JPS631834B2 - - Google Patents

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JPS631834B2
JPS631834B2 JP55018514A JP1851480A JPS631834B2 JP S631834 B2 JPS631834 B2 JP S631834B2 JP 55018514 A JP55018514 A JP 55018514A JP 1851480 A JP1851480 A JP 1851480A JP S631834 B2 JPS631834 B2 JP S631834B2
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Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は広い周波数範囲で動作するインバータ
の制御装置に関するものである。
誘導電動機のすべり周波数制御に用いられる従
来のインバータの制御装置の一例を第１図に示
す。第１図において、直流電源１からPWM（パ
ルス巾変調）制御されるインバータ回路を介し
て、可変周波数、可変電圧の交流電圧が出力さ
れ、電流検出器３，４，５を経て誘導電動機６に
交流電流を供給している。また誘導電動機６に直
結された速度検出器７が回転速度を検出してい
る。
誘導電動機のすべり周波数制御においては、先
ず速度設定器８により設定される速度基準SRと、
前記速度検出器７により検出された速度に比例し
た電圧VSとが、増幅器９によつて比較増幅され、
トルク基準信号T*を出力する。
次にトルク基準T*から関数発生器１０を介し
て誘導電動機６の平均電流基準id*を出力し、交
流電流基準回路１３へ入力する。一方前記トルク
基準T*を調整器１１を介してすべり周波数に対
応する電圧SVとし、このSVと前記の速度分電圧
VSとの和を電圧−周波数変換器（以下Ｖ／Ｆ変
換器と呼ぶ。）１２に入力して周波数pに変換し、
インバータ２の周波数を決定する。
交流電流基準回路１３は、平均電流基準id*と
周波数pよりインバータの各相の正弦波状の交流
電流基準iU *，iV *，iW *を出力する。誘導電動機の
入力電流iU，iV，iWは前記電流検出器３，４，５
により検出され、それぞれ、増幅器２１U，２１
Ｖ，２１Wで電流基準iU *，iV *，iW *と比較増幅され
て電圧制御出力VU *，VV *，VW *を出力する。
三角波発生器１４の出力電圧V△と前記電圧制
御出力VU *，VV *，VW *はそれぞれ比較器２２U，
２２V，２２Wによつて比較され、PWM信号を出
力し、ベース駆動回路２３U，２３V，２３Wによ
りインバータ回路２のトランジスタを駆動して誘
導電動機６に可変電圧可変周波数の交流電流を供
給する。
以上に説明した電流マイナ制御付のすべり周波
数制御による誘導電動機の速度制御回路は広く採
用されており、さらに周波数にトルクの変化分の
過渡項を加えたベクトル制御方式も応答性が良い
ので広く採用されようとしている。
第１図における三角波と正弦波を比較する
PWMの動作を第２図に図示した。第３図は第２
図における各信号のとり方を示している。この方
式において、端子間電圧VA-Bはトランジスタの
スイツチング周波数の２倍となつている。
またこの方式は増幅器２１U，２１V，２１Wに
よつて誘導電動機の交流電流の平均値を制御して
いるので、応答周波数に限度がある。例えばイン
バータの出力周波数を100Hzにして交流電流を大
きな位相誤差なく制御するには100Hzにおいて電
流マイナループのオープン、ゲインが少くとも10
倍以上は必要となり電流マイナループのωcは2π
×100×10即ち6000rad／ｓ以上確保する必要が
ある。
この事は現実には交流電流に含まれるリツプル
電流をも増幅して制御の異常を招くので、電流マ
イナループのωcは前記トランジスタのスイツチ
ング周波数、すなわちPWMの動作周波数により
制限される。このためインバータの上限周波数が
制限され、誘導電動機の高速運転に支障を招いて
いた。
これに対してインバータの上限周波数を上昇さ
せる方法として、第４図に示す瞬時値制御の方法
がある。第４図は第１図における電流マイナ制御
を瞬時値制御に代えたものであり、従つてその変
更部分のみ示してある。
すなわち交流電流基準iU *，iV *，iW *は誘導電動
機電流iU，iV，iWとそれぞれ、ヒステリシスを持
つた比較器２４U，２４V，２４Wにより瞬時値を
比較している。従つて平均値制御の場合のような
ωcの限界は存在せず、瞬時値制御回路に原理的
な周波数の上限はない。
この方式における交流電流の一例を第５図に示
す。交流電流基準iU *に対して交流電流iUは比較
器２４Uのヒステリシス巾を持つて制御されてい
る。
三角波と比較するPWM方式では、三角波によ
つてインバータ出力間に同期が取られているの
で、第６図に示すように誘導電動機端子電圧
VA-Bは零より一方向のみの出力波形となり、電
流変化率が低くなる傾向が特に出力電圧が低い場
合に目立つ。
一方瞬時値制御の場合は第５図に示すように電
圧VA-Bは零を中心に両方向に振れ、平均値とし
ては第６図の場合と等しくなるように制御される
が、第６図の場合に比して電流の変化率が大きく
なり、リツプル電流が大きくなつて誘導電動機の
磁気騒音も大きくなる。しかし、誘導電動機が高
速になり、端子電圧が上昇すると端子電圧波形
VA-Bの第５図と第６図との波形差が目立たなく
なり、磁気音の差も減少する。
一方第６図の場合は前述の如くトランジスタの
スイツチング周波数の２倍で電流が変化するの
で、特に低速の端子電圧が低い範囲ではリツプル
電流が少なく、従つて損失が少なくてしかも磁気
騒音の小さい制御装置を構成することが出来る
が、高い周波数では電流マイナループのωcによ
る制限から適用が困難となる。
このため、低速範囲ではリツプル電流が少なく
磁気騒音が低く、且つ高速範囲では、自動制御上
の制限の無いインバータの制御装置が望まれてい
る。
本発明は上記の要望に鑑みなされたものであ
り、その一実施例を第７図に示す。第７図におい
て第１図または第３図と同一機能のものは同一番
号を記したのでその説明は省略する。なお主回路
部も省略している。
第７図において、誘導電動機の速度に比例した
電圧VSをレベル検出器２５により検出し、誘導
電動機が低速の時は制御モード切換回路２６を上
側に閉じて電流制御を平均値制御に切換える。こ
れによつて低速範囲ではリツプル分の少ない電流
が誘導電動機に流れ、磁気騒音が少なく、損失の
少ない電流制御が行なわれる。
次に高速時には制御モード切換回路２６を下側
に閉じると、電流制御は瞬時値制御に切換り、高
い周波数範囲における電流制御ループの自動制御
上の制限がなくなる。
このことは特にベクトル制御を採用した場合、
交流電流基準と実際に流れる交流電流との間に位
相差や、電流値の誤差が減少し応答性の良い制御
が可能となる。この事は誘導電動機を弱め界磁制
御した場合さらに明確となる。即ち界磁弱め制御
をした場合の界磁電流分が誘導電動機定格電流の
10％になつた場合を考えると、ベクトル制御をほ
ぼ満足に行なうためには、界磁電流分を誤差10％
以下に制御する必要があり、これは定格電流の１
％以下と云うことになつて平均値制御方式では実
現不可能に近い。即ち100Hzにおいて誤差１％の
制御を行なうためには、電流マイナループのゲイ
ンは100Hz即ちω≒600rad／ｓにおいて100近く
必要となる。
上記は第７図に示す速度制御の場合について説
明したが、Ｖ／Ｆ比制御方式の電流マイナ制御付
の電圧形インバータについても同様な切換を適用
することができる。この場合は、速度検出回路の
入力として周波数基準電圧を用い、周波数検出器
として動作させる。
また上記はトランジスタインバータの場合につ
いて説明したが、他のスイツチング素子を用いた
場合についても同様に適用することができる。
以上説明したように本発明によれば、インバー
タの低い周波数範囲では交流電流を平均値制御
し、PWM出力の波形がチヨツピング周波数の２
倍になることや、端子間出力波形が零レベルとの
間でスイツチングすることなどによつて、リツプ
ルが少い電流波形として、電動機の磁気騒音や損
失を少なくし、一方インバータの高い周波数範囲
では、交流電流を瞬時値制御し、電流位相や電流
誤差による不安定現象をなくして安定な運転を行
なう合理的なインバータの制御装置を得ることが
できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のインバータの制御装置の一例を
示す回路図、第２図はその動作説明図、第３図は
その動作回路図、第４図は従来の他の制御装置の
一例を示す回路図、第５図および第６図は電流波
形の説明図、第７図は本発明の一実施例を示す回
路図である。 １……直流電源、２……インバータ回路、３，
４，５……電流検出器、６……誘導電動機、７…
…速度検出器、８……速度設定器、９……増幅
器、１０……関数発生器、１１……調整器、１２
……Ｖ／Ｆ変換器、１３……交流電流基準回路、
１４……三角波発生器、２１U，２１V，２１W…
…増幅器、２２U，２２V，２２W……比較器、２
３U，２３V，２３W……ベース駆動回路、２４U，
２４V，２４W……比較器、２５……レベル検出
器、２６……制御モード切換回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ パルス幅変調制御による電流制御回路を備え
    た可変電圧可変周波数のインバータにおいて、電
    流基準信号と電流検出信号との誤差を増幅する増
    幅器と、前記増幅器の出力とパルス幅変調用三角
    波とを比較して第一のパルス幅変調信号を出力す
    る第一の比較器と、前記電流基準信号と前記電流
    検出信号を瞬時的に比較して第二のパルス幅変調
    信号を出力する第二の比較器と、負荷電動機の速
    度又はインバータの出力周波数を検出する回路を
    設け前記速度又は周波数が所定の値より低い場合
    は前記第一のパルス幅変調信号を、高い場合は前
    記第二のパルス幅変調信号に切り替える切換回路
    を設けたことを特徴とするインバータの制御装
    置。
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