束制御器
１０９，１２０係数器
１１０位相制御器
１１２積分器
１１３関数発生器
１１５位相比較器
１１６磁束演算部
１１７_１，１１７_２，１１７_３電流制御器
１１８_１〜１１８_５減算器
１１９_１，１１９_２加算器
１２１正弦波発生器
１２２_１，１２２_２，１２２_３フィルタ
１２３振幅演算部
１２４補償回路
１２５_１，１２５_２係数器
１２６_１〜１２６_５乗算器
１２７_１〜１２７_４積分器
１２８_１，１２８_２比較器
１２９_１，１２９_２スイッチ
１３０_１，１３０_２位相反転器
１３１三相／二相変換器

Claims

誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法において、
一次抵抗と漏れインダクタンスを正しく設定し、これら一次抵抗と漏れインダクタンスの補償を行ない、前記誘導電動機の回転を停止させた状態で、正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と位相が９０°異なる第２の正弦波を発生させ、交番磁束が発生するように第１の正弦波の励磁電流指令を与え、第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の位相差が零となるように二次回路時定数を同定し、前記正弦波発生器により第１の正弦波と、該第１の正弦波と同位相の第２の正弦波を発生させ、該第１の正弦波の励磁電流指令から導かれる電動機磁束と、該第２の正弦波の励磁電流指令から導かれる電流モデル磁束の振幅差が零となるように前記誘導電動機の励磁インダクタンスを同定し、これら二次回路時定数および励磁インダクタンスを用いて二次抵抗を同定する、誘導電動機のベクトル制御装置におけるモータ定数同定方法。