JPS6329518B2 - - Google Patents
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- JPS6329518B2 JPS6329518B2 JP55081427A JP8142780A JPS6329518B2 JP S6329518 B2 JPS6329518 B2 JP S6329518B2 JP 55081427 A JP55081427 A JP 55081427A JP 8142780 A JP8142780 A JP 8142780A JP S6329518 B2 JPS6329518 B2 JP S6329518B2
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 description 5
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 3
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 241000555745 Sciuridae Species 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電動機駆動用インバータ装置に係
り、特に、高速応答制御が要求される誘導電動機
の駆動制御に最適な電動機駆動用インバータ装置
に関する。
り、特に、高速応答制御が要求される誘導電動機
の駆動制御に最適な電動機駆動用インバータ装置
に関する。
近年、可変周波変換器を用いてかご形誘導電動
機を駆動するシステムにおいて、高速応答の速度
制御を可能にするベクトル制御方式が注目されて
いる。この方式は、周知のように、誘導電動機の
一次電流を励磁電流分とトルク作用分とに分解
し、それぞれを独立に制御するもので、互いの成
分の干渉を防止できるため、従来の制御方式にあ
つた欠点すなわちトルクの変化に応じて磁束の変
動が起きて電流に対するトルクの発生遅れやトル
ク脈動が生じる等の不具合を解消できる。
機を駆動するシステムにおいて、高速応答の速度
制御を可能にするベクトル制御方式が注目されて
いる。この方式は、周知のように、誘導電動機の
一次電流を励磁電流分とトルク作用分とに分解
し、それぞれを独立に制御するもので、互いの成
分の干渉を防止できるため、従来の制御方式にあ
つた欠点すなわちトルクの変化に応じて磁束の変
動が起きて電流に対するトルクの発生遅れやトル
ク脈動が生じる等の不具合を解消できる。
ベクトル制御方式にもいくつかの方式がある
が、電圧制御形変換器（電圧指令に比例して出力
電圧の瞬時値を遅れなく制御できる変換器）を用
いる場合は、電動機の一次電流のトルク作用分と
励磁電流分とに応じて、前者については電動機の
すべき周波数（インバータの出力周波数）を、後
者については出力電圧の大きさを制御する方法を
採用するのが、制御回路の構成が簡略化される等
の理由で適している。
が、電圧制御形変換器（電圧指令に比例して出力
電圧の瞬時値を遅れなく制御できる変換器）を用
いる場合は、電動機の一次電流のトルク作用分と
励磁電流分とに応じて、前者については電動機の
すべき周波数（インバータの出力周波数）を、後
者については出力電圧の大きさを制御する方法を
採用するのが、制御回路の構成が簡略化される等
の理由で適している。
しかし、この方式にも１つの問題がある。それ
は、電圧指令信号に応じてインバータの出力電圧
（基本波分の瞬時値）を制御する方式に共通した
問題ではあるが、電動機の一次インピーダンス
（抵抗）降下の影響により、電動機の誘起々電力
と端子電圧（インバータ出力電圧）の関係が大き
さおよび位相において一致しなくなり、このとき
前述の各一次電流成分の独立制御が困難になるこ
とである。特に低周波運転時において一次抵抗降
下の影響が大である。
は、電圧指令信号に応じてインバータの出力電圧
（基本波分の瞬時値）を制御する方式に共通した
問題ではあるが、電動機の一次インピーダンス
（抵抗）降下の影響により、電動機の誘起々電力
と端子電圧（インバータ出力電圧）の関係が大き
さおよび位相において一致しなくなり、このとき
前述の各一次電流成分の独立制御が困難になるこ
とである。特に低周波運転時において一次抵抗降
下の影響が大である。
本発明の目的は、一次抵抗降下の影響を補償し
特に低速運転時における制御特性を改善した電動
機駆動用インバータ装置を提供することである。
特に低速運転時における制御特性を改善した電動
機駆動用インバータ装置を提供することである。
本発明は、上記目的と達成するために、周波数
と振幅とが変化する電圧指令に基づいて出力を可
変電圧可変周波数に制御する電圧形インバータに
より誘導電動機の速度を制御する電動機駆動用イ
ンバータ装置として、前記インバータの出力電流
を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機と前
記電圧形インバータの前記出力電流による電圧降
下を補償するように前記電流検出手段の検出電流
値に基づいて前記電圧指令の瞬時値を補正する電
圧指令補正手段とを備えた電動機駆動用インバー
タ装置を提案するものである。
と振幅とが変化する電圧指令に基づいて出力を可
変電圧可変周波数に制御する電圧形インバータに
より誘導電動機の速度を制御する電動機駆動用イ
ンバータ装置として、前記インバータの出力電流
を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機と前
記電圧形インバータの前記出力電流による電圧降
下を補償するように前記電流検出手段の検出電流
値に基づいて前記電圧指令の瞬時値を補正する電
圧指令補正手段とを備えた電動機駆動用インバー
タ装置を提案するものである。
本発明においては、インバータの出力電流に応
じて、インバータの出力電圧の瞬時値（基本波
分）を指令する信号の大きさおよび位相を修正
し、その修正された信号に比例するようにインバ
ータの出力電圧を制御するので、前記出力電流に
よる電圧降下が補償され、特に低速運転時におけ
る制御特性が大幅に改善される。
じて、インバータの出力電圧の瞬時値（基本波
分）を指令する信号の大きさおよび位相を修正
し、その修正された信号に比例するようにインバ
ータの出力電圧を制御するので、前記出力電流に
よる電圧降下が補償され、特に低速運転時におけ
る制御特性が大幅に改善される。
次に、図面を参照して、本発明の実施例を説明
する。
する。
第１図は本発明による電動機駆動用インバータ
装置の一実施例の構成を示すブロツク図である。
本装置は、整流器１と、平滑コンデンサ２と、
PWMインバータ３と、誘導電動機４と、速度指
令回路５と、速度検出器６と、速度偏差増幅器７
と、電流検出器８と、電流成分検出器９と、増幅
器１０と、加算器１１と、２相発振器１２と、励
磁電流指令回路１３と、偏差増幅器１４と、掛算
器１５，１６，１７と、相数変換器１８と、加算
器１９，２０，２１と、発振器２２と、比較器２
３と、ゲートアンプ２４とからなる。商用電源は
整流器１で整流された後、平滑コンデンサ２で平
滑され、PWMインバータ３に印加される。
PWMインバータ３は所定の制御を行い交流電力
を誘導電動機４に供給する。PWMインバータ３
は、励磁電流成分とトルク用電流成分の両系統に
分けてベクトル制御される。
装置の一実施例の構成を示すブロツク図である。
本装置は、整流器１と、平滑コンデンサ２と、
PWMインバータ３と、誘導電動機４と、速度指
令回路５と、速度検出器６と、速度偏差増幅器７
と、電流検出器８と、電流成分検出器９と、増幅
器１０と、加算器１１と、２相発振器１２と、励
磁電流指令回路１３と、偏差増幅器１４と、掛算
器１５，１６，１７と、相数変換器１８と、加算
器１９，２０，２１と、発振器２２と、比較器２
３と、ゲートアンプ２４とからなる。商用電源は
整流器１で整流された後、平滑コンデンサ２で平
滑され、PWMインバータ３に印加される。
PWMインバータ３は所定の制御を行い交流電力
を誘導電動機４に供給する。PWMインバータ３
は、励磁電流成分とトルク用電流成分の両系統に
分けてベクトル制御される。
トルク作用電流成分の制御は、一次電流検出値
と電動機速度と速度指令とに基づいて行われる。
と電動機速度と速度指令とに基づいて行われる。
すなわち、増幅器７は速度指令Scを発する速
度指令回路５の出力と電動機軸に連結された速度
検出器６の出力とに基づいて速度偏差を出力す
る。増幅器１０は増幅器７の出力と電流成分検出
器９からのトルク作用電流成分（有効分）との偏
差を求め増幅する。その出力信号は更に加算器１
１で速度検出器６の出力信号と加算され、２相発
振器１２に出力される。２相発振器１２は加算器
１１の出力信号電圧に比例した周波数の２相正弦
波信号を発生し、掛算器１６，１７に出力する。
度指令回路５の出力と電動機軸に連結された速度
検出器６の出力とに基づいて速度偏差を出力す
る。増幅器１０は増幅器７の出力と電流成分検出
器９からのトルク作用電流成分（有効分）との偏
差を求め増幅する。その出力信号は更に加算器１
１で速度検出器６の出力信号と加算され、２相発
振器１２に出力される。２相発振器１２は加算器
１１の出力信号電圧に比例した周波数の２相正弦
波信号を発生し、掛算器１６，１７に出力する。
一方、増幅器１４は電流成分検出器９により検
出された励磁電流成分すなわち無効電流成分と励
磁電流指令回路１３からの励磁電流指令との偏差
を増幅する。その出力信号と加算器１１の出力信
号とは加算器１５で掛算され、先の掛算器１６，
１７に出力される。
出された励磁電流成分すなわち無効電流成分と励
磁電流指令回路１３からの励磁電流指令との偏差
を増幅する。その出力信号と加算器１１の出力信
号とは加算器１５で掛算され、先の掛算器１６，
１７に出力される。
掛算器１６，１７の出力は、相数変換器１８に
印加され、２相信号から３相信号の正弦波に変換
される。この３相信号は加算器１９，２０，２１
に印加され、電流検出器８の出力と加算される。
各加算器１９〜２１の出力は電圧指令信号（正弦
波）として比較器２３に出力される。比較器２３
は、これらの電圧指令信号を発振器２２からの搬
送波信号（三角波）と比較し、パルス幅変調
（PWM）信号を出力する。このパルス幅信号は、
ゲートアンプ２４を介してインバータ３に印加さ
れ、インバータ３のGTOをオン・オフ制御し、
その出力電圧を前記電圧指令信号に比例するよう
に制御する。
印加され、２相信号から３相信号の正弦波に変換
される。この３相信号は加算器１９，２０，２１
に印加され、電流検出器８の出力と加算される。
各加算器１９〜２１の出力は電圧指令信号（正弦
波）として比較器２３に出力される。比較器２３
は、これらの電圧指令信号を発振器２２からの搬
送波信号（三角波）と比較し、パルス幅変調
（PWM）信号を出力する。このパルス幅信号は、
ゲートアンプ２４を介してインバータ３に印加さ
れ、インバータ３のGTOをオン・オフ制御し、
その出力電圧を前記電圧指令信号に比例するよう
に制御する。
次に、電動機の基体特性について説明する。簡
単のため電動機１次巻線の漏れインピーダンスを
無視すると、１次電流の励磁電流成分I1αとトル
ク作用電流成分I1βと発生トルクτeとは次式のよ
うになる。
単のため電動機１次巻線の漏れインピーダンスを
無視すると、１次電流の励磁電流成分I1αとトル
ク作用電流成分I1βと発生トルクτeとは次式のよ
うになる。
I1α＝１＋PT2／Ｍ・φ2 ……(1)
I1β2πs／R2・φ2 ……(2)
τepI1β・φ2 ……(3)
ここに、Ｐ：ｄ／dt（演算子）
T2：２次時定数
Ｍ：１次―２次間相互インダクタンス
φ2：２次鎖交磁束
s：すべり周波数
R2：２次抵抗
ｐ：極対数
以上のように、τeはI1βおよびφ2に比例し、φ2
は定常時にはI1αと比例関係があり、さらにI1βは
sおよびφ2に比例する。したがつて、I1αとI1βを
制御すると、φ2およびτeを任意に制御できる。
は定常時にはI1αと比例関係があり、さらにI1βは
sおよびφ2に比例する。したがつて、I1αとI1βを
制御すると、φ2およびτeを任意に制御できる。
I1αとI1βの制御動作について次に説明する。電
流成分検出器９は、１次電流のトルク作用電流成
分I1βと励磁電流成分I1αを(4)及び(5)式の関係によ
り検出する。まず、電流検出器８で検出した３相
の１次電流信号（iu，iv，iw）を２相信号（ia，
ib）に変換する。これは後段での演算を簡単にす
るためであり、その演算内容は下式である。
流成分検出器９は、１次電流のトルク作用電流成
分I1βと励磁電流成分I1αを(4)及び(5)式の関係によ
り検出する。まず、電流検出器８で検出した３相
の１次電流信号（iu，iv，iw）を２相信号（ia，
ib）に変換する。これは後段での演算を簡単にす
るためであり、その演算内容は下式である。
ここに、ｋ：比例定数
次に、２相発振器の正弦波信号（ａ，ｂ）と信
号ia，ibとを掛算し、I1α，I1βの検出信号i1α，
i1βを得る。その演算は次式によりなされる。ベ
クトルの位相関係を第２図に示す。
号ia，ibとを掛算し、I1α，I1βの検出信号i1α，
i1βを得る。その演算は次式によりなされる。ベ
クトルの位相関係を第２図に示す。
i1α＝−ｂ・ia＋ａ・ib
＝k′Isinθ
i1β＝ａ・ia＋ｂ・ib
＝k′Icosθ …(5)
ここに、k′：比例定数
Ｉ：１次電流の振幅
θ：信号ia，ibの信号ａ，ｂに対する
遅れ位相角度 ２相発振器の信号と電動機４の１次電圧は後述
のように位相が一致するため、(5)式の演算により
１次電流の有効分（トルク作用電流成分）と無効
分（励磁電流成分）が検出される。
遅れ位相角度 ２相発振器の信号と電動機４の１次電圧は後述
のように位相が一致するため、(5)式の演算により
１次電流の有効分（トルク作用電流成分）と無効
分（励磁電流成分）が検出される。
増幅器７からの速度偏差に応じた信号と上述の
信号i1βは増幅器１０で突き合わされ、その偏差
が増幅される。増幅器１０と速度検出器６の出力
信号が加算器１１において加算される。２相発振
器１２は加算器１１の出力信号に比例した周波数
をもつ２相正弦波信号を発生する。このとき、速
度検出器６の信号は回転周波数rに比例した信号
に対応し、増幅器１０の出力信号はすべり周波数
sに比例した信号に対応しており、２相発振器１
２の出力信号周波数すなわち電動機の１次周波数
Mは次式のように制御される。
信号i1βは増幅器１０で突き合わされ、その偏差
が増幅される。増幅器１０と速度検出器６の出力
信号が加算器１１において加算される。２相発振
器１２は加算器１１の出力信号に比例した周波数
をもつ２相正弦波信号を発生する。このとき、速
度検出器６の信号は回転周波数rに比例した信号
に対応し、増幅器１０の出力信号はすべり周波数
sに比例した信号に対応しており、２相発振器１
２の出力信号周波数すなわち電動機の１次周波数
Mは次式のように制御される。
M＝r＋s ……(6)
２相発振器１２は、周知の積分形鋸歯状波発振
器と関数発生器とからなり、その出力信号ａ，ｂ
は次式に示すように振幅一定の正弦波信号であ
る。
器と関数発生器とからなり、その出力信号ａ，ｂ
は次式に示すように振幅一定の正弦波信号であ
る。
ａ＝sin（2πMｔ）
ｂ＝cos（2πMｔ） …(7)
一方、指令回路１３からの励磁電流指令と前述
の信号i1αとは増幅器１４で突き合わされ、その
偏差が増幅される。
の信号i1αとは増幅器１４で突き合わされ、その
偏差が増幅される。
掛算器１５は、増幅器１４の出力信号と加算器
１１の出力信号とを掛算し、PWMインバータ３
の出力電圧振幅を指令する信号を取り出す。電圧
振幅は基本的には加算器１１の出力信号すなわち
Mに比例するよう制御されるが、増幅器１４の出
力信号により追加的に制御される。
１１の出力信号とを掛算し、PWMインバータ３
の出力電圧振幅を指令する信号を取り出す。電圧
振幅は基本的には加算器１１の出力信号すなわち
Mに比例するよう制御されるが、増幅器１４の出
力信号により追加的に制御される。
掛算器１６，１７は２相発振器１２の出力信号
と掛算器１５の出力信号とを掛算し、次式に示す
信号（ｃ，ｄ）を得る。
と掛算器１５の出力信号とを掛算し、次式に示す
信号（ｃ，ｄ）を得る。
ｃ＝Asin（2πMｔ）
ｄ＝Acos（2πMｔ） ……(8)
ここに、Ａ：掛算器１５の出力信号電圧
次に相数変換器１８において、周知の方法によ
り、２相信号ｃ，ｄを３相信号ｅ，，ｇに変換
する。これを式で示せば、 ここに、A′：信号振幅値 これらの信号は、後述の関係から明らかなよう
に、電動機の誘起々電力を指令する信号である。
これらが正しく誘起々電力の指令信号となるため
には、次に説明するように、電流に応じてその指
令を修正する必要がある。以下、本発明の特徴に
ついて詳述する。
り、２相信号ｃ，ｄを３相信号ｅ，，ｇに変換
する。これを式で示せば、 ここに、A′：信号振幅値 これらの信号は、後述の関係から明らかなよう
に、電動機の誘起々電力を指令する信号である。
これらが正しく誘起々電力の指令信号となるため
には、次に説明するように、電流に応じてその指
令を修正する必要がある。以下、本発明の特徴に
ついて詳述する。
加算器１９，２０，２１において、信号ｅ，
，ｇと電流検出器８からの信号がそれぞれ加算
される。これは次の理由による。第３図ａは誘導
電動機の一次電圧と電流との関係を示すベクトル
図である。二次漏れリアクタンスの影響を無視す
ると、一次電流の励磁分I1αおよびトルク作用分
I1βは、図示のようにそれぞれ励磁電圧E0に対し
π／２の位相差をもつ一次電流成分およびE0に
同位相の成分で与えられる。したがつて、E0に
同位相の信号およびπ／２の位相差をもつ信号に
基づいて、(5)式に示した演算により、I1α，I1βを
検出できる。
，ｇと電流検出器８からの信号がそれぞれ加算
される。これは次の理由による。第３図ａは誘導
電動機の一次電圧と電流との関係を示すベクトル
図である。二次漏れリアクタンスの影響を無視す
ると、一次電流の励磁分I1αおよびトルク作用分
I1βは、図示のようにそれぞれ励磁電圧E0に対し
π／２の位相差をもつ一次電流成分およびE0に
同位相の成分で与えられる。したがつて、E0に
同位相の信号およびπ／２の位相差をもつ信号に
基づいて、(5)式に示した演算により、I1α，I1βを
検出できる。
ところで、加算器１９〜２１を設けない場合
は、インバータ３の出力電圧は信号ｅ〜ｇに比例
するように制御されるため、一次電圧E1（基本波
分）は信号ｅ〜ｇと位相が一致する。信号ｅ〜ｇ
と信号ａ，ｂとは前述のように一定の位相関係が
あるから、信号ａ，ｂと一次電圧との位相関係も
一定している。一次周波数が高い場合は、第３図
ａに示すように負荷の大小にかかわらずE1と励
磁電圧E0の位相差が小さいので、前述のように
して電流成分検出器９によりI1αとI1βと検出でき
る。第３図ｃは、この場合の等価回路である。
は、インバータ３の出力電圧は信号ｅ〜ｇに比例
するように制御されるため、一次電圧E1（基本波
分）は信号ｅ〜ｇと位相が一致する。信号ｅ〜ｇ
と信号ａ，ｂとは前述のように一定の位相関係が
あるから、信号ａ，ｂと一次電圧との位相関係も
一定している。一次周波数が高い場合は、第３図
ａに示すように負荷の大小にかかわらずE1と励
磁電圧E0の位相差が小さいので、前述のように
して電流成分検出器９によりI1αとI1βと検出でき
る。第３図ｃは、この場合の等価回路である。
しかし、１次周波数が低い場合は、第３図ｂに
示すように一次抵抗降下によりr1Iが誘起々電力
に比べ大きくなるので、E1とE0の位相差が大き
くなり、I1αとI1βを精度よく検出することが難し
くなる。
示すように一次抵抗降下によりr1Iが誘起々電力
に比べ大きくなるので、E1とE0の位相差が大き
くなり、I1αとI1βを精度よく検出することが難し
くなる。
これを防止するため、電流検出器８の信号が加
算器１９〜２１に加えられる。添加信号は一次抵
抗降下に相当しており、このとき加算器の出力信
号が一次電圧と比例することから、相数変換器１
８の出力信号は一次電圧から一次抵抗降下を差し
引いたもの、すなわち誘起々電力に相当したもの
となる。このようにして、信号ｅ〜ｇおよび信号
ａ，ｂは一次抵抗降下の影響が補償され、低周波
数時でもI1αとI1βを精度よく検出できる。
算器１９〜２１に加えられる。添加信号は一次抵
抗降下に相当しており、このとき加算器の出力信
号が一次電圧と比例することから、相数変換器１
８の出力信号は一次電圧から一次抵抗降下を差し
引いたもの、すなわち誘起々電力に相当したもの
となる。このようにして、信号ｅ〜ｇおよび信号
ａ，ｂは一次抵抗降下の影響が補償され、低周波
数時でもI1αとI1βを精度よく検出できる。
次に、以上のようにして検出したI1α，I1βの制
御法について述べる。まず、指令回路１３の指令
信号とi1αの偏差に応じてインバータ３の出力電
圧が制御され、その結果、(1)式で示したように、
i1αと比例関係にある２次鎖交磁束φ2が所定値に
制御される。この場合、インバータの出力電圧を
直接検出しないから出力電圧の波形歪みの影響を
受けることがなく、また同様の理由から一次周波
数が低く電圧検出が困難な場合でもI1αは前述の
ように連続して検出可能であり、φ2を所定値に
制御できるという特徴がある。
御法について述べる。まず、指令回路１３の指令
信号とi1αの偏差に応じてインバータ３の出力電
圧が制御され、その結果、(1)式で示したように、
i1αと比例関係にある２次鎖交磁束φ2が所定値に
制御される。この場合、インバータの出力電圧を
直接検出しないから出力電圧の波形歪みの影響を
受けることがなく、また同様の理由から一次周波
数が低く電圧検出が困難な場合でもI1αは前述の
ように連続して検出可能であり、φ2を所定値に
制御できるという特徴がある。
一方、トルクτeについては、上述のようにφ2
が一定の条件において、増幅器７からのトルク指
令とi1βの偏差に応じてすべり周波数sが制御さ
れるから、(2)，(3)式に従い、I1βおよびτeがトル
ク指令に比例するように制御される。そして、電
動機の回転速度は速度指令に比例するように制御
される。ここで、電動機の二次抵抗R2が温度に
より変化しても、前述のようにすべり周波数が制
御され、I1βが所定値となるため、その変化の影
響を防止できる。また、I1βの制御は、電流成分
検出器９および増幅器１０を含む制御ループによ
り速い応答で実行されるので、高速応答の速度制
御が可能である。
が一定の条件において、増幅器７からのトルク指
令とi1βの偏差に応じてすべり周波数sが制御さ
れるから、(2)，(3)式に従い、I1βおよびτeがトル
ク指令に比例するように制御される。そして、電
動機の回転速度は速度指令に比例するように制御
される。ここで、電動機の二次抵抗R2が温度に
より変化しても、前述のようにすべり周波数が制
御され、I1βが所定値となるため、その変化の影
響を防止できる。また、I1βの制御は、電流成分
検出器９および増幅器１０を含む制御ループによ
り速い応答で実行されるので、高速応答の速度制
御が可能である。
前記実施例では、加算器１９〜２１により一次
抵抗降下の影響のみを補償するようにしたが、一
次漏れリアクタンス降下についても同時に補償で
きる。その場合の電流検出器８から加算器１９〜
２１の間の回路を第４図に示す。２５〜２７は、
電流検出信号に比例した信号および微分した信号
の和を取り出す微分回路である。比例信号は一次
電圧降下に、微分信号は一次漏れリアクタンス降
下（l1（di1／dt））に対応する。このようにして前
述と同様に一次漏れインピーダンス降下も補償
し、より高い精度でI1α，I1βを検出できる。な
お、二次漏れリアクタンス降下の影響について
も、一次漏れリアクタンス降下と同様にして補償
可能である。
抵抗降下の影響のみを補償するようにしたが、一
次漏れリアクタンス降下についても同時に補償で
きる。その場合の電流検出器８から加算器１９〜
２１の間の回路を第４図に示す。２５〜２７は、
電流検出信号に比例した信号および微分した信号
の和を取り出す微分回路である。比例信号は一次
電圧降下に、微分信号は一次漏れリアクタンス降
下（l1（di1／dt））に対応する。このようにして前
述と同様に一次漏れインピーダンス降下も補償
し、より高い精度でI1α，I1βを検出できる。な
お、二次漏れリアクタンス降下の影響について
も、一次漏れリアクタンス降下と同様にして補償
可能である。
また、前記実施例では一次電流に比例した信号
を加算器１９〜２１に加え一次抵抗降下（r1I）
を補償しているが、一次抵抗が温度によつて変動
するため、その影響を含め補償する必要がある場
合は、次のような方法を適用する。この場合の補
償回路部の構成を第５図に示す。１９〜２１は第
１図と同一の加算器、２８は電動機の一次巻線
（固定子）の温度を測定する温度センサ、２９は
温度センサの信号に基づいて一次抵抗値を検出す
る関数発生回路、３０〜３２は加算器に加える信
号の大きさを調整する掛算器である。掛算器の出
力信号はr1iに比例するから、温度の影響を含め
て補償できる。
を加算器１９〜２１に加え一次抵抗降下（r1I）
を補償しているが、一次抵抗が温度によつて変動
するため、その影響を含め補償する必要がある場
合は、次のような方法を適用する。この場合の補
償回路部の構成を第５図に示す。１９〜２１は第
１図と同一の加算器、２８は電動機の一次巻線
（固定子）の温度を測定する温度センサ、２９は
温度センサの信号に基づいて一次抵抗値を検出す
る関数発生回路、３０〜３２は加算器に加える信
号の大きさを調整する掛算器である。掛算器の出
力信号はr1iに比例するから、温度の影響を含め
て補償できる。
第６図は本発明の他の実施例を示すブロツク図
である。第１実施例では、掛算器１５を用いてイ
ンバータ３の出力電圧がMに応じて変化するよう
にしてあるが、電動機の加減速レートが比較的緩
やかな場合は、この回路が不要となる。これにと
もない励磁電流成分I1α系は不要となる。インバ
ータ３の出力電圧は増幅器１４の出力信号によつ
て制御されており、増幅器１４のゲインが十分に
あれば、この出力信号のみによつて前記出力電圧
を十分な精度で制御可能なためである。また、加
算器１１も不要である。インバータ３の出力周波
数は増幅器１０の出力信号によつて制御されてお
り、増幅器１０のゲインが十分にあれば、この出
力信号のみによつても前記周波数を制御できるか
らである。
である。第１実施例では、掛算器１５を用いてイ
ンバータ３の出力電圧がMに応じて変化するよう
にしてあるが、電動機の加減速レートが比較的緩
やかな場合は、この回路が不要となる。これにと
もない励磁電流成分I1α系は不要となる。インバ
ータ３の出力電圧は増幅器１４の出力信号によつ
て制御されており、増幅器１４のゲインが十分に
あれば、この出力信号のみによつて前記出力電圧
を十分な精度で制御可能なためである。また、加
算器１１も不要である。インバータ３の出力周波
数は増幅器１０の出力信号によつて制御されてお
り、増幅器１０のゲインが十分にあれば、この出
力信号のみによつても前記周波数を制御できるか
らである。
第７図は本発明のさらに他の実施例を示すブロ
ツク図である。本実施例は、直流機における界磁
弱め制御（定出力制御）に相当する磁束弱め制御
を行う場合の例である。構成は基本的には第１図
と同様であるが、偏差増幅器１０，１４に至る回
路構成を一部変更してある。すなわち、速度検出
器６の出力に基づいて２次磁束φ2の指令信号を
発生する磁束指令回路３３と、増幅器７の出力を
磁束指令回路３３の出力で割算する割算器３４
と、一次電流の無効分に対する１次遅れ回路３５
とからなる回路である。磁束指令回路３３の出力
は電動機の回転速度に応じて、例えば、回転停止
から基底速度までは一定値で、基底速度から頂上
速度までは回転速度に反比例して変化する。磁束
指令回路３３と１次遅れ回路３５の出力は偏差増
幅器１４の入力となり、割算器３４の出力は偏差
増幅器１０の入力信号となる。
ツク図である。本実施例は、直流機における界磁
弱め制御（定出力制御）に相当する磁束弱め制御
を行う場合の例である。構成は基本的には第１図
と同様であるが、偏差増幅器１０，１４に至る回
路構成を一部変更してある。すなわち、速度検出
器６の出力に基づいて２次磁束φ2の指令信号を
発生する磁束指令回路３３と、増幅器７の出力を
磁束指令回路３３の出力で割算する割算器３４
と、一次電流の無効分に対する１次遅れ回路３５
とからなる回路である。磁束指令回路３３の出力
は電動機の回転速度に応じて、例えば、回転停止
から基底速度までは一定値で、基底速度から頂上
速度までは回転速度に反比例して変化する。磁束
指令回路３３と１次遅れ回路３５の出力は偏差増
幅器１４の入力となり、割算器３４の出力は偏差
増幅器１０の入力信号となる。
第７図の実施例は、基底速度以上で２次磁束
φ2を連続的に変化させることに特徴がある。ト
ルクτeは(3)式に示すように２次磁束φ2に比例し
て変化するので、トルクτeをトルク指令に比例し
て変化させる必要がある。このためにトルク指令
τeを２次磁束φ2の指令信号で割算し、i1βの指令
信号を得るようにしている。１次遅れ回路３５は
(1)式に従つてi1αからφ2の検出信号を演算する機
能を有し、この出力と磁束指令回路３３の出力と
を増幅器１４で突き合せる。これに従いPWMイ
ンバータ３の出力電圧が制御されることになる。
φ2を連続的に変化させることに特徴がある。ト
ルクτeは(3)式に示すように２次磁束φ2に比例し
て変化するので、トルクτeをトルク指令に比例し
て変化させる必要がある。このためにトルク指令
τeを２次磁束φ2の指令信号で割算し、i1βの指令
信号を得るようにしている。１次遅れ回路３５は
(1)式に従つてi1αからφ2の検出信号を演算する機
能を有し、この出力と磁束指令回路３３の出力と
を増幅器１４で突き合せる。これに従いPWMイ
ンバータ３の出力電圧が制御されることになる。
一般に、φ2はI1αの変化に対して２次時定数T2
だけ遅れて変化するが、本装置ではφ2の変化遅
れを補償するようにI1αが制御されるため、φ2は
その指令信号に速やかに追従する。このようにし
て急速な磁束弱め制御が可能である。
だけ遅れて変化するが、本装置ではφ2の変化遅
れを補償するようにI1αが制御されるため、φ2は
その指令信号に速やかに追従する。このようにし
て急速な磁束弱め制御が可能である。
以上、説明した第６図及び第７図の実施例はと
もに、第１図実施例と同様に一次抵抗の影響に対
して補償可能であり、第４図、第５図の回路を適
用できることは言うまでもない。
もに、第１図実施例と同様に一次抵抗の影響に対
して補償可能であり、第４図、第５図の回路を適
用できることは言うまでもない。
なお、上記実施例では回生制動及び逆転運転の
動作ついては触れなかつたが、ダイオード整流器
１の代わりに可逆変換器または電力回生が可能な
直流電源が接続されたものでは、特に回路を付加
しないでも前述の制御回路により回生制動と逆転
運転ができる。
動作ついては触れなかつたが、ダイオード整流器
１の代わりに可逆変換器または電力回生が可能な
直流電源が接続されたものでは、特に回路を付加
しないでも前述の制御回路により回生制動と逆転
運転ができる。
本発明によれば、一次抵抗（インピーダンス）
降下の影響を補償し特に低速（低周波）運転時に
おける制御特性を改善した電動機駆動用インバー
タ装置が得られる。
降下の影響を補償し特に低速（低周波）運転時に
おける制御特性を改善した電動機駆動用インバー
タ装置が得られる。
第１図は本発明による電動機駆動用インバータ
装置の第１実施例の構成を示すブロツク図、第２
図は第１実施例を構成する２相発振器の出力信号
のベクトル図、第３図ａは誘導電動機の高周波時
のベクトル図、第３図ｂは同じく低周波時のベク
トル図、第３図ｃは誘導電動機の等価回路図、第
４図は本発明における一次漏れリアクタンス降下
に対する補償回路を示す図、第５図は本発明にお
ける温度補償を考慮した一次抵抗降下に対する補
償回路を示す図、第６図は本発明の第２実施例の
構成を示すブロツク図、第７図は本発明の第３実
施例の構成を示すブロツク図である。 １…整流器、３…PWMインバータ、４…誘導
電動機、５…速度指令信号、６…速度検出器、７
…速度偏差増幅器、８…電流検出器、９…電流成
分検出器、１０，１４…偏差増幅器、１１…加算
器、１２…２相発振器、１３…励磁電流指令回
路、１５，１６，１７，３０〜３２…掛算器、１
８…相数変換器、１９，２０，２１…加算器、２
２…発振器、２３…比較器、２４…ゲートアン
プ、２５〜２７…微分回路、２８…温度センサ、
２９…関数発生器、３３…磁束指令回路、３４…
割算器、３５…一次遅れ回路。
装置の第１実施例の構成を示すブロツク図、第２
図は第１実施例を構成する２相発振器の出力信号
のベクトル図、第３図ａは誘導電動機の高周波時
のベクトル図、第３図ｂは同じく低周波時のベク
トル図、第３図ｃは誘導電動機の等価回路図、第
４図は本発明における一次漏れリアクタンス降下
に対する補償回路を示す図、第５図は本発明にお
ける温度補償を考慮した一次抵抗降下に対する補
償回路を示す図、第６図は本発明の第２実施例の
構成を示すブロツク図、第７図は本発明の第３実
施例の構成を示すブロツク図である。 １…整流器、３…PWMインバータ、４…誘導
電動機、５…速度指令信号、６…速度検出器、７
…速度偏差増幅器、８…電流検出器、９…電流成
分検出器、１０，１４…偏差増幅器、１１…加算
器、１２…２相発振器、１３…励磁電流指令回
路、１５，１６，１７，３０〜３２…掛算器、１
８…相数変換器、１９，２０，２１…加算器、２
２…発振器、２３…比較器、２４…ゲートアン
プ、２５〜２７…微分回路、２８…温度センサ、
２９…関数発生器、３３…磁束指令回路、３４…
割算器、３５…一次遅れ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数と振幅とが変化する電圧指令に基づい
て出力を可変電圧可変周波数に制御する電圧形イ
ンバータにより誘導電動機の速度を制御する電動
機駆動用インバータ装置において、 前記インバータの出力電流を検出する電流検出
手段と、 前記誘導電動機と前記電圧形インバータの前記
出力電流による電圧降下を補償するように前記電
流検出手段の検出電流値に基づいて前記電圧指令
の瞬時値を補正する電圧指令補正手段と を備えたことを特徴とする電動機駆動用インバー
タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8142780A JPS579285A (en) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Inverter for driving motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8142780A JPS579285A (en) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Inverter for driving motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS579285A JPS579285A (en) | 1982-01-18 |
| JPS6329518B2 true JPS6329518B2 (ja) | 1988-06-14 |
Family
ID=13746063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8142780A Granted JPS579285A (en) | 1980-06-18 | 1980-06-18 | Inverter for driving motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS579285A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106452254A (zh) * | 2016-12-19 | 2017-02-22 | 四川长虹电器股份有限公司 | 电机相电阻高精度离线辨识方法 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59165969A (ja) * | 1983-03-11 | 1984-09-19 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍインバ−タ− |
| JP2909736B2 (ja) * | 1983-05-26 | 1999-06-23 | 昌 山村 | 誘導電動機の制御装置 |
| JPS60187276A (ja) * | 1984-03-05 | 1985-09-24 | Hitachi Ltd | 負荷駆動装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50121724A (ja) * | 1974-03-05 | 1975-09-23 | ||
| JPS531813A (en) * | 1976-06-28 | 1978-01-10 | Toshiba Corp | Control system of ac motor |
| JPS54129422A (en) * | 1978-03-31 | 1979-10-06 | Toshiba Corp | Controller for induction motor |
-
1980
- 1980-06-18 JP JP8142780A patent/JPS579285A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50121724A (ja) * | 1974-03-05 | 1975-09-23 | ||
| JPS531813A (en) * | 1976-06-28 | 1978-01-10 | Toshiba Corp | Control system of ac motor |
| JPS54129422A (en) * | 1978-03-31 | 1979-10-06 | Toshiba Corp | Controller for induction motor |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106452254A (zh) * | 2016-12-19 | 2017-02-22 | 四川长虹电器股份有限公司 | 电机相电阻高精度离线辨识方法 |
| CN106452254B (zh) * | 2016-12-19 | 2019-01-29 | 四川长虹电器股份有限公司 | 电机相电阻高精度离线辨识方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS579285A (en) | 1982-01-18 |
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