JPS6334719B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変電圧・可変周波数の交流を出力す
る電圧型周波数変換器により駆動される交流電動
機の電流検出方法に関する。

〔従来の技術〕

交流電動機を可変電圧・可変周波数の交流を出
力する周波数変換器によつて駆動する場合、電動
機の回転速度Ｎは次式で与えられる。

Ｎ＝60／po（₁−s） ……(1) ここに、po：極対数、₁：駆動周波数、_s：す
べり周波数。

(1)式におけるすべり周波数_sはトルクに比例し
て変化するため、駆動周波数₁が一定値である場
合には回転速度Ｎがトルクに応じて変動する。こ
のため単に駆動周波数₁を一定に保つだけでは精
度のよい速度制御が行えない。一方、電動機の軸
端に速度検出器を取付け、速度指令信号と速度検
出器の検出信号の偏差に応じて駆動周波数₁を制
御すれば高い精度が得られる。しかし、速度検出
器が必要であり、取付けが面倒で電動機周りの構
造が複雑になると共に速度信号の伝送用に長距離
ケーブルが必要であるなどの不都合がある。

そのため、速度検出器を用いずにすべり周波数
_sを検出し、そのすべり周波数_sが所定値となる
ようにすべり周波数制御を行う方式として、誘導
電動機の１次電圧V₁と１次電流I₁から励磁電流成
分I_nを演算により求め、I₁とI_nの比からすべり周
波数_sを演算する方法が知られている。このよう
に、すべり周波数を演算する際には、１次電流の
成分を高精度検出することが必要である。このこ
とは例えば特開昭54−11413号公報に記載されて
いる。しかし、この方法はサイリスタ変換器の出
力電圧に含まれる高調波に基づく電圧の波形歪み
の影響を受け易く、特に電動機の回転速度が低い
（電動機の誘起起電力が小さい）場合、あるいは
出力電圧波形が方形波状である電圧型サイリスタ
変換器を用いる場合ではその影響は顕著であり、
精度よくすべり周波数sを検出することが困難で
ある。

以上はすべり周波数を求めることについて説明
したが、誘導電動機に流れる１次電流の有効電流
と無効電流を精度よく検出することが強く要求さ
れている。

本発明の目的は電圧型周波数変換器から交流電
動機に供給される１次電流の有効電流および無効
電流を精度良く検出できる交流電動機の電流検出
方法を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は電圧型周波数変換器の出力電流の実際
値と電圧位相指令信号に基づいて得られる出力電
圧位相の正弦値および余弦値との演算により、電
圧型周波数変換器の出力電流の有効電流または無
効電流を求める。

〔作 用〕

電圧型周波数変換器はその出力電圧の基本波成
分の大きさと位相を電圧指令信号に応じて制御す
ることができる。そこで電圧指令信号の電圧位相
指令信号と電圧型周波数変換器の出力電流を乗算
し、フーリエ変換の原理に従い出力電流の出力電
圧に同相な成分（有効分）と出力電圧に対し90度
位相差の成分（無効分）の各々を検出する。

〔実施例〕

第１図に、本発明の一実施例を示す。

第１図は本発明は誘導電動機を速度検出器なし
で速度制御を行うものに適用した例を示す。

第１図においては、１は商用交流電圧を整流す
るダイオード整流器、２は整流器１の出力電圧を
平滑するための平滑コンデンサ、３はスイツチン
グ素子としてGTOサイリスタを用いた電圧型
PWMインバータ、４は誘導電動機、５は速度指
令回路、６は電動機４の１次電流を検出する電流
検出器、７は１次電流のトルク作用電流成分（有
効電流）I₁βと励磁電流成分（無効電流）I₁αをそ
れぞれ検出する電流成分検出器、８は有効電流
I₁βと無効電流I₁αに基づいてすべり周波数を求め
すべり周波数信号を出力するすべり周波数演算回
路、９はすべり周波数信号と速度指令信号を加算
し、PWMインバータ３の出力周波数を指令する
周波数指令信号を出力する加算部、１０は加算器
の周波数指令信号に比例した周波数の２相正弦波
信号（電圧位相指令信号）を発生する２相発振
器、１１は電動機４の磁束量を指令する磁束指令
回路、１２は磁束指令信号と周波数指令信号を掛
算し電圧指令信号を出力する掛算器、１３，１４
は発振器１０と掛算器１２の出力信号を掛算する
掛算器、１５は２相信号を３相信号に変換する相
数変換器、１６はPWMインバータ３を構成する
GTOサイリスタのオン・オフの周波数を制御す
る搬送波信号を発生する発振器、１７は相数変換
器１５と発振器１６の出力信号を比較し、パルス
幅変調信号（PWM信号）を出力する比較器、１
８はPWMインバータ３を構成するGTOサイリ
スタをオン・オフ制御するためのゲート信号を出
力するゲートアンプである。

第５図に電流成分検出器７の詳細な回路構成図
を示す。７１はi_u、i_v、i_wを所定比率で加減算す
る加算器、７２はi_wからi_vを減算する減算器、こ
れにより３相電流信号i_u〜i_wを２相電流信号i_a、i_b
に変換する。７３〜７６は２相発振器１０の出力
信号ａ，ｂと２相電流信号i_a，i_bを掛算する掛算
器、７７，７８は各掛算器７３〜７６の出力信号
の加減算を行う加減算器である。

次にその動作について説明する。周知のように
電圧形パルス幅変調インバータ３はインバータを
構成するGTOサイリスタのオン・オフ時間を変
化させることにより出力電圧を可変にできる。具
体的には相数変換器１５からの電圧指令信号（正
弦波）と発振器１６からの搬送波信号（３角波）
を比較器１７において比較し、その出力信号であ
るPWM信号に応じてインバータ３のGTOサイ
リスタをオン・オフ制御して出力電圧を電圧指令
信号に比例するように制御する。

次に、第１図の動作の理解を容易にするため動
作の基本的な考え方を説明する。電動機４の１次
電流の励磁電流成分I₁αおよびトルク作用電流成
分I₁βは次式で与えられる。

I₁α＝１＋PT₂／M′・φ₂′ ……(2) I₁β＝2π_s・T₂／M′・φ₂′ ……(3) ここに、Ｐ：ｄ／dt（演算子） T₂：２次時定数 M′：１次−２次間相互インダクタンス φ₂′：２次鎖交磁束_s ：すべり周波数 すなわち、すべり周波数_sは次式に従い演算で
きる。_s ＝１／2πT₂I₁β／〔I₁α／（１＋PT₂）〕 ……(4) または _s＝M′／2πT₂・I₁β／φ₂′ ……(5) 一方、電動機４の回転周波数_rと駆動周波数₁
は _r＝₁−_s（２極機の場合） ……(6) の関係があるから、駆動周波数₁を予めすべり周
波数_s分だけ大きくしておき ₁′＝₁＋_s ……(7) なる₁′を新たな駆動周波数とすれば、 _r＝₁′−_s＝＝₁ ……(8) の関係が成立する。すなわち、回転周波数_rは元
の駆動周波数₁に対応する。

このことから、速度指令信号を駆動周波数₁の
指令信号に対応させ、これにすべり周波数_s相当
の信号を加算し、それによりインバータ３の出力
周波数₁′を制御すれば回転速度_rを速度指令に精
度よく一致させることができる。

以上が動作の基本的な考え方である。

次に第１図の実施例の動作を説明する。まず、
本発明の要部である電流検出について説明する。

電流成分検出器７は有効電流I₁βと無効電流I₁α
を次のようにして検出する。まず、電流検出器６
で検出した３相の１次電流信号（i_u，i_v，i_w）を
第５図に示す加減算器７１，７２により２相信号
（i_a，i_b）に変換する。その演算内容は下式であ
り、そのベクトルの位相関係を第２図に示す。

ここに、ｋ：比例定数 このようにして得た２相信号i_a，i_bと２相発振
器１０の正弦波出力信号（ａ，ｂ）の掛算器７３
〜７６で掛算し、無効電流I₁α、有効電流I₁βの検
出信号I₁α，i₁βを得る。その演算内容は次式に示
す通りであり、ベクトルの位相関係を第３図に示
す。

I₁α＝−ｂ・i_a＋ａ・i_b＝K′Isinθ I₁β＝ａ・i_a＋ｂ・i_b＝K′・Icosθ ……(10) ここに、K′：比例定数 Ｉ：１次電流の振幅 θ：信号i_a，i_bの信号ａ，ｂに対する
遅れ位相角度 ２相発振器の信号ａ、ｂと電動機４の１次電圧
は以下で述べるように位相が一致するため、(10)式
の演算により１次電流の無効電流I₁αと有効電流
I₁βが検出される。

すべり周波数演算回路８の詳細な構成図を第６
図に示す。１次遅れ回路８１及び割算器８２から
成り、(4)式に対応した演算を行いすべり周波数_s
に比例した信号が求められる。

すべり周波数演算回路８で求めたすべり周波数
信号と速度指令回路５から与えられる速度指令信
号が加算器９で加算され周波数指令信号が取り出
される。この関係については(7)(8)式等で述べた通
りである。

２相発振器１０はこの周波数指令信号に比例し
た周波数をもつ２相正弦波信号ａ，ｂを発生す
る。２相発振器１０は例えば周知の積分形鋸歯状
波発振器と関数発生器からなるものが用いられ、
その出力信号ａ，ｂは次式に示すような振巾が一
定な正弦信号である。

ａ＝sin（2π₁t） ｂ＝cos（2π₁t） ……(11) 掛算器１３，１４は２相信号ａまたはｂと掛算
器１２からの電圧指令信号を掛算して次式に示す
信号ｃ、ｄを出力する。

ｃ＝Asin（2π₁t） ｄ＝Acos（2π₁t） ……(12) ここに、Ａ：電圧指令信号振幅 相数変換器１５は周知の方法により２相信号
ｃ、ｄを３相信号に変換する。PWMインバータ
３の出力電圧は前述したようにしてこの３相信号
に比例するように制御されるが、このとき出力電
圧E_u〜E_wと１次電流I_u〜I_wの位相関係は第４図に
示すようになる。この際、１次電流の無効電流
I₁αと有効電流I₁βは次式で与えられ、(10)式のi₁α、
i₁βと比例関係が成立する。

I₁α＝Isinθ I₁β＝Icosθ ……（13） 以上のようにして制御するのであるが、電動機
４の回転速度を速度指令信号に比例して精度よく
制御することができる。また速度検出器を省略で
きるので、特にその取付けが困難な場合において
大きな効果が得られる。

第１図に示すものでは、磁束指令回路１１及び
掛算器１２の働きにより磁束量を任意に制御する
ことができる。しかし磁束量一定の条件で運転す
る場合には、無効電流I₁αは一定であるため(4)式
から明らかなように_s＝K″i₁β（K″：比例定数）
とみなすことができる。したがつてこの場合は、
第１図におけるすべり周波数演算回路８を省略で
きる。

また、すべり周波数_sは(5)式に従つても求める
ことが可能である。したがつてすべり周波数演算
回路８の代りに有効電流i₁βを磁束指令信号で割
算してすべり周波数_sを演算して加算器９に加え
るようにしても同一の効果が得られる。

第７図は本発明を他の制御装置に適用した例を
示す。

第７図において、第１図と異なる点は、速度制
御回路を設け速度制御応答を改善するようにした
ことである。第７図において１９は速度検出用減
算器、２０は速度偏差増巾器、２１はすべり周波
数偏差増巾器であり、他の部品は第１図に示した
ものと同一である。減算器１９において２相発振
器１０の入力信号である駆動周波数₁に比例する
信号とすべり周波数演算回路８の出力信号の差か
ら、(11)式の関係に従い速度信号を検出する。増巾
器２０において速度指令と速度指令の偏差が増巾
され、その出力信号は増巾器２１にすべり周波数
指令として加えられる。なお、通常誘導電動機４
の過負荷過電流を防止するため、すべり周波数指
令の振巾を制限しすべり周波数の最大値を制限す
るためのすべり周波数制限器が増巾器２０に設け
るのが望ましい。増巾器２１は積分器の動作を行
うもので、前記すべり周波数指令とすべり周波数
信号の偏差に応じて周波数指令信号が変化する。
なお、偏差が零の場合は駆動周波数₁は一定値に
保持される。

第７図の実施例では、速度偏差増巾器２０の働
きにより速度偏差が十分に増巾され、その偏差信
号に応じて電動機のトルクと比例関係にあるすべ
り周波数を制限するため優れた速度応答性能が得
られる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は電圧型周波数変換
器の出力電流と出力電圧位相に相応する正弦値お
よび余弦値との演算によつて、出力電流の有効成
分及び無効成分を検出するようにしているので電
圧型周波数変換器の出力電圧の波形歪みの影響を
受けることがなく、高精度な検出が行える。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、
第２〜４図は第１図の装置の動作を説明するため
の図、第５図、第６図は第１図の回路部品の詳細
な回路構成図、第７図は本発明の他の適用例を示
す回路構成図である。 １……ダイオード整流器、２……平滑コンデン
サ、３……PWMインバータ、４……誘導電動
機、５……速度指令回路、６……電流検出器、７
……電流成分検出器、８……すべり周波数演算回
路、９……加算器、１０……２相発振器、１１…
…磁束指令回路、１２……掛算器、１３，１４…
…掛算器、１５……相数変換器、１６……発振
器、１７……比較器、１８……ゲートアンプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 出力電圧の大きさと周波数を可変できる電圧
   型周波数変換器と、該電圧型周波数変換器により
   駆動される交流電動機と、前記電圧型周波数変換
   器の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電
   圧型周波数変換器の出力電圧の位相指令信号を出
   力する信号発生手段とを具備するものにおいて、
   前記電圧位相指令信号に基づいて得られる出力電
   圧位相の正弦値および余弦値と前記電流検出手段
   で検出した電流実際値との演算により、前記電圧
   型周波数変換器の出力電流の有効電流または無効
   電流を求めるようにしたことを特徴とする交流電
   動機の電流検出方法。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記交流電
   動機は誘導電動機であつて、演算により求めた無
   効電流と無効電流は前記誘導電動機のすべり周波
   数の演算に用いられることを特徴とする交流電動
   機の電流検出方法。