JPH0452719B2 - - Google Patents
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- JPH0452719B2 JPH0452719B2 JP60063642A JP6364285A JPH0452719B2 JP H0452719 B2 JPH0452719 B2 JP H0452719B2 JP 60063642 A JP60063642 A JP 60063642A JP 6364285 A JP6364285 A JP 6364285A JP H0452719 B2 JPH0452719 B2 JP H0452719B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/10—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation using bang-bang controllers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は正弦波電流指令信号と電流検出信号と
の電流偏差の大きさと極性の関係に基づいて得ら
れるパルス幅変調パルスによつて点弧制御される
PWMインバータの制御装置に関する。
の電流偏差の大きさと極性の関係に基づいて得ら
れるパルス幅変調パルスによつて点弧制御される
PWMインバータの制御装置に関する。
PWMインバータの制御方式として、正弦波電
流指令信号と電流検出信号の電流偏差の大きさと
極性の関係に基づいて得られるパルス幅変調パル
スによつて点弧制御を行う方式がある。この制御
方式は通称電流比較制御方式と呼ばれている。電
流比較制御方式はPWMインバータの出力電流を
瞬時値制御できるので電流制御の応答性を向上で
きる。電流比較制御方式は正弦波電流指令信号と
電流検出信号との電流偏差をヒステリシス特性を
有する比較手段に加えてパルス幅変調パルスを得
ている。
流指令信号と電流検出信号の電流偏差の大きさと
極性の関係に基づいて得られるパルス幅変調パル
スによつて点弧制御を行う方式がある。この制御
方式は通称電流比較制御方式と呼ばれている。電
流比較制御方式はPWMインバータの出力電流を
瞬時値制御できるので電流制御の応答性を向上で
きる。電流比較制御方式は正弦波電流指令信号と
電流検出信号との電流偏差をヒステリシス特性を
有する比較手段に加えてパルス幅変調パルスを得
ている。
ところで、交流電動機を駆動するPWMインバ
ータを電流比較制御方式で制御する場合、低速度
領域においては電動機の誘起起電力が小さいため
PWMインバータを構成するスイツチング素子の
スイツチング周波数が高くなる。スイツチング周
波数が高くなるとスイツチング損失の増加によつ
てスイツチング素子を焼損することがある。スイ
ツチング素子の焼損を防止するために、本出願人
は先に特開昭58−66584号として交流電動機の低
速度領域において比較手段のヒステリシス幅を大
きくすることを提案している。ところが、交流電
動機の負荷が低速度領域において低トルクの運転
を要求されるものの場合、換言すると電動機の発
生トルク（軸トルク）を微少に制御することが必
要な場合にはトルクリツプルが大きくなるという
問題点を有している。トルクリツプルが大きくな
るのは比較手段のヒステリシス幅を大きくする結
果、電動機電流のリツプル幅が大きくなるためで
ある。
ータを電流比較制御方式で制御する場合、低速度
領域においては電動機の誘起起電力が小さいため
PWMインバータを構成するスイツチング素子の
スイツチング周波数が高くなる。スイツチング周
波数が高くなるとスイツチング損失の増加によつ
てスイツチング素子を焼損することがある。スイ
ツチング素子の焼損を防止するために、本出願人
は先に特開昭58−66584号として交流電動機の低
速度領域において比較手段のヒステリシス幅を大
きくすることを提案している。ところが、交流電
動機の負荷が低速度領域において低トルクの運転
を要求されるものの場合、換言すると電動機の発
生トルク（軸トルク）を微少に制御することが必
要な場合にはトルクリツプルが大きくなるという
問題点を有している。トルクリツプルが大きくな
るのは比較手段のヒステリシス幅を大きくする結
果、電動機電流のリツプル幅が大きくなるためで
ある。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは低速度領域において交流電
動機の発生トルクのリツプルを小さくできる
PWMインバータの制御装置を提供することにあ
る。
の目的とするところは低速度領域において交流電
動機の発生トルクのリツプルを小さくできる
PWMインバータの制御装置を提供することにあ
る。
本発明の特徴とするところは交流電動機の低速
度領域においてトルクが所定値以下の際には電動
機速度に比例して比較手段のヒステリシス幅を小
さくするようにしたことにある。
度領域においてトルクが所定値以下の際には電動
機速度に比例して比較手段のヒステリシス幅を小
さくするようにしたことにある。
本発明の一実施例を第１図、第２図に示す。第１
図は制御回路の構成図で、第２図は主回路構成図
である。
図は制御回路の構成図で、第２図は主回路構成図
である。
第２図において、交流電源１の交流電圧はダイ
オードで構成される全波整流回路１０によつて整
流される。全波整流回路１０の直流出力は平滑コ
ンデンサ２０により平滑される。平滑された直流
電圧はトランジスタTUP，TUN，TVP，TVN，TWP，
TWNをグレーツ結線して構成されたPWMインバ
ータ３０に供給される。PWMインバータ３０を
構成するトランジスタTUP〜TWNにはそれぞれ還
流ダイオードＤが逆並列接続されている。PWM
インバータ３０はトランジスタTUP〜TWNを所定
のタイミングにてオンオフ制御されることによつ
て交流電動機２に３相の正弦波電圧を印加する。
交流電動機２に供給される各相電流はそれぞれ電
流検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗによつて検出される。
また電動機２には速度検出器３が機械的に直結さ
れている。
オードで構成される全波整流回路１０によつて整
流される。全波整流回路１０の直流出力は平滑コ
ンデンサ２０により平滑される。平滑された直流
電圧はトランジスタTUP，TUN，TVP，TVN，TWP，
TWNをグレーツ結線して構成されたPWMインバ
ータ３０に供給される。PWMインバータ３０を
構成するトランジスタTUP〜TWNにはそれぞれ還
流ダイオードＤが逆並列接続されている。PWM
インバータ３０はトランジスタTUP〜TWNを所定
のタイミングにてオンオフ制御されることによつ
て交流電動機２に３相の正弦波電圧を印加する。
交流電動機２に供給される各相電流はそれぞれ電
流検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗによつて検出される。
また電動機２には速度検出器３が機械的に直結さ
れている。
第１図はPWMインバータ３０を構成するトラ
ンジスタTUP〜TWNのベースに制御信号UP，
UN，VP，VN，WP，WNを与えてこれらをオ
ンオフ制御する制御回路を示す。第１図は一相分
のみを詳細に示し、他の二相分については、図示
した一相分と同一ということからその詳細を省略
してある。
ンジスタTUP〜TWNのベースに制御信号UP，
UN，VP，VN，WP，WNを与えてこれらをオ
ンオフ制御する制御回路を示す。第１図は一相分
のみを詳細に示し、他の二相分については、図示
した一相分と同一ということからその詳細を省略
してある。
第１図において、インバータ出力電流の瞬時値
量（正弦波）を指令する電流指令信号iU *，iV *，
iW *と電流検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの検出信号iU，
iV，iWが各相の制御回路に入力されている。電流
指令信号iU *（iV *，iW *）は抵抗７１を介して比較
器７０に入力され、電流検出信号iU（iV，iW）は抵
抗７２を介して比較器７０に入力される。なお、
電流指令信号iU *（iV *，iW *）と電流検出信号iU
（iV，iW）はその極性が同極性信号として比較器
７０に入力されている。
量（正弦波）を指令する電流指令信号iU *，iV *，
iW *と電流検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの検出信号iU，
iV，iWが各相の制御回路に入力されている。電流
指令信号iU *（iV *，iW *）は抵抗７１を介して比較
器７０に入力され、電流検出信号iU（iV，iW）は抵
抗７２を介して比較器７０に入力される。なお、
電流指令信号iU *（iV *，iW *）と電流検出信号iU
（iV，iW）はその極性が同極性信号として比較器
７０に入力されている。
一方、交流電動機２の負荷電流Ｉは電流検出器
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで検出され比較器９０に演算抵
抗器９１を通して入力され、トルク設定器９３で
設定された所定の低負荷トルクに相当するトルク
設定信号と比較される。比較器９０はトルク設定
器９３による設定信号よりも負荷電流信号Ｉが小
さいときのみ出力リレー９４をオンする。交流電
動機２に連結されている速度検出器３により検出
された速度信号Ｎは抵抗器８１を通して演算増幅
器８０に入力され、演算抵抗８３により演算され
て速度信号Ｎに比例した信号を得る。
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで検出され比較器９０に演算抵
抗器９１を通して入力され、トルク設定器９３で
設定された所定の低負荷トルクに相当するトルク
設定信号と比較される。比較器９０はトルク設定
器９３による設定信号よりも負荷電流信号Ｉが小
さいときのみ出力リレー９４をオンする。交流電
動機２に連結されている速度検出器３により検出
された速度信号Ｎは抵抗器８１を通して演算増幅
器８０に入力され、演算抵抗８３により演算され
て速度信号Ｎに比例した信号を得る。
今、負荷電流信号Ｉがトルク設定器９０により
定められた設定信号以下となり出力リレー９４が
オン状態になると、演算増幅器８０の出力Ｎは関
数発生器８４に加えられる。関数発生器８４は第
３図に示すごとく速度信号Ｎを入力とし、速度信
号Ｎが増加すると減少する出力信号Δhを発生す
る。信号Δhは回転速度が高くなると所定の点で
零となり、その最大値をΔh1とする。
定められた設定信号以下となり出力リレー９４が
オン状態になると、演算増幅器８０の出力Ｎは関
数発生器８４に加えられる。関数発生器８４は第
３図に示すごとく速度信号Ｎを入力とし、速度信
号Ｎが増加すると減少する出力信号Δhを発生す
る。信号Δhは回転速度が高くなると所定の点で
零となり、その最大値をΔh1とする。
一方、ヒステリシス幅設定器９５による一定の
ヒステリシス信号ΔhSと関数発生器８４の出力信
号Δhを補正信号として演算器８５で比較演算し
その差信号ΔHを得る。この幅偏差信号ΔHはΔH
＝ΔhS−Δh（但し、ΔhS＞Δh）の関係が成立する。
演算器８５は第３図に示す如き幅偏差信号ΔHを
出力する。ヒステリシス幅ΔHの最大値はΔhSと
なり、また最小値はΔhS−ΔH1となる。最大値を
設定するのは交流電動機の負荷電流の最大リツプ
ル量を制限する為であり、また、最小値はトラン
ジスタ等のスイツチング素子のスイツチング損失
を制限する意味から、必要以上のスイツチング周
波数の上昇を防止するためである。
ヒステリシス信号ΔhSと関数発生器８４の出力信
号Δhを補正信号として演算器８５で比較演算し
その差信号ΔHを得る。この幅偏差信号ΔHはΔH
＝ΔhS−Δh（但し、ΔhS＞Δh）の関係が成立する。
演算器８５は第３図に示す如き幅偏差信号ΔHを
出力する。ヒステリシス幅ΔHの最大値はΔhSと
なり、また最小値はΔhS−ΔH1となる。最大値を
設定するのは交流電動機の負荷電流の最大リツプ
ル量を制限する為であり、また、最小値はトラン
ジスタ等のスイツチング素子のスイツチング損失
を制限する意味から、必要以上のスイツチング周
波数の上昇を防止するためである。
出力リレー９４がトルク設定器９３で設定され
た所定の負荷以上の場合はオフとなり、ヒステリ
シス幅信号ΔH＝ΔhSとなつて高負荷状態ではヒ
ステリシス幅信号ΔHは速度の条件信号Δhが切り
離され、ヒステリシス幅設定器９５の信号ΔhSで
のみ制御されるものとなる。
た所定の負荷以上の場合はオフとなり、ヒステリ
シス幅信号ΔH＝ΔhSとなつて高負荷状態ではヒ
ステリシス幅信号ΔHは速度の条件信号Δhが切り
離され、ヒステリシス幅設定器９５の信号ΔhSで
のみ制御されるものとなる。
演算器８５の出力ΔHは抵抗器６１を介して演
算増幅器６０，６４に入力され演算抵抗器６３，
６５によつて所定の増幅度に増幅され出力＋
ΔH，−ΔHを得る。演算増幅器６０の出力と比較
器７０の出力との間には抵抗器７７を介して演算
増幅器６０の出力側をアノード側とした特性のダ
イオード７５が設けられ、また演算増幅器６４の
出力側をカソードとした特性のダイオード７６が
設けられている。演算増幅器６０，６４のそれぞ
れの出力＋ΔH，−ΔHの値が変ることにより、ヒ
ステリシス幅は変えられる。
算増幅器６０，６４に入力され演算抵抗器６３，
６５によつて所定の増幅度に増幅され出力＋
ΔH，−ΔHを得る。演算増幅器６０の出力と比較
器７０の出力との間には抵抗器７７を介して演算
増幅器６０の出力側をアノード側とした特性のダ
イオード７５が設けられ、また演算増幅器６４の
出力側をカソードとした特性のダイオード７６が
設けられている。演算増幅器６０，６４のそれぞ
れの出力＋ΔH，−ΔHの値が変ることにより、ヒ
ステリシス幅は変えられる。
このヒステリシス幅制御回路については特開昭
59−117494号にも示されている。比較器７０の出
力信号UPはトランジスタTUPのオンオフ信号と
なり、また信号UPは極性反転増幅器７８を介し
て信号UNとなつてトランジスタTUNのオンオフ
信号となる。他のトランジスタTVP，TVN，TWP，
TWNについても同様に信号VP，VN，WP，WN
の信号でオンオフされる。
59−117494号にも示されている。比較器７０の出
力信号UPはトランジスタTUPのオンオフ信号と
なり、また信号UPは極性反転増幅器７８を介し
て信号UNとなつてトランジスタTUNのオンオフ
信号となる。他のトランジスタTVP，TVN，TWP，
TWNについても同様に信号VP，VN，WP，WN
の信号でオンオフされる。
トランジスタTUP，TUNのオンオフ状態は第４
図に示す如く、比較器７０の出力信号すなわち、
電流指令信号iU *と電流検出信号iUの偏差信号が
ヒステリシス幅の上限値（＋ΔH）を越えるとき
その出力UPが反転しトランジスタTUPがオフし
てPWMインバータ３０の出力電流iUが減少する
方向に制御される。そしてインバータ出力電流が
減少して前記iU *とiUとの偏差信号がヒステリシ
ス幅の下限値（−ΔH）を下まわるとき出力UP
が再度反転してトランジスタTUPがオンされイン
バータ３０の出力電流iUが増加する。
図に示す如く、比較器７０の出力信号すなわち、
電流指令信号iU *と電流検出信号iUの偏差信号が
ヒステリシス幅の上限値（＋ΔH）を越えるとき
その出力UPが反転しトランジスタTUPがオフし
てPWMインバータ３０の出力電流iUが減少する
方向に制御される。そしてインバータ出力電流が
減少して前記iU *とiUとの偏差信号がヒステリシ
ス幅の下限値（−ΔH）を下まわるとき出力UP
が再度反転してトランジスタTUPがオンされイン
バータ３０の出力電流iUが増加する。
以上の様にして制御するのであるが、交流電動
機２の回転速度Ｎが低くなればなる程、そのとき
の負荷電流Ｉが低い場合の条件において、回転速
度信号Ｎをパラメータにして、ヒステリシス幅を
小さくしてPWMインバータの電流リツプル量を
減少させるようにしている。
機２の回転速度Ｎが低くなればなる程、そのとき
の負荷電流Ｉが低い場合の条件において、回転速
度信号Ｎをパラメータにして、ヒステリシス幅を
小さくしてPWMインバータの電流リツプル量を
減少させるようにしている。
運転周波数が低い領域すなわち回転速度が低い
場合では電動機２の逆起電圧が低いばかりではな
くその電圧は残留磁束等の影響を受けやすくなる
ためスイツチング電流の立上りを乱し規則的な
PWMスイツチング電流波形が得られなくなる。
これらの状態を第５図により説明する。ヒステリ
シス幅をΔH′としたとき、電動機２に流れる電流
（検出電流iU′）はそのスイツチング時間tp1，tf1，
tp2，tf2のごとくそれぞれ異つたものとなり、こ
れは正弦波電流波形を大きく乱す形となる。さら
にはこれらの影響は三相誘導電動機においては各
相の電流バランスが不平衡となり電動機軸の出力
のトルクリツプルとなる。この問題は低トルク領
域での影響が大である。本発明はこの低トルク条
件の下で速度をパラメータとしてヒステリシス幅
を制御している。第５図のヒステリシス幅ΔHの
状態は低トルクの条件下で低速度領域のPWMス
イツチング電流iUが本発明で制御された状態の波
形を示したものである。ヒステリシス幅が小とな
ると同時に、スイツチング周波数も高く制御さ
れ、電流リツプル量が減少すると共に周期が短く
なつており正弦波電流指令iU *により近づいた特
性が得られる。
場合では電動機２の逆起電圧が低いばかりではな
くその電圧は残留磁束等の影響を受けやすくなる
ためスイツチング電流の立上りを乱し規則的な
PWMスイツチング電流波形が得られなくなる。
これらの状態を第５図により説明する。ヒステリ
シス幅をΔH′としたとき、電動機２に流れる電流
（検出電流iU′）はそのスイツチング時間tp1，tf1，
tp2，tf2のごとくそれぞれ異つたものとなり、こ
れは正弦波電流波形を大きく乱す形となる。さら
にはこれらの影響は三相誘導電動機においては各
相の電流バランスが不平衡となり電動機軸の出力
のトルクリツプルとなる。この問題は低トルク領
域での影響が大である。本発明はこの低トルク条
件の下で速度をパラメータとしてヒステリシス幅
を制御している。第５図のヒステリシス幅ΔHの
状態は低トルクの条件下で低速度領域のPWMス
イツチング電流iUが本発明で制御された状態の波
形を示したものである。ヒステリシス幅が小とな
ると同時に、スイツチング周波数も高く制御さ
れ、電流リツプル量が減少すると共に周期が短く
なつており正弦波電流指令iU *により近づいた特
性が得られる。
第６図にヒステリシス幅調整回路の他の例を示
す。
す。
第６図は関数発生器１１０の特性と第７図の如
く回転速度Ｎに対してヒステリシス幅ΔHを増加
するようにしている。第６図において演算増幅器
８０の出力信号Ｎの特性、負荷検出出力リレー９
４の動作は第１図で説明した通りである。関数発
生器１１０の入力にヒステリシス幅設定器９５の
出力信号ΔhSが入力される点が異る。第６図の実
施例では、交流電動機の負荷が所定の値以下のと
き関数発生器１１０の入力を演算増幅器８０の出
力信号Ｎとし、負荷が所定の値以上のときは、ヒ
ステリシス幅設定器９５の出力信号ΔhSとする如
く、負荷検出リレー９４の接点９４ａ，９４ｂで
切換えるものである。設定信号ΔhSの大きさは第
７図中心軸線Ａ点で示す関数発生器１１０の入力
点の設定とし関数発生器の出力を最大値ΔH2に
制限する。また、信号Ｎが零のときでも関数発生
器１１０の出力を規定の最小値ΔH1に制限する
様にしてヒステリシス幅を制御しPWMスイツチ
ング周波数を所定の大きさの範囲に制限する。
く回転速度Ｎに対してヒステリシス幅ΔHを増加
するようにしている。第６図において演算増幅器
８０の出力信号Ｎの特性、負荷検出出力リレー９
４の動作は第１図で説明した通りである。関数発
生器１１０の入力にヒステリシス幅設定器９５の
出力信号ΔhSが入力される点が異る。第６図の実
施例では、交流電動機の負荷が所定の値以下のと
き関数発生器１１０の入力を演算増幅器８０の出
力信号Ｎとし、負荷が所定の値以上のときは、ヒ
ステリシス幅設定器９５の出力信号ΔhSとする如
く、負荷検出リレー９４の接点９４ａ，９４ｂで
切換えるものである。設定信号ΔhSの大きさは第
７図中心軸線Ａ点で示す関数発生器１１０の入力
点の設定とし関数発生器の出力を最大値ΔH2に
制限する。また、信号Ｎが零のときでも関数発生
器１１０の出力を規定の最小値ΔH1に制限する
様にしてヒステリシス幅を制御しPWMスイツチ
ング周波数を所定の大きさの範囲に制限する。
以上説明したように本発明によればヒステリシ
ス幅を制御するだけで交流電動機の発生トルクの
リツプルを小さくできる。また、トランジスタ等
のスイツチング素子はオンオフ周波数を増加させ
ることによりスイツチング損失が増大し、実負荷
電流を流す場合の熱容量に制限を生じることが考
えられるが本発明によればスイツチング周波数の
高い場合は負荷電流の小さい状態にある様に制御
されていることからトランジスタの過負荷の心配
はなく負荷に応じた最適な条件で装置が構成でき
る。
ス幅を制御するだけで交流電動機の発生トルクの
リツプルを小さくできる。また、トランジスタ等
のスイツチング素子はオンオフ周波数を増加させ
ることによりスイツチング損失が増大し、実負荷
電流を流す場合の熱容量に制限を生じることが考
えられるが本発明によればスイツチング周波数の
高い場合は負荷電流の小さい状態にある様に制御
されていることからトランジスタの過負荷の心配
はなく負荷に応じた最適な条件で装置が構成でき
る。
なお、上述の実施例ではインバータにトランジ
スタを用いて説明したが、GTOサイリスタなど
を用いることに関しても全く同様な効果となる。
また、負荷の状態の検出信号として交流電動機入
力電流を用いたがこれは、ベクトル制御方式等の
インバータ制御回路に含まれる電流指令あるいは
トルク指令信号を用いること、または交流電動機
に連結される負荷トルク検出器等から得られる軸
トルク信号を用いても同様な効果が得られること
は言うまでもない。
スタを用いて説明したが、GTOサイリスタなど
を用いることに関しても全く同様な効果となる。
また、負荷の状態の検出信号として交流電動機入
力電流を用いたがこれは、ベクトル制御方式等の
インバータ制御回路に含まれる電流指令あるいは
トルク指令信号を用いること、または交流電動機
に連結される負荷トルク検出器等から得られる軸
トルク信号を用いても同様な効果が得られること
は言うまでもない。
第１図、第２図は本発明の一実施例を示す構成
図、第３図は第２図における関数発生器の特性
図、第４図は動作説明用波形図、第５図は従来と
本発明の動作波形図、第６図はヒステリシス幅調
整回の他の一例構成図、第７図は第６図における
関数発生器の特性図である。 １……交流電源、２……交流電動機、３……速
度検出器、Ｔ……トランジスタ、５……電流検出
器、６０，６４……ヒステリシス幅指令演算増幅
器、７０……比較器、８０……ヒステリシス幅可
変用演算増幅器、８４……ヒステリシス幅可変用
関数発生器、８５……比較演算器、９０……負荷
信号比較器、９４……負荷検出出力リレー、９５
……ヒステリシス幅設定器、１００……ヒステリ
シス調整回路。
図、第３図は第２図における関数発生器の特性
図、第４図は動作説明用波形図、第５図は従来と
本発明の動作波形図、第６図はヒステリシス幅調
整回の他の一例構成図、第７図は第６図における
関数発生器の特性図である。 １……交流電源、２……交流電動機、３……速
度検出器、Ｔ……トランジスタ、５……電流検出
器、６０，６４……ヒステリシス幅指令演算増幅
器、７０……比較器、８０……ヒステリシス幅可
変用演算増幅器、８４……ヒステリシス幅可変用
関数発生器、８５……比較演算器、９０……負荷
信号比較器、９４……負荷検出出力リレー、９５
……ヒステリシス幅設定器、１００……ヒステリ
シス調整回路。
Claims (1)
- １ 交流電動機を駆動するPWMインバータと、
該PWMインバータの出力電流を検出する電流検
出手段と、前記交流電動機の速度信号とトルク信
号を入力しヒステリシス幅を変化させるヒステリ
シス幅調整手段と、正弦波電流指令信号と前記電
流検出手段で検出した電流検出信号を比較した電
流偏差の大きさと極性に基づいて得られるパルス
幅変調パルスを出力するヒステリシス特性を有す
る比較手段とを具備し、前記ヒステリシス幅調整
手段は前記交流電動機が設定速度以上の際には前
記比較手段のヒステリシス幅を一定値にし、前記
設定速度以下でトルクが所定値以下の際には前記
速度信号に比例してヒステリシス幅を小さくする
ことを特徴とするPWMインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60063642A JPS61224899A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60063642A JPS61224899A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61224899A JPS61224899A (ja) | 1986-10-06 |
| JPH0452719B2 true JPH0452719B2 (ja) | 1992-08-24 |
Family
ID=13235209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60063642A Granted JPS61224899A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61224899A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030050454A (ko) * | 2001-12-18 | 2003-06-25 | 현대자동차주식회사 | 하이브리드 전기 자동차의 모터 제어장치 및 방법 |
| KR100423992B1 (ko) * | 2002-01-12 | 2004-03-22 | 삼성전자주식회사 | 단상 인버터의 저속 리플전류 억제장치 및 그 방법 |
| JP5415211B2 (ja) * | 2009-09-30 | 2014-02-12 | 株式会社東芝 | 電圧形インバータの制御装置 |
| DE102009053564B4 (de) * | 2009-11-18 | 2020-03-19 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Stromregelung bei Motoren |
| JP5884297B2 (ja) * | 2011-05-20 | 2016-03-15 | トヨタ自動車株式会社 | モータ駆動制御システムおよびそれを搭載する車両、ならびにモータ駆動制御システムの制御方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5866584A (ja) * | 1981-10-12 | 1983-04-20 | Hitachi Ltd | 電流比較形交流電源装置 |
-
1985
- 1985-03-29 JP JP60063642A patent/JPS61224899A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5866584A (ja) * | 1981-10-12 | 1983-04-20 | Hitachi Ltd | 電流比較形交流電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61224899A (ja) | 1986-10-06 |
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