JP2916092B2 - 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流源あるいは制御源と
して使用される多相電圧型コンバータの制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、多相電圧型コンバータの制御法
は、ＰＷＭパターン合成してコンバータブリッジを制御
するＰＷＭ合成法によるものが多い。このパターン合成
はシステム動特性を無視して、いわゆるオープンループ
で作成されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記したパターン合成
法は、コンバータの出力の平均値が所要値となるように
半導体開閉信号を決めるものであり、このため、不必要
なスイッチング動作をもたらすとともに、システムの瞬
時状態を無視しているので、高性能の制御特性を得るこ
とが難しいといった問題があった。

【０００４】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであって、本発明の目的は、スイッチ
動作を扱うのを得意とするスライディングモード制御理
論を用いてシステム状態を瞬時制御することにより、制
御性能を上げるとともに、不必要なスイッチング動作を
排除し、出力電圧を所要値に追従させ、かつ、電源力率
角を所要値に一致させることができる多相電圧形コンバ
ータの制御装置を提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理図で
ある。同図において、８は直流制御器であり、直流電圧
Ｖ₀ （コンバータ出力）を与えられた指令値Ｖ₀ ^* に一
致させる交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を出力する。ま
た、９は無効電流指令値算出手段であり、上記直流制御
器８が出力する交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* もしくは
交流電流有効成分ｉ_d と電源力率角の指令値φ^* から電
源力率角を指令値φ^* に一致させるような交流電流無効
成分指令値ｉ_q ^* を出力する。

【０００６】また、１〜７は交流電流制御器を構成する
各要素であり、上記直流制御器８および無効電流指令値
算出手段９から有効成分、無効成分の指令値ｉ_d ^* ，ｉ
_q ^*が与えられ、交流電流有効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q
を上記指令値に追従させる。上記交流電流制御器におい
て、１は交流電流有効電流偏差を求める第１の手段であ
り、第１の手段は、有効成分指令値ｉ_d ^* と交流電流有
効成分ｉ_d との偏差ｓ_d を算出する。

【０００７】２は交流電流無効電流偏差を求める第２の
手段であり、第２の手段は、無効成分指令値ｉ_q ^* と交
流電流無効成分ｉ_q との偏差ｓ_q を算出する。本発明に
おける制御の目的は上記偏差ｓ_d ，ｓ_q をゼロに制御す
ることにより、直流電圧Ｖ₀ （コンバータ出力）を与え
られた指令値Ｖ₀ ^* に一致させるとともに、電源力率角
を所要値に制御することである。また、偏差の極性は後
述するスライディングモード制御でベクトルの選択の一
つの判断基準となる。

【０００８】３は基準電圧ベクトルの有効成分Ｖ_d 、無
効成分Ｖ_q を算出する第３の手段であり、電源電圧、交
流電流値ｉ_d ，ｉ_q もしくは交流電流指令値ｉ_d ^* ，ｉ
_q ^*、および電流制御偏差ｓ_d ，ｓ_q に基づいて計算す
る。第３の手段の出力は、第５，第６の手段の制御電圧
ベクトルの選択の判断基準となる。

【０００９】４は制御ベクトルを計算する第４の手段で
あり、出力電圧値とスイッチ状態よりその時制御に使え
る電圧ベクトルを計算する。そのベクトルの有効成分は
交流電流の有効成分を制御する入力、無効成分は交流電
流の無効成分を制御する入力となる。５は制御ベクトル
のうち、有効成分制御偏差を収束させるベクトルを抽出
するため、有効成分の極性を判別する第５の手段、６は
制御ベクトルのうち、無効成分制御偏差を収束させるベ
クトルを抽出するため、無効成分の極性を判別する第６
の手段である。

【００１０】７は有効成分偏差、無効成分偏差を共に収
束させるスイッチングベクトルを選択し、その対応する
半導体開閉信号を多相電圧形コンバータブリッジに出力
する第７の手段である。前記課題を解決するため、本発
明の請求項１の発明は、電圧型コンバータの出力電圧Ｖ
₀ と出力電圧指令値Ｖ₀ ^* とから交流電流の有効成分の
指令値ｉ_d ^* を求める直流制御器と、与えられた電源力
率指令角φ^* に基づき交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を
求める無効電流指令値算出手段と、上記有効成分指令値
ｉ_d ^* と交流電流の有効成分ｉ_d との偏差ｓ_d もしくは
その偏差の極性を求める第１の手段と、上記無効成分指
令値ｉ_q ^* と交流電流の無効成分ｉ_q の偏差ｓ_q もしく
はその偏差の極性を求める第２の手段と、電源電圧、電
源電流値および上記第１、第２の手段で求めた交流電流
有効、無効成分偏差ｓ_d ，ｓ_q から基準電圧ベクトルの
有効成分Ｖ_d 、無効成分Ｖ_q を求める第３の手段と、コ
ンバータの出力電圧値Ｖ₀ とスイッチ状態で決まる制御
電圧ベクトルに対して、その有効成分Ｖ₀ ｕ _d と無効成
分Ｖ₀ ｕ_q を計算する第４の手段と、上記第４の手段で
計算された制御電圧ベクトルに対して、その有効成分Ｖ
₀ ｕ_d と、上記第３の手段で求めた基準電圧ベクトルの
有効成分Ｖ_d との差を求め、その差、もしくは、その差
の極性と上記第１の手段で求めた交流電流有効成分偏差
ｓ_d の極性に基づき制御ベクトルを選択するための出力
を発生する第５の手段と、上記第４の手段で計算された
制御電圧ベクトルに対して、その無効成分Ｖ₀ ｕ_q と、
上記第３の手段で求めた基準電圧ベクトルの無効成分Ｖ
_q との差を求め、その差、もしくは、その差の極性と上
記第１の手段で求めた交流電流無効成分偏差ｓ_q の極性
に基づき制御ベクトルを選択するための出力を発生する
第６の手段と、上記第５の手段と第６の手段の出力に基
づき制御ベクトルを選択する第７の手段とを設け、上記
第７の手段により得たスイッチングベクトルにより多相
コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指令を与
え、多相電圧形コンバータの出力電圧を制御するように
構成したものである。

【００１１】本発明の請求項２の発明は、請求項１の発
明において、制御電圧ベクトルの有効成分Ｖ₀ ｕ_d と基
準電圧ベクトルの有効成分Ｖ_d の差を求め、上記差と交
流電流有効成分偏差ｓ_d の極性との積が、回路パラメー
タ定数の誤差により定まる上記基準電圧ベクトルの有効
成分Ｖ_d の誤差の最大値Δ_d のマイナス値より小さいと
き出力を発生する第５の手段と、制御電圧ベクトルの無
効成分Ｖ₀ ｕ_q と基準電圧ベクトルの無効成分Ｖ_q の差
を求め、上記差と交流電流無効成分偏差ｓ_q の極性との
積が、回路パラメータ定数の誤差により定まる上記基準
電圧ベクトルの無効成分Ｖ_q の誤差の最大値Δ_q のマイ
ナス値より小さいとき出力を発生する第６の手段とを設
けたものである。

【００１２】本発明の請求項３の発明は、請求項１また
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ₀ ^* の二乗値に比例した値と出力電圧
の二乗値に比例した値を入力し、上記直流制御器がその
偏差より交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を得るように構
成したものである。本発明の請求項４の発明は、請求項
１，２または請求項３の発明において、交流電流無効成
分指令値ｉ_q ^* を、交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* と電
源力率角の指令値φ^* から算出する無効電流指令値算出
手段を設けたものである。

【００１３】本発明の請求項５の発明は、請求項１，
２，３または請求項４の発明において、交流電流無効成
分指令値ｉ_q ^* を、交流電流有効成分ｉ_d と電源力率角
の指令値φ^* から算出する無効電流指令値算出手段を設
けたものである。本発明の請求項６の発明は、請求項
１，２，３，４または請求項５の発明において、電源電
圧、交流電流有効成分指令値、無効成分指令値および上
記第１、第２の手段で求めた交流電流有効成分、無効成
分偏差ｓ_d ，ｓ_q から基準電圧ベクトルの有効成分
Ｖ_d 、無効成分Ｖ_q を求める第３の手段を設けたもので
ある。

【００１４】

【作用】上記機能を達成するため、本発明においては、
以下のようにして電圧形コンバータを制御する。まず、
コンバータシステムのダイナミックスを分析して本発明
の制御方法を説明する。

【００１５】以下簡単のため、主に三相交流電源の場合
を対象に本発明の理論的な根拠を説明するが、本発明は
上記三相交流電源に限定されるものではない。図２は三
相電圧形コンバータ主回路構成図であり、同図におい
て、１２は三相電圧形コンバータブリッジ、１３は交流
リアクトル、１４は三相交流電源、１５は直流コンデン
サ、１６は負荷であり、Ｌは交流リアクトルの値、Ｃは
コンデンサの値、Ｒは負荷抵抗値を示しており、同図に
おいて、以下の定義をする（なお、以下に示すＶ_S ，ｉ
_s ，ｕはベクトルである）。。

【００１６】電源電圧をＶ_s ＝〔Ｖ_s1，Ｖ_s2，Ｖ_s3〕^T
とする。なお、上記式において、Ｖ_sK＝Ｖ_g cos 〔ωｔ
−２π（ｋ−１）／３〕（ｋ＝１，２，３）である。ま
た、電源線電流をｉ_s ＝〔ｉ_s1，ｉ_s2，ｉ_s3〕^T とし、
出力直流電圧をＶ₀とする。さらにｕ＝〔ｕ₁ ，ｕ₂ ，
ｕ₃ 〕^T と定義する。なお、ｕ_k は次の（１）式で定義
されるスイッチング関数である。

【００１７】 ｕ_k ＝１：図２の上アームｏｎ， 下アームｏｆｆ ０：図２の上アームｏｆｆ，下アームｏｎ ｋ＝１，２，３ （１） 三相の場合、図３に示す８種類のスイッチベクトルＰ０
〜Ｐ７が使用できる（図３において、例えばベクトルＰ
１の〔１，０，０〕はｕ₁ ＝１，ｕ₂ ＝０，ｕ ₃ ＝０に
対応する）。なお、本発明は、後述するように、上記ス
イッチベクトルを所要の制御目的を達成するように選択
して、コンバータのスイッチング動作を制御し、出力電
圧を制御するとともに電源力率角を所要値に制御するも
>のである。

【００１８】さて、以上の定義により、ｉ_s ，Ｖ₀ を状
態変数にとると、図２の三相電圧形コンバータ主回路の
状態方程式は次の（２）式となる。 Ｌｉ_S1' ＝Ｖ_s1＋Ｖ₀ （ｕ₁ ＋ｕ₂ ＋ｕ₃ ）／３−Ｖ₀ ｕ₁ Ｌｉ_S2' ＝Ｖ_s2＋Ｖ₀ （ｕ₁ ＋ｕ₂ ＋ｕ₃ ）／３−Ｖ₀ ｕ₂ Ｌｉ_S3' ＝Ｖ_s3＋Ｖ₀ （ｕ₁ ＋ｕ₂ ＋ｕ₃ ）／３−Ｖ₀ ｕ₃ ＣＶ₀ ' ＝ｉ_s1ｕ₁ ＋ｉ_s2ｕ₂ ＋ｉ_S3ｕ₃ −Ｖ₀ ／Ｒ （２） なお、上記式において、回路抵抗は微小なため省略して
いる。また、上記式において、ｉ_S1' ，ｉ_S2' ，ｉ_S3'
，Ｖ₀ ' はｉ_S1，ｉ_S2，ｉ_S3，Ｖ₀ の微分値である。

【００１９】次に制御上の容易さのために、上記三相モ
デルを電源電圧を基準にしたｄ−ｑ座標系の２相モデル
に変換すると、次の（３）式が得られる。なお、ｉ_d '
，ｉ _q ' はｉ_d ，ｉ_q の微分値である。 Ｌｉ_d ' ＝Ｖ_sd＋ωＬｉ_q −Ｖ₀ ｕ_d Ｌｉ_q ' ＝Ｖ_sq−ωＬｉ_d −Ｖ₀ ｕ_q ＣＶ₀ ’＝ｉ_d ｕ_d ＋ｉ_q ｕ_q −Ｖ₀ ／Ｒ （３） 本発明は、前記した制御目的を達成するため、交流電流
を制御するものであり、上記（３）式から交流電流の有
効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q はそれぞれ制御電圧ベクトル
の有効成分Ｖ₀ ｕ_d 、無効成分Ｖ₀ ｕ_q により制御でき
る。

【００２０】すなわち、後述するように、上記Ｖ
₀ ｕ_d ，Ｖ₀ ｕ_q と後述する基準電圧ベクトル〔Ｖ_d ，
Ｖ_q 〕^T との差と、電流制御偏差ベクトルの極性とに基
づき、上記スイッチング関数ｕを選定し、交流電流の有
効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q を所望値に制御する。次に、
上記スイッチングベクトルｕを選定する手法について説
明する。

【００２１】交流電流有効成分指令値をｉ_d ^* 、電源力
率角指令値をφ^* とすると、交流電流無効成分指令値ｉ
_q ^* は次の（４）式で求めることができる。 ｉ_q ^* ＝ｔａｎ（φ^* ）ｉ_d ^* （４） なお、交流電流の有効成分ｉ_d は上記交流電流有効成分
指令値ｉ_d ^* に一致するように制御されるので、上記
（４）式において、ｉ_d ^* をｉ_d に置き換えても、同様
に交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を求めることができ
る。

【００２２】ここで、前記した交流電流の有効成分
ｉ_d 、無効成分ｉ_q と、上記交流電流有効成分指令値ｉ
_d ^* 、交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* により、電流制御
偏差ベクトルｓ_d ，ｓ_q を（５）式のように定義する。 ｓ_d ＝ｉ_d ^* −ｉ_d ｓ_q ＝ｉ_q ^* −ｉ_q （５） 本発明はスライディングモード制御理論を用いて制御則
を決めるが、それによると、等価入力を導入したら制御
則が容易になるので、ここでその理論に基づき、等価入
力に相当する次のような基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q を
選定する。

【００２３】すなわち、上記電流制御偏差ベクトル
ｓ_d ，ｓ_q をゼロに収束させるため、前記（３）式から
上記基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q を次の（６）式のよう
に定義する。 Ｖ_d ＝Ｖ_sd＋ωＬＶｉ_q −γｓ_d Ｖ_q ＝Ｖ_sq−ωＬＶｉ_d −γｓ_q （６） なお、γ（≧０）は偏差収束の速さを決める定数または
関数とする。また、上記式においては、交流電流有効成
分、無効成分ｉ_d ，ｉ_q を用いたが、その指令値
ｉ_d ^* ，ｉ_q ^* で置き換えても構わない。

【００２４】上記制御偏差ベクトルをゼロに収束させる
ため、次の（７）式の極性条件を満足するようにスイッ
チングベクトルｕを選択する。 sign（Ｖ₀ ｕ_d −Ｖ_d ）＝−sign（ｓ_d ） sign（Ｖ₀ ｕ_q −Ｖ_q ）＝−sign（ｓ_q ） （７） すなわち、制御電圧ベクトルと基準電圧ベクトル有効成
分の差Ｖ₀ ｕ_d −Ｖ_dの符号がｓ_d と相反し、かつ、制
御電圧ベクトルと基準電圧ベクトル無効成分の差Ｖ₀ ｕ
_q −Ｖ_q の符号がｓ_q と相反するようにスイッチングベ
クトルｕを選定し、これに基づき電圧形コンバータを制
御すれば、上記制御偏差をゼロに収束させることができ
る。

【００２５】次に、上記交流電流有効成分指令値ｉ_d ^*
と直流コンデンサ電圧（コンバータ出力電圧）の関係に
ついて検討する。ここで、コンバータの負荷を抵抗負荷
と想定し、交流側の制御が充分に安定に制御できるとす
ると、電源から入る電力のほとんどは直流側に流れると
考えられ、次の（８）式が成り立つ。

【００２６】 Ｖ_sdｉ_d ＝（１／２）Ｃ（ｄＶ₀ ²／ｄｔ）＋（Ｖ₀ ²／Ｒ） （８） 上記（８）式を変形すると、次の（９）式となる。 Ｖ₀ ²／ｉ_d ＝Ｖ_sd｛（Ｃ／２）ｓ＋（１／Ｒ）｝ （９） 上記関係から、Ｖ₀ ²とｉ_d は線形一次遅れの関係にある
ことが分かり、交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を演算す
るには、Ｖ₀ ²を制御した方がＰＩ（比例積分）制御等の
線形制御理論を活用でき好都合である。

【００２７】一例として図４に示すブロック図で交流電
流有効成分指令値ｉ_d ^* を簡単に演算することができ
る。すなわち、上記直流電圧（コンバータ出力電圧）Ｖ
₀ の二乗Ｖ₀ ²とその指令値の二乗Ｖ₀ ^*2の差をＰＩ演算
器から構成される直流制御ブロック１７に与え、コンバ
ータを含む直流回路ブロック１８の交流電流有効成分指
令値ｉ_d ^* を演算する。

【００２８】なお、上記直流制御ブロック１７におい
て、指令追従特性を改善し、オーバシュートを克服する
ために、比例ゲイン｛１／（ＲＶ_sd）｝のフィードフォ
ワードパスを追加している。これで、有効成分指令値の
大部分はこのパスから素早く流れ込み、負荷抵抗Ｒが大
体分かっていて、直流電圧の精度もそれほど要求されな
いばあいＰＩ演算を使用せずに、このパスだけでも充分
通用する。

【００２９】なお、以上の説明では、回路定数（交流リ
アクトルＬの値）が正確にわかり、巻き線抵抗等がゼロ
であるとして、基準電圧ベクトルを算出しているが、実
際には、上記値に誤差が含まれるので、基準電圧ベクト
ルＶ_d ，Ｖ_q の計算に誤差が生ずる場合がある。そこ
で、上記誤差を制御則に取り込み、下記のように制御則
を修正することにより、ロバスト性を保証できるように
なる。

【００３０】上記誤差を考慮するため、基準電圧ベクト
ルＶ_d ，Ｖ_q の計算における誤差の最大値を下記（１
０）式のようにΔ_d ，Δ_q とする。 ｜ΔＶ_d ｜≦Δ_d ｜ΔＶ_q ｜≦Δ_q （１０） そして、上記Δ_d ，Δ_q をしきい値として制御則に取り
込み、前記（７）式を次の（１１）式のように変える。

【００３１】 ρ_d ＝（Ｖ₀ ｕ_d −Ｖ_d ）sign（ｓ_d ）＋Δ_d ＜０ ρ_q ＝（Ｖ₀ ｕ_q −Ｖ_q ）sign（ｓ_q ）＋Δ_q ＜０ （１１） すなわち、例えば、少なくとも負の最大誤差分−Δ_d ，
−Δ_q だけＶ₀ ｕ_d ，Ｖ₀ ｕ_q がＶ_d ，Ｖ_q より小さく
なるようなスイッチングベクトルｕを選定することによ
り、交流側回路定数の誤差があっても、制御偏差ベクト
ルをゼロに収束させることができる。

【００３２】なお、上記ρ_d ，ρ_q は右辺の式から計算
された値であるが、その値が小さいほど、偏差の収束率
が高いので、収束率の目安とすることができる。本発明
は上記した原理に基づき、電圧形コンバータを制御する
ものであり、本発明においては、図１に示すように制御
装置を構成して電圧形コンバータを制御する。

【００３３】まず、直流制御器８において、例えば図８
に示すブロック１７により出力電圧Ｖ₀ から交流電流有
効成分指令値ｉ_d ^* を算出する。また、無効電流指令値
算出手段９において、前記した（４）式により、交流電
流有効成分指令値ｉ_d ^* と電源力率角指令値φ^* から交
流電流無効成分指令値ｉ _q ^* を得る。

【００３４】なお、ここで、図１の点線１０に示すよう
にｉ_d ^* をｉ_d に置き換えても、同様に交流電流無効成
分指令値ｉ_q ^* を求めることができる。ついで、第１、
第２の手段１，２において、前記（５）式により制御偏
差ベクトルｓ_d ，ｓ_q を求める。一方、第３の手段３に
おいて前記（６）式により基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q
を計算し、第４の手段４において、直流電圧Ｖ₀ と動作
可能なスイッチ状態より制御ベクトルの有効成分Ｖ₀ ｕ
_d 、無効成分Ｖ₀ ｕ_q を計算する。

【００３５】そして、上記基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q
と制御電圧ベクトルＶ₀ ｕ_d ，Ｖ₀ｕ_q との差Ｖ₀ ｕ_d
−Ｖ_d ，Ｖ₀ ｕ_q −Ｖ_q を求める。第５の手段５および
第６の手段６は上記（Ｖ₀ ｕ_d −Ｖ_d ）、（Ｖ₀ ｕ_q −
Ｖ _q ）と、前記した制御偏差ベクトルｓ_d ，ｓ_q の極性
から（必要に応じて回路パラメータ誤差により定まるＶ
_d ，Ｖ_q の誤差の最大値Δ_d ，Δ_q を考慮して）、スイ
ッチングベクトルを選択するための出力を発生し、第７
の手段７は前記（７）または（１１）式を満足するスイ
ッチングベクトルｕを選定し、選定されたベクトルによ
り多相電圧形コンバータ１１を構成する半導体スイッチ
を開閉し、出力電流を制御する。

【００３６】本発明の請求項１〜６の発明においては、
上記のように構成したので、直流電圧制御偏差、力率角
偏差を共にゼロに収束させることができ、所望の制御目
的を達成することができる。また、本発明の請求項２の
ように、第５、第６の手段を構成することにより、回路
パラメータに変動があっても、制御性能を保証すること
ができる。

【００３７】さらに、本発明の請求項３の発明のよう
に、直流制御器にコンバータの出力電圧とその指令値の
二乗値に比例した値を入力し、交流電流有効成分指令値
ｉ_d ^*を得ることにより、図４に示したＰＩ制御器のよ
うな線形制御器を用いることができ、動作状態に係わら
ず、固定ゲインで一定の特性を得ることができる。ま
た、本発明の請求項４、請求項５のように、交流電流有
効成分指令値ｉ_d ^*もしくは交流電流有効成分ｉ_d と電
源力率角指令値φ^* から交流電流無効成分指令値ｉ_q ^*
を得ることにより、負荷電流とともに、電源側の力率角
を指定通りに制御できるようになる。

【００３８】またさらに、本発明の請求項６の発明のよ
うに、基準電圧ベクトルの演算に交流電流値ｉ_d ，ｉ_q
をその指令値ｉ_d ^* ，ｉ_q ^* で代用することにより、計
算量を軽減することが可能となり、また、制御則をテー
ブル化することが容易になる。

【００３９】

【実施例】図５は本発明の実施例の制御装置の構成を示
す図である。同図において、１２’は多相コンバータブ
リッジ、１３’は交流リアクトル、１４’は多相交流電
源、１５’は直流コンデンサ、１６’は負荷である。ま
た、１９は電源電圧検出器、２０は電源電流検出器、２
１は直流電流検出器である。

【００４０】２２，２２’は上記検出器出力のアナログ
信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、２３はデ
ィジタルシグナル・プロセッサ（以下ＤＳＰと略記す
る）であり、ＤＳＰ２３は上記Ａ／Ｄ変換器２２，２
２’の出力を前記した手法で処理し、多相電圧形コンバ
ータブリッジ１２’の開閉信号を出力する。２４は多相
電圧形コンバータ１２’のゲートを制御するゲート駆動
回路である。

【００４１】図６は図５に示したＤＳＰ２３における処
理を示すフローチャートである。同図は、交流電流有効
成分指令値ｉ_d ^* と電源力率角指令値φ^* が入力されて
からコンバータ開閉信号を出力するまでのフローチャー
ト示しており、出力電圧指令値Ｖ₀ ^* と直流出力Ｖ₀ か
ら交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を求める処理は示して
いないが、例えば前記図４に示した直流制御器をＤＳＰ
２３の前段に設けるか、あるいは、ＤＳＰ２３におい
て、前記図４のブロック図に示した処理を行うことによ
り出力電圧Ｖ₀ とその指令値Ｖ₀ ^* から交流有効成分指
令値ｉ_d ^* を求めることができる。

【００４２】次に、同図により本実施例を説明する。同
図のステップＳ１で電流有効成分指令値ｉ_d ^* と力率角
指令値φ^* を入力し、ステップＳ２において、前記した
（４）式により、電流無効成分指令値ｉ_q ^*を求める。
ステップＳ３において、Ａ／Ｄ変換器２２，２２’でデ
ジタル信号に変換された交流電圧Ｖ_s 、交流電流ｉ_s 、
出力電圧Ｖ₀ をＤＳＰ２３に入力する。

【００４３】ステップＳ４において、上記入力信号から
三相交流電流信号を二相ｄ−ｑ座標系へ変換し、その有
効成分ｉ_d ，無効成分ｉ_q を求める。ステップＳ５にお
いて、前記（５）式により、電流制御偏差ｓ_d ，ｓ_q を
計算し、ステップＳ６において、電流制御偏差ｓ_d ，ｓ
_q の極性を求める。ステップＳ７において、前記（６）
式により、基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q を求める。ステ
ップＳ８において、前記前記図３に示した８種類のベク
トルｋ＝０〜７に対し、出力電圧Ｖ₀ により制御電圧ベ
クトルＶ₀ ｕ_d ，Ｖ₀ ｕ_q を計算する。

【００４４】ステップＳ９において、上記ｋ＝０〜７の
ベクトルに対して、前記（７）式に示す有効成分極性条
件を満たすベクトルを記憶する（ｍ個）。ステップＳ１
０において、上記ステップＳ９で記憶されたｋ＝０〜ｍ
のベクトルに対して、前記（７）式の無効成分極性条件
を満たすベクトルを選択する。ステップＳ１１におい
て、選択されたベクトルに対応するスイッチ開閉信号を
出力する。

【００４５】上記のようにして求められたスイッチ信号
はＤＳＰ２３からゲートドライバ２４に送られ、コンバ
ータブリッジ１２’のスイッチング素子が制御される。
なお、上記実施例のステップＳ９、ステップＳ１０にお
いては、前記（７）式を満たすベクトルを選択するよう
にしているが、前記（１１）式を満足するベクトルを選
択するように構成することもでき、これにより、交流側
のＬパラメータや回路抵抗の変動に対しても、制御性能
を保証できるようになる。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）負荷電圧を制御できるとともに、電源側力率角を
指定通り調整することができる。 （２）基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q の誤差の最大値
Δ_d ，Δ_q を考慮した（１１）式を用いて制御ベクトル
を選択することにより、回路パラメータ変動があって
も、負荷が変わっても制御性能が保証される。いわゆる
ロバスト性を持つ制御系を構成することができる。 （３）制御の流れが簡明で、演算に極性の判断、加減
算、乗算以外のものがないので、プログラミングや制御
回路を簡素化することができる。 （４）出力電圧二乗値フィードバックにより、制御器の
設計が容易になり、近似化制御を避け、広範囲の安定
性、均一した制御性能を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理図である。

【図２】三相電圧形コンバータの主回路構成を示す図で
ある。

【図３】三相回路上で使用可能な８種類のスイッチベク
トルを示す図である。

【図４】本発明の直流電流制御ループブロック図の一例
を示す図である。

【図５】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。

【図６】本発明の交流制御演算の処理内容を示すフロー
チャートである。

【符号の説明】

１ 交流電流有効成分制御偏差ｓ_d を求める第
１の手段 ２ 交流電流無効成分制御偏差ｓ_q を求める第
２の手段 ３ 基準電圧ベクトルＶ_d ，Ｖ_q を算出する第
３の手段 ４ 制御電圧ベクトルを求める第４の手段 ５，６ ｓ_d ，ｓ_q の収束条件を算出する第５、第
６の手段 ７ 制御ベクトルを選択する第７の手段 ８ 交流電流有効成分指令値を求める直流制御
器 ９ 交流電流無効成分指令値を求める直流制御
器 11,12' 多相電圧形コンバータブリッジ １２ 三相電圧形コンバータ 13,13' 電源側交流リアクトル １４ 三相電源 １４’ 多相電源 15,15' 直流コンデンサ 16,16' 負荷 １７ 本発明の一例の直流制御器ブロック １８ 直流回路ブロック １９ 電源電圧検出器 ２０ 電源電流検出器 ２１ 直流電圧検出器 22,22' Ａ／Ｄ変換器 ２３ デジタルシグナル・プロセッサ ２４ ゲートドライバ Ｖ_s 多相電源電圧 ｉ_s 多相交流電流 ｕ スイッチ状態を表すスイッチング関数 Ｖ_g 多相交流電源相電圧の最大値 ω 電源角周波数 ｔ 時間変数 Ｖ₀ 直流出力電圧 Ｖ₀ ^* 直流電圧指令値 Ｖ_sd 電源電圧有効成分 Ｖ_sq 電源電圧無効成分 ｉ_d 電源電流の有効成分 ｉ_q 電源電流の無効成分 ｉ_d ^* 電源電流の有効成分指令値 ｉ_q ^* 電源電流の無効成分指令値 φ^* 力率角指令値 ｓ_d ，ｓ_q 電源電流有効、無効成分制御偏差 Ｖ_d ，Ｖ_q 基準電圧ベクトルの有効、無効成分 ｕ_d ，ｕ_q スイッチングベクトルの有効、無効成分 Ｌ 交流リアクトルのインダクタンス値 Ｃ 直流コンデンサ値 Ｒ 負荷抵抗値 γ 偏差収束率を決める値 sign 符号関数

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−260752（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−241366（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−19261（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多相交流より直流を得る電圧型コンバー
   タと、 該コンバータの出力電圧Ｖ₀ と出力電圧指令値Ｖ₀ ^* と
   から交流電流の有効成分の指令値ｉ_d ^* を求める直流制
   御器と、 与えられた電源力率指令角φ^* に基づき交流電流無効成
   分指令値ｉ_q ^* を求める無効電流指令値算出手段と、 交流電流の有効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q をそれぞれ上記
   交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* と交流電流無効成分指令
   値ｉ_q ^* に一致させる交流電流制御器とを備えた多相電
   圧形コンバータ制御装置において、 上記交流制御器は、 上記有効成分指令値ｉ_d ^* と交流電流の有効成分ｉ_d と
   の偏差ｓ_d もしくはその偏差の極性を求める第１の手段
   と、 上記無効成分指令値ｉ_q ^* と交流電流の無効成分ｉ_q の
   偏差ｓ_q もしくはその偏差の極性を求める第２の手段
   と、 電源電圧、電源電流値および上記第１、第２の手段で求
   めた交流電流有効、無効成分偏差ｓ_d ，ｓ_q から基準電
   圧ベクトルの有効成分Ｖ_d 、無効成分Ｖ_q を求める第３
   の手段と、 コンバータの出力電圧値Ｖ₀ とスイッチ状態で決まる制
   御電圧ベクトルに対して、その有効成分Ｖ₀ ｕ_d と無効
   成分Ｖ₀ ｕ_q を計算する第４の手段と、 上記第４の手段で計算された制御電圧ベクトルに対し
   て、その有効成分Ｖ₀ ｕ _d と、上記第３の手段で求めた
   基準電圧ベクトルの有効成分Ｖ_d との差を求め、その
   差、もしくは、その差の極性と上記第１の手段で求めた
   交流電流有効成分偏差ｓ_d の極性に基づき制御ベクトル
   を選択するための出力を発生する第５の手段と、 上記第４の手段で計算された制御電圧ベクトルに対し
   て、その無効成分Ｖ₀ ｕ _q と、上記第３の手段で求めた
   基準電圧ベクトルの無効成分Ｖ_q との差を求め、その
   差、もしくは、その差の極性と上記第１の手段で求めた
   交流電流無効成分偏差ｓ_q の極性に基づき制御ベクトル
   を選択するための出力を発生する第６の手段と、 上記第５の手段と第６の手段の出力に基づき制御ベクト
   ルを選択する第７の手段とを備え、 上記第７の手段により得たスイッチングベクトルにより
   多相コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指令を
   与えることを特徴とする多相交流より直流を得る電圧形
   コンバータの制御装置。
2. 【請求項２】 制御電圧ベクトルの有効成分Ｖ₀ ｕ_d と
   基準電圧ベクトルの有効成分Ｖ_d の差を求め、 上記差と交流電流有効成分偏差ｓ_d の極性との積が、回
   路パラメータ定数の誤差により定まる上記基準電圧ベク
   トルの有効成分Ｖ_d の誤差の最大値Δ_d のマイナス値よ
   り小さいとき出力を発生する第５の手段と、 制御電圧ベクトルの無効成分Ｖ₀ ｕ_q と基準電圧ベクト
   ルの無効成分Ｖ_q の差を求め、 上記差と交流電流無効成分偏差ｓ_q の極性との積が、回
   路パラメータ定数の誤差により定まる上記基準電圧ベク
   トルの無効成分Ｖ_q の誤差の最大値Δ_q のマイナス値よ
   り小さいとき出力を発生する第６の手段とを備えたこと
   を特徴とする請求項１の多相交流より直流を得る電圧形
   コンバータの制御装置。
3. 【請求項３】 直流制御器にコンバータの出力電圧指令
   値Ｖ₀ ^* の二乗値に比例した値と出力電圧の二乗値に比
   例した値を入力し、 上記直流制御器がその偏差より交流電流有効成分指令値
   ｉ_d ^* を得ることを特徴とする請求項１または請求項２
   の多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装
   置。
4. 【請求項４】 交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を、交流
   電流有効成分指令値ｉ_d ^* と電源力率角の指令値φ^* か
   ら算出する無効電流指令値算出手段を設けたことを特徴
   とする請求項１，２または請求項３の多相交流より直流
   を得る電圧形コンバータの制御装置。
5. 【請求項５】 交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を、交流
   電流有効成分ｉ_d と電源力率角の指令値φ^* から算出す
   る無効電流指令値算出手段を設けたことを特徴とする請
   求項１，２または請求項３の多相交流より直流を得る電
   圧形コンバータの制御装置。
6. 【請求項６】 電源電圧、交流電流有効成分指令値、無
   効成分指令値および上記第１、第２の手段で求めた交流
   電流有効成分、無効成分偏差ｓ_d ，ｓ_q から基準電圧ベ
   クトルの有効成分Ｖ_d 、無効成分Ｖ_q を求める第３の手
   段を設けたことを特徴とする請求項１，２，３，４また
   は請求項５の多相交流より直流を得る電圧形コンバータ
   の制御装置。