JPH08145056A - 制御形磁気軸受用の電流制御装置 - Google Patents
制御形磁気軸受用の電流制御装置Info
- Publication number
- JPH08145056A JPH08145056A JP29301194A JP29301194A JPH08145056A JP H08145056 A JPH08145056 A JP H08145056A JP 29301194 A JP29301194 A JP 29301194A JP 29301194 A JP29301194 A JP 29301194A JP H08145056 A JPH08145056 A JP H08145056A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- voltage
- electromagnets
- electromagnet
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
- F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
- F16C32/0406—Magnetic bearings
- F16C32/044—Active magnetic bearings
- F16C32/0444—Details of devices to control the actuation of the electromagnets
- F16C32/0457—Details of the power supply to the electromagnets
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 数多い電磁石を少ない数のトランジスタで制
御できる電流制御装置。 【構成】 ３相トランジスタインバータブリッジ３の、
第１の相の出力端子を磁気軸受の第１の電磁石６の端子
に接続し、第２の相の出力端子を第１の電磁石と回転軸
を挟んで相対して設置された第２の電磁石７の端子に接
続し、第３の相の出力端子を両電磁石の残りの端子に接
続し、第１の相と第２の相の電流を電流検出器４，５で
検出し、それぞれを電流増幅器で電流指令値と比較増幅
して、第１の相および第２の相の電圧指令値としてそれ
ぞれのＰＷＭ制御器１５，１６に与え、第１の相の電圧
指令と第２の相の電圧指令との和の極性を反転した値を
第３の相の電圧指令として第３のＰＷＭ制御器１４に与
え、各ＰＷＭ制御器において三角波のキャリア信号と比
較し、その論理出力で各相の主回路素子を駆動すること
により、１組の３相ブリッジ回路で２個の電磁石を独立
に電流制御する。
御できる電流制御装置。 【構成】 ３相トランジスタインバータブリッジ３の、
第１の相の出力端子を磁気軸受の第１の電磁石６の端子
に接続し、第２の相の出力端子を第１の電磁石と回転軸
を挟んで相対して設置された第２の電磁石７の端子に接
続し、第３の相の出力端子を両電磁石の残りの端子に接
続し、第１の相と第２の相の電流を電流検出器４，５で
検出し、それぞれを電流増幅器で電流指令値と比較増幅
して、第１の相および第２の相の電圧指令値としてそれ
ぞれのＰＷＭ制御器１５，１６に与え、第１の相の電圧
指令と第２の相の電圧指令との和の極性を反転した値を
第３の相の電圧指令として第３のＰＷＭ制御器１４に与
え、各ＰＷＭ制御器において三角波のキャリア信号と比
較し、その論理出力で各相の主回路素子を駆動すること
により、１組の３相ブリッジ回路で２個の電磁石を独立
に電流制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、超高速回転体の支持等
に用いる制御形磁気軸受用の電磁石の電流制御装置に関
する。
に用いる制御形磁気軸受用の電磁石の電流制御装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、この種の制御形磁気軸受に用い
られる対となっている２個の電磁石と制御回路とを示す
図、図９は１個の電磁石を制御する従来の電流制御装置
を示す回路図である。回転子の回転軸７８に設けられた
回転子側の鉄心７９を挟んで、対をなす２個の固定子側
の電磁石７６，７７が対向するように設けられている。
位置制御器７０は、固定子側と回転子側との間隔を検出
する変位センサ８０からの信号と、位置指令との差分に
より電流指令ｉrefを生成し、生成した電流指令ｉrefを
電流制御装置７１，７２に与えることにより、電流制御
装置７１，７２を駆動して両電磁石７６，７７に流す電
流を制御し、回転軸７８を所望の位置に保持するもので
ある。これら電磁石のうちの１個の制御のために用いら
れるのが図９に示されるような電流制御装置であって、
コンバータブリッジ８１で交流電源を整流して、コンデ
ンサ８２で平滑することにより一定電圧の直流電源を得
て、インバータブリッジ８３、電流検出器８４、電流増
幅器９１、ＰＷＭ制御器９５により電磁石７６に電流指
令信号ｉref に応じた電流を流す。この場合通常、電磁
石に流す電流は直流であるため、交流出力を持ったイン
バータは不要であるが、電磁石の持った非線形の吸引力
特性を補償して安定な動作をさせるためおよび高速応答
を得るためにフルブリッジ回路の単相トランジスタブリ
ッジからなるインバータブリッジ８３を採用している。
すなわち、従来は電磁石１個に対して、単相トランジス
タブリッジを１組用いていたわけである。
られる対となっている２個の電磁石と制御回路とを示す
図、図９は１個の電磁石を制御する従来の電流制御装置
を示す回路図である。回転子の回転軸７８に設けられた
回転子側の鉄心７９を挟んで、対をなす２個の固定子側
の電磁石７６，７７が対向するように設けられている。
位置制御器７０は、固定子側と回転子側との間隔を検出
する変位センサ８０からの信号と、位置指令との差分に
より電流指令ｉrefを生成し、生成した電流指令ｉrefを
電流制御装置７１，７２に与えることにより、電流制御
装置７１，７２を駆動して両電磁石７６，７７に流す電
流を制御し、回転軸７８を所望の位置に保持するもので
ある。これら電磁石のうちの１個の制御のために用いら
れるのが図９に示されるような電流制御装置であって、
コンバータブリッジ８１で交流電源を整流して、コンデ
ンサ８２で平滑することにより一定電圧の直流電源を得
て、インバータブリッジ８３、電流検出器８４、電流増
幅器９１、ＰＷＭ制御器９５により電磁石７６に電流指
令信号ｉref に応じた電流を流す。この場合通常、電磁
石に流す電流は直流であるため、交流出力を持ったイン
バータは不要であるが、電磁石の持った非線形の吸引力
特性を補償して安定な動作をさせるためおよび高速応答
を得るためにフルブリッジ回路の単相トランジスタブリ
ッジからなるインバータブリッジ８３を採用している。
すなわち、従来は電磁石１個に対して、単相トランジス
タブリッジを１組用いていたわけである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述の電磁石を、例え
ば電動機の軸受に適用する場合には、負荷側支持端、反
負荷側支持端の双方にラジアル軸受が必要であり、それ
ぞれ縦方向、横方向に１対ずつ、計４対、両支持端で合
計８個の電磁石が必要である。これに加えて、アキシャ
ル方向の軸受用に電磁石を１対だけ加えると、全体で１
０個の電磁石が必要になる。これらの電磁石を制御する
ために、従来の方法によれば、１０個の独立した電流制
御装置を準備しなければならない。図９で考えると、コ
ンバータブリッジ１と平滑コンデンサ２は共用できるに
しても、その他の部分は全て電磁石の個数分だけ揃えな
ければならない。例えば、電磁石１個に対して、単相ト
ランジスタブリッジを１組用いているため、電磁石１個
当たり４個の主トランジスタが必要であり、上述の１０
個の電磁石には４０個の主トランジスタが必要となるた
め、システムが大掛かりになり、高価なものとなる。
ば電動機の軸受に適用する場合には、負荷側支持端、反
負荷側支持端の双方にラジアル軸受が必要であり、それ
ぞれ縦方向、横方向に１対ずつ、計４対、両支持端で合
計８個の電磁石が必要である。これに加えて、アキシャ
ル方向の軸受用に電磁石を１対だけ加えると、全体で１
０個の電磁石が必要になる。これらの電磁石を制御する
ために、従来の方法によれば、１０個の独立した電流制
御装置を準備しなければならない。図９で考えると、コ
ンバータブリッジ１と平滑コンデンサ２は共用できるに
しても、その他の部分は全て電磁石の個数分だけ揃えな
ければならない。例えば、電磁石１個に対して、単相ト
ランジスタブリッジを１組用いているため、電磁石１個
当たり４個の主トランジスタが必要であり、上述の１０
個の電磁石には４０個の主トランジスタが必要となるた
め、システムが大掛かりになり、高価なものとなる。
【０００４】本発明は上記の問題に鑑み、数多い電磁石
を少ない数のトランジスタで制御できる電流制御装置を
提供することを目的とする。
を少ない数のトランジスタで制御できる電流制御装置を
提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の電流制御装置
は、３相トランジスタインバータブリッジの、第１の相
の出力端子を制御形磁気軸受の第１の電磁石の端子に接
続し、第２の相の出力端子を第１の電磁石と回転軸を挟
んで相対して設置された第２の電磁石の端子に接続し、
第３の相の出力端子を両電磁石の残りの端子に接続し、
第１の相と第２の相の電流を別個に検出し、それぞれを
電流増幅器で電流指令値と比較増幅して、その値を第１
の相および第２の相の電圧指令値としてそれぞれのＰＷ
Ｍ制御器に与え、第１の相の電圧指令と第２の相の電圧
指令との和の極性を反転した値を第３の相の電圧指令と
して第３のＰＷＭ制御器に与え、各ＰＷＭ制御器におい
て三角波のキャリア信号と比較し、その論理出力で各相
の主回路素子を駆動することにより、１組の３相ブリッ
ジ回路で２個の電磁石を独立に電流制御する。
は、３相トランジスタインバータブリッジの、第１の相
の出力端子を制御形磁気軸受の第１の電磁石の端子に接
続し、第２の相の出力端子を第１の電磁石と回転軸を挟
んで相対して設置された第２の電磁石の端子に接続し、
第３の相の出力端子を両電磁石の残りの端子に接続し、
第１の相と第２の相の電流を別個に検出し、それぞれを
電流増幅器で電流指令値と比較増幅して、その値を第１
の相および第２の相の電圧指令値としてそれぞれのＰＷ
Ｍ制御器に与え、第１の相の電圧指令と第２の相の電圧
指令との和の極性を反転した値を第３の相の電圧指令と
して第３のＰＷＭ制御器に与え、各ＰＷＭ制御器におい
て三角波のキャリア信号と比較し、その論理出力で各相
の主回路素子を駆動することにより、１組の３相ブリッ
ジ回路で２個の電磁石を独立に電流制御する。
【０００６】また、第３の相の電圧指令を、第１および
第２の電圧指令値に関係なく常にゼロにすることによ
り、第１の相と第２の相の電流制御系の非干渉化を図る
のが好ましく、第３のＰＷＭ制御器に与えるキャリア信
号を反転することにより、出力線間電圧の平均値は変え
ずに、正逆双方向に瞬時電圧を得るようにすることも好
ましい。
第２の電圧指令値に関係なく常にゼロにすることによ
り、第１の相と第２の相の電流制御系の非干渉化を図る
のが好ましく、第３のＰＷＭ制御器に与えるキャリア信
号を反転することにより、出力線間電圧の平均値は変え
ずに、正逆双方向に瞬時電圧を得るようにすることも好
ましい。
【０００７】
【作用】合計６個のトランジスタを用いた３相ブリッジ
回路を用いて、２個の電磁石を同時に非干渉制御するの
で、電磁石１個当たり３個の主トランジスタで制御可能
となる。３相トランジスタブリッジは、トランジスタモ
ジュールやＩＧＢＴモジュール（Insulated Gate Bipol
ar Transistor Module）として一体化したものが普及し
ており、集積化がさらに進んだＩＰＭ（Intelligent Po
wer Module）も実用化されているので、これらを用いれ
ばシステムの簡素化および低コスト化が図れることとな
る。
回路を用いて、２個の電磁石を同時に非干渉制御するの
で、電磁石１個当たり３個の主トランジスタで制御可能
となる。３相トランジスタブリッジは、トランジスタモ
ジュールやＩＧＢＴモジュール（Insulated Gate Bipol
ar Transistor Module）として一体化したものが普及し
ており、集積化がさらに進んだＩＰＭ（Intelligent Po
wer Module）も実用化されているので、これらを用いれ
ばシステムの簡素化および低コスト化が図れることとな
る。
【０００８】
【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の制御形磁気軸受用の電流制御
装置の第１の実施例を示すブロック図、図２は図１の実
施例における電磁石を示す図、図５は図１の実施例の動
作を示す波形図である。本実施例を例えば電動機の軸受
に適用する場合には、回転軸の負荷側支持端、反負荷側
支持端の双方にラジアル軸受が必要であり、それぞれ縦
方向、横方向に１対ずつ、計４対、およびアキシャル方
向の軸受用に１対を加えると、電磁石は５対設けなけれ
ばならないが、理解を容易にするために、図１，図２に
おいては、１対の電磁石およびそれに対応する電流制御
装置のみを示す。固定子側の電磁石６，７は、回転体の
回転軸８に設けられた鉄心９を挟んで、対向して対をな
すように設けられている。本実施例の電流制御装置は、
固定子側と回転子側との間隔を検出する変位センサ１０
からの信号と、位置指令との差分により電流指令
ｉUref，ｉVrefを生成し、生成した電流指令ｉUref，ｉ
Vrefに基づく電流をそれぞれ電磁石６，７に流し、回転
体を所望の位置に保持するものである。
説明する。図１は本発明の制御形磁気軸受用の電流制御
装置の第１の実施例を示すブロック図、図２は図１の実
施例における電磁石を示す図、図５は図１の実施例の動
作を示す波形図である。本実施例を例えば電動機の軸受
に適用する場合には、回転軸の負荷側支持端、反負荷側
支持端の双方にラジアル軸受が必要であり、それぞれ縦
方向、横方向に１対ずつ、計４対、およびアキシャル方
向の軸受用に１対を加えると、電磁石は５対設けなけれ
ばならないが、理解を容易にするために、図１，図２に
おいては、１対の電磁石およびそれに対応する電流制御
装置のみを示す。固定子側の電磁石６，７は、回転体の
回転軸８に設けられた鉄心９を挟んで、対向して対をな
すように設けられている。本実施例の電流制御装置は、
固定子側と回転子側との間隔を検出する変位センサ１０
からの信号と、位置指令との差分により電流指令
ｉUref，ｉVrefを生成し、生成した電流指令ｉUref，ｉ
Vrefに基づく電流をそれぞれ電磁石６，７に流し、回転
体を所望の位置に保持するものである。
【０００９】すなわち、Ｕ相とＶ相の出力に電流検出器
４，５を挿入して、電磁石６，７への供給電流を検出す
る。検出した供給電流と、電流指令値ｉUref，ｉVref
とを電流増幅器１１、１２が比較・増幅し、その結果で
ある偏差信号を電圧指令ｅU，ｅV としＰＷＭ制御器１
５、１６に出力する。ＰＷＭ制御器１５、１６は、電流
増幅器１１，１２から入力した電圧指令ｅU ，ｅV と、
キャリア信号発生器１３で発生する三角波ｅC とを比較
してＵ相、Ｖ相の電圧信号を得て、インバータブリッジ
３の６個の主回路素子（ここでは、ＩＧＢＴを使用して
いる）を駆動する。Ｕ相とＶ相の電流を制御すれば残り
のＮ相の電流は、各相の電流の合計がゼロになるように
流れるので特に制御する必要はない。ここでは、Ｎ相の
電圧信号として、交流サーボドライブでよく用いている
ように ｅN＝−（ｅU ＋ｅV ） となるようにして電圧のバランスを取るようにしてい
る。上述のように、従来の回路であればインバータブリ
ッジにトランジスタが８個必要となるところ、６個で済
んでいる。
４，５を挿入して、電磁石６，７への供給電流を検出す
る。検出した供給電流と、電流指令値ｉUref，ｉVref
とを電流増幅器１１、１２が比較・増幅し、その結果で
ある偏差信号を電圧指令ｅU，ｅV としＰＷＭ制御器１
５、１６に出力する。ＰＷＭ制御器１５、１６は、電流
増幅器１１，１２から入力した電圧指令ｅU ，ｅV と、
キャリア信号発生器１３で発生する三角波ｅC とを比較
してＵ相、Ｖ相の電圧信号を得て、インバータブリッジ
３の６個の主回路素子（ここでは、ＩＧＢＴを使用して
いる）を駆動する。Ｕ相とＶ相の電流を制御すれば残り
のＮ相の電流は、各相の電流の合計がゼロになるように
流れるので特に制御する必要はない。ここでは、Ｎ相の
電圧信号として、交流サーボドライブでよく用いている
ように ｅN＝−（ｅU ＋ｅV ） となるようにして電圧のバランスを取るようにしてい
る。上述のように、従来の回路であればインバータブリ
ッジにトランジスタが８個必要となるところ、６個で済
んでいる。
【００１０】次に図１の実施例の動作について図５を参
照して説明する。図５の最上段は、ＰＷＭ制御器１４，
１５，１６の入力波形である。電圧指令ｅU，ｅV，ｅN
とキャリア信号ｅC とを比較した出力でそれぞれの主回
路素子を駆動すると、ＶU，ＶV，ＶN で示すような、直
流母線の仮想中性点に対する出力電圧が得られる。線間
電圧は互いに差をとることにより、ＶU-N，ＶV-N に示
すようになる。本実施例では、２個の電磁石６，７に加
わる電圧が逆極性になっている。これは、定常状態で
は、それぞれの電流の向きが逆方向になっていることを
示すもので、この場合、中性点Ｎに流れる電流は、それ
らの差分だけの小さな値でよいことになる。 次に本発
明の第２の実施例について図３および図６を参照して説
明する。図１の実施例においては、電磁石の電流は、そ
れぞれの相の電流指令値に追従するが、電圧指令の総和
がゼロになるようにしているので、一方に過渡的な変動
があると、中性点の電位が変わり、他方の磁石に印加さ
れる電圧が変動し、制御ルーブゲインが変わるという問
題がある。そこで、本実施例では、このような問題を解
決するために、中性点Ｎを制御する電圧指令ｅNをゼロ
ボルトに固定している。図６の最上段の波形図から明ら
かなように、ｅNはグランドに接続されて固定バイアス
とされ、他の相に対する電圧指令の影響を受けないか
ら、各相を完全に独立に電流制御することができる。
照して説明する。図５の最上段は、ＰＷＭ制御器１４，
１５，１６の入力波形である。電圧指令ｅU，ｅV，ｅN
とキャリア信号ｅC とを比較した出力でそれぞれの主回
路素子を駆動すると、ＶU，ＶV，ＶN で示すような、直
流母線の仮想中性点に対する出力電圧が得られる。線間
電圧は互いに差をとることにより、ＶU-N，ＶV-N に示
すようになる。本実施例では、２個の電磁石６，７に加
わる電圧が逆極性になっている。これは、定常状態で
は、それぞれの電流の向きが逆方向になっていることを
示すもので、この場合、中性点Ｎに流れる電流は、それ
らの差分だけの小さな値でよいことになる。 次に本発
明の第２の実施例について図３および図６を参照して説
明する。図１の実施例においては、電磁石の電流は、そ
れぞれの相の電流指令値に追従するが、電圧指令の総和
がゼロになるようにしているので、一方に過渡的な変動
があると、中性点の電位が変わり、他方の磁石に印加さ
れる電圧が変動し、制御ルーブゲインが変わるという問
題がある。そこで、本実施例では、このような問題を解
決するために、中性点Ｎを制御する電圧指令ｅNをゼロ
ボルトに固定している。図６の最上段の波形図から明ら
かなように、ｅNはグランドに接続されて固定バイアス
とされ、他の相に対する電圧指令の影響を受けないか
ら、各相を完全に独立に電流制御することができる。
【００１１】さらに、本発明の第３の実施例について図
４および図７を参照して説明する。図１および図３の実
施例の動作について図５および図６に示すことから明ら
かなように、出力電圧は一方向の電圧とゼロ電圧の繰り
返しであり、リップルの小さい電流を得ることができ
る。しかし、高応答が必要な用途では正逆双方向の電圧
を繰り返しながら同様の平均電圧を得るようにするのが
望ましいことがある。図４は、このような用途に対応す
るためのものであって、図３と同様の回路において、Ｎ
相のＰＷＭ制御器１４に印加するキャリア信号を信号反
転器１７で反転している。図７に示すように中性点の電
圧信号ｅN は破線で示すような三角波ｅC が反転され
たものと比較されＶN の代わりにＶN の否定出力を出力
する。その結果、同図に示すように線間電圧としては、
両極性およびゼロを含み、その平均値が図６に等しい波
形を得ることができる。以上は、アナログ回路と三角波
比較形ＰＷＭ方式を前提にのべたが、ディジタル制御を
用いた場合も全く同様に取り扱うことができる。
４および図７を参照して説明する。図１および図３の実
施例の動作について図５および図６に示すことから明ら
かなように、出力電圧は一方向の電圧とゼロ電圧の繰り
返しであり、リップルの小さい電流を得ることができ
る。しかし、高応答が必要な用途では正逆双方向の電圧
を繰り返しながら同様の平均電圧を得るようにするのが
望ましいことがある。図４は、このような用途に対応す
るためのものであって、図３と同様の回路において、Ｎ
相のＰＷＭ制御器１４に印加するキャリア信号を信号反
転器１７で反転している。図７に示すように中性点の電
圧信号ｅN は破線で示すような三角波ｅC が反転され
たものと比較されＶN の代わりにＶN の否定出力を出力
する。その結果、同図に示すように線間電圧としては、
両極性およびゼロを含み、その平均値が図６に等しい波
形を得ることができる。以上は、アナログ回路と三角波
比較形ＰＷＭ方式を前提にのべたが、ディジタル制御を
用いた場合も全く同様に取り扱うことができる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、１組の３
相トランジスタブリッジ回路を用いて、２個の電磁石を
独立に電流制御することにより、制御形磁気軸受用の電
流制御装置を簡素化ができるとともに、３相トランジス
タブリッジ回路を用いているために、３相トランジスタ
ブリッジ回路として既に普及しているトランジスタモジ
ュールやＩＧＢＴモジュールを用いることができ、さら
には、集積化の進んだＩＰＭも用いることができ、シス
テムの簡素化、低コスト化を実現することができる。
相トランジスタブリッジ回路を用いて、２個の電磁石を
独立に電流制御することにより、制御形磁気軸受用の電
流制御装置を簡素化ができるとともに、３相トランジス
タブリッジ回路を用いているために、３相トランジスタ
ブリッジ回路として既に普及しているトランジスタモジ
ュールやＩＧＢＴモジュールを用いることができ、さら
には、集積化の進んだＩＰＭも用いることができ、シス
テムの簡素化、低コスト化を実現することができる。
【図１】本発明の制御形磁気軸受用の電流制御装置の第
１の実施例を示すブロック図である。
１の実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の実施例における電磁石の構造を示す図で
ある。
ある。
【図３】本発明の制御形磁気軸受用の電流制御装置の第
２の実施例を示すブロック図である。
２の実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明の制御形磁気軸受用の電流制御装置の第
３の実施例を示すブロック図である。
３の実施例を示すブロック図である。
【図５】図１の実施例の動作を示す波形図である。
【図６】図３の実施例の動作を示す波形図である。
【図７】図４の実施例の動作を示す波形図である。
【図８】従来の制御形磁気軸受に用いられる対となって
いる２個の電磁石と制御回路とを示す図である。
いる２個の電磁石と制御回路とを示す図である。
【図９】１個の電磁石を制御する電流制御装置の従来例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
１ コンバータブリッジ ２ コンデンサ ３ インバータブリッジ ４，５ 電流検出器 ６，７ 電磁石 ８ 回転軸 ９ 鉄芯 １０ 変位センサ １１，１２ 電流増幅器 １３ キャリア信号発生器 １４，１５，１６ ＰＷＭ制御器 １７ 信号反転器
Claims (3)
- 【請求項１】 ３相トランジスタインバータブリッジ
の、第１の相の出力端子を制御形磁気軸受の第１の電磁
石の端子に接続し、第２の相の出力端子を第１の電磁石
と回転軸を挟んで相対して設置された第２の電磁石の端
子に接続し、第３の相の出力端子を両電磁石の残りの端
子に接続し、第１の相と第２の相の電流を別個に検出
し、それぞれを電流増幅器で電流指令値と比較増幅し
て、その値を第１の相および第２の相の電圧指令値とし
てそれぞれのＰＷＭ制御器に与え、第１の相の電圧指令
と第２の相の電圧指令との和の極性を反転した値を第３
の相の電圧指令として第３のＰＷＭ制御器に与え、各Ｐ
ＷＭ制御器において三角波のキャリア信号と比較し、そ
の論理出力で各相の主回路素子を駆動することにより、
１組の３相ブリッジ回路で２個の電磁石を独立に電流制
御することを特徴とする、制御形磁気軸受用の電流制御
装置。 - 【請求項２】 第３の相の電圧指令を、第１および第２
の電圧指令値に関係なく常にゼロにすることにより、第
１の相と第２の相の電流制御系の非干渉化を図る請求項
１記載の制御形磁気軸受用の電流制御装置。 - 【請求項３】 第３のＰＷＭ制御器に与えるキャリア信
号を反転することにより、出力線間電圧の平均値は変え
ずに、正逆双方向に瞬時電圧を得るようにする請求項１
または２記載の制御形磁気軸受用の電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29301194A JPH08145056A (ja) | 1994-11-28 | 1994-11-28 | 制御形磁気軸受用の電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29301194A JPH08145056A (ja) | 1994-11-28 | 1994-11-28 | 制御形磁気軸受用の電流制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08145056A true JPH08145056A (ja) | 1996-06-04 |
Family
ID=17789325
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29301194A Pending JPH08145056A (ja) | 1994-11-28 | 1994-11-28 | 制御形磁気軸受用の電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08145056A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001086159A1 (fr) * | 2000-05-08 | 2001-11-15 | Tokyo Denki University | Dispositif de levitation magnetique sans capteur |
| WO2005045266A1 (ja) * | 2003-11-05 | 2005-05-19 | Jtekt Corporation | 電力増幅装置および磁気軸受 |
| WO2008154962A3 (de) * | 2007-06-20 | 2009-03-19 | Siemens Ag | Magnetlagersteuereinrichtung mit einem dreiphasigen umrichter sowie verwendung eines dreiphasigen umrichters zur steuerung eines magnetlagers |
| EP2131052A1 (de) * | 2008-06-04 | 2009-12-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Lagern eines Körpers mit einer Magnetlageranordnung |
| JP2010151235A (ja) * | 2008-12-25 | 2010-07-08 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 磁気軸受制御装置 |
| RU2588340C2 (ru) * | 2011-05-12 | 2016-06-27 | Сименс Акциенгезелльшафт | Способ работы трехфазного инвертора питаемого вентильным преобразователем магнитного подшипника |
| JP2017019017A (ja) * | 2010-07-14 | 2017-01-26 | デュケーン・コーポレーション | 振動溶接システム |
| WO2018102048A1 (en) * | 2016-11-30 | 2018-06-07 | Dresser-Rand Company | Balanced switching amplifier for a magnetic bearing assembly |
| US10288117B2 (en) | 2015-01-07 | 2019-05-14 | Hitachi, Ltd. | Motor system and compressor equipped therewith |
| JP2021036758A (ja) * | 2019-08-26 | 2021-03-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
-
1994
- 1994-11-28 JP JP29301194A patent/JPH08145056A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001086159A1 (fr) * | 2000-05-08 | 2001-11-15 | Tokyo Denki University | Dispositif de levitation magnetique sans capteur |
| WO2005045266A1 (ja) * | 2003-11-05 | 2005-05-19 | Jtekt Corporation | 電力増幅装置および磁気軸受 |
| WO2008154962A3 (de) * | 2007-06-20 | 2009-03-19 | Siemens Ag | Magnetlagersteuereinrichtung mit einem dreiphasigen umrichter sowie verwendung eines dreiphasigen umrichters zur steuerung eines magnetlagers |
| US8294314B2 (en) | 2007-06-20 | 2012-10-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Magnetic bearing control device having a three-phase converter, and use of a three-phase converter for controlling a magnetic bearing |
| EP2131052A1 (de) * | 2008-06-04 | 2009-12-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Lagern eines Körpers mit einer Magnetlageranordnung |
| JP2010151235A (ja) * | 2008-12-25 | 2010-07-08 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 磁気軸受制御装置 |
| JP2017019017A (ja) * | 2010-07-14 | 2017-01-26 | デュケーン・コーポレーション | 振動溶接システム |
| RU2588340C2 (ru) * | 2011-05-12 | 2016-06-27 | Сименс Акциенгезелльшафт | Способ работы трехфазного инвертора питаемого вентильным преобразователем магнитного подшипника |
| US10288117B2 (en) | 2015-01-07 | 2019-05-14 | Hitachi, Ltd. | Motor system and compressor equipped therewith |
| WO2018102048A1 (en) * | 2016-11-30 | 2018-06-07 | Dresser-Rand Company | Balanced switching amplifier for a magnetic bearing assembly |
| US10704599B2 (en) | 2016-11-30 | 2020-07-07 | Synchrony, Inc. | Balanced switching amplifier for a magnetic bearing assembly |
| JP2021036758A (ja) * | 2019-08-26 | 2021-03-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100278549B1 (ko) | 인버터 제어 장치 | |
| US6118241A (en) | Dynamic braking system for electric motors | |
| WO2011114912A1 (ja) | ベアリングレスモータ | |
| JPS631834B2 (ja) | ||
| JPH077957A (ja) | 電力変換装置 | |
| WO1999065138A1 (fr) | Dispositif de commande d'un moteur | |
| JPH08145056A (ja) | 制御形磁気軸受用の電流制御装置 | |
| JP5511700B2 (ja) | インバータ装置、ファン駆動装置、圧縮機駆動装置および空気調和機 | |
| JP2000236694A (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP2021036758A (ja) | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 | |
| JP3250555B2 (ja) | スイッチトリラクタンスモータ用インバータ装置およびその制御方法 | |
| JPH10337100A (ja) | 磁石埋込型同期電動機の制御方法及び装置 | |
| JPH11316249A (ja) | 電流検出回路および過電流保護回路 | |
| JPS6122795A (ja) | 同期電動機の制御方法 | |
| JPH10191677A (ja) | 交流電動機速度制御装置 | |
| JP3298508B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JPS6016179A (ja) | パルス巾変調インバ−タの電流制御装置 | |
| JPH0884491A (ja) | 軸受兼用モータ | |
| JP3173022B2 (ja) | ブラシレス直流モータの制御装置 | |
| JPH0698564A (ja) | 電流制御装置 | |
| JP3309828B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JPH0582154B2 (ja) | ||
| Kataoka et al. | Dynamic control of a current-source inverter/double-wound synchronous machine system for AC power supply | |
| JP2012186894A (ja) | 直列多重ｐｗｍインバータ装置の電圧誤差補償装置および補償方法 | |
| JPH03207296A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置 |