JP2021036758A - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】製造コストの上昇を抑制できる電力変換装置を得ることを目的とする。【解決手段】電力変換装置は、第１上下アームと、第２上下アームと、第３上下アームと、を有する主回路と、第２上下アームのデューティ比を０％から１００％までの何れかの値に固定したパルス幅変調信号と、第１上下アーム及び第３上下アームのそれぞれのデューティ比を変化させるパルス幅変調信号とを生成することで、第１スイッチング素子〜第６スイッチング素子のそれぞれのオンオフ動作を制御する制御回路と、を備える。【選択図】図４

Description

本発明は、モータが備える磁気軸受用の磁気浮上コイルを駆動する電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関する。

市場の省エネ要求の高まりに伴い、動力源として多く用いられるモータの運転状態に合わせて最適な回転速度、モータ出力などを調整する機能を有する電力変換装置の併用が一般的になっている。電力変換装置は、例えば工作機械、ロボットなどに設けられるものだけでなく、コントローラによって制御されるサーボ、インバータなどがある。電力変換装置は、回転速度、回転トルクなどを柔軟に調整できるため、近年では、ファン、ポンプをより高速に回転させて新しい用途に展開する電力変換装置の応用分野が登場してきた。具体的には、電力変換装置は、高速回転用モータ、ガスタービン用モータなどの駆動に利用される。

高速回転用モータを用いることで、モータのサイズを小さくすることができる。高速回転が要求されるガスタービンの駆動源として、エンジンの代わりにガスタービン用モータを用いることで、ガスタービンを電動化できるため、ガスタービンの応答性が向上し、かつ高速回転が可能になる。ただし、モータを高速回転させる場合、回転速度が一定速度以上になると軸受の摩擦の影響が無視できなくなりロータを回転させることが困難になる。非特許文献１には、ロータのシャフトを磁力によって浮上させる磁気軸受に流れる電流を高精度に制御する技術が開示されている。

「MUTEC 磁気軸受コントローラ」［令和１年７月３０日検索］インターネット＜URL: http://www.mutecs.co.jp/products/mbc.html＞

しかしながら、この種の従来技術では、磁気軸受に使用されるコイルを励磁する必要があり、さらにＸ軸とＹ軸の合計２軸のコイルに流す電流を制御する必要があり、この制御のために単相インバータを２つ使用する必要がある。さらに従来技術では、シャフトの磁気浮上位置を検出する距離センサなどで検出された検出信号をフィードバックしてシャフトの位置を制御する必要がある。このため、２つのインバータを精密に制御する電力変換装置は、大量生産されるものではないため専用設計品となり、製造コストが高くなるという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、製造コストの上昇を抑制できる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、モータのシャフトを非接触で支持する磁気軸受が有する第１コイル及び第２コイルに流れる電流を制御する電力変換装置であって、直列接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有し前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に前記第１コイルの一端が接続される第１上下アームと、直列接続される第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有し前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に前記第１コイルの他端と前記第２コイルの一端とが接続される第２上下アームと、直列接続される第５スイッチング素子及び第６スイッチング素子を有し前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子との接続点に前記第２コイルの他端が接続される第３上下アームと、を有する主回路と、前記第２上下アームのデューティ比を０％から１００％までの何れかの値に固定したパルス幅変調信号と、前記第１上下アーム及び前記第３上下アームのそれぞれのデューティ比を変化させるパルス幅変調信号とを生成することで、前記第１スイッチング素子〜前記第６スイッチング素子のそれぞれのオンオフ動作を制御する制御回路と、を備える。

本発明によれば、製造コストの上昇を抑制できる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成図 磁気軸受とシャフトの配置関係を示す第１図 磁気軸受とシャフトの配置関係を示す第２図 制御回路の機能ブロック図 制御回路の動作を説明するためのフローチャート ＰＷＭ信号のパルスパターンの一例を示す図 図４の三角波比較部で比較されるキャリアの波形の一例を示す図 コイル１１ａに＋方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図 コイル１１ａに−方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図 コイル１２ａに＋方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図 コイル１２ａに−方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図 指令電流をＵ相＝２Ａ、Ｗ相＝−１Ａで制御した場合のＰＷＭ信号の波形を示す図 本発明の実施の形態に係る電力変換装置の比較例の構成図 電流方向とデューティ比の関係を説明するための図

以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
図１は本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。電力変換装置１００は、高速回転するモータ３００の磁気軸受用のコイル１１ａ及びコイル１２ａへ供給する電流を制御する装置である。電力変換装置１００には３相交流電源２００が接続され、電力変換装置１００は、３相交流電源２００から供給される３相交流電流を所望の値の交流電流に変換してコイル１１ａ及びコイル１２ａに供給する。なお、モータ３００が備える不図示のロータの回転制御は、不図示のインバータ装置などにより行われる。

整流回路１は、３相交流電源２００からの３相交流電圧を整流し、整流した電圧を直流母線（正極側直流母線Ｐ及び負極側直流母線Ｎ）を介して、主回路２に入力する。なお、電力変換装置１００は、整流回路１を備えているが、整流回路１の代わり、不図示の直流電源から供給される直流電圧を主回路２に入力するように構成してもよい。この場合、当該直流電源の正極が正極側直流母線Ｐに接続され、直流電源の負極が負極側直流母線Ｎに接続される。

主回路２は、正極側直流母線Ｐ及び負極側直流母線Ｎを介して、整流回路１から供給される電圧を３相交流電圧に変換する一般的な３相インバータ主回路である。

主回路２は、第１上下アーム８ａ、第２上下アーム８ｂ及び第３上下アーム８ｃを備える。第１上下アーム８ａ、第２上下アーム８ｂ及び第３上下アーム８ｃを構成する６つのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６は、３相ブリッジ接続されたスイッチング素子群である。

３つのスイッチング素子Ｓ_１, Ｓ₃, Ｓ₅のそれぞれは、正極側直流母線Ｐに接続されるハイサイドスイッチング素子（上アーム）である。３つのスイッチング素子Ｓ_２, Ｓ_４, Ｓ_６のそれぞれは、負極側直流母線Ｎに接続されるローサイドスイッチング素子（下アーム）である。以下では、複数のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６のそれぞれを区別しない場合、単に「スイッチング素子」と称する場合がある。スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などである。スイッチング素子は、それぞれ、ゲート駆動回路６から入力されるゲート駆動信号に従って、オン又はオフ状態となる。

第１上下アーム８ａは、直列接続されるスイッチング素子Ｓ_１（第１スイッチング素子）及びスイッチング素子Ｓ_２（第２スイッチング素子）を有する。スイッチング素子Ｓ_１及びスイッチング素子Ｓ_２の接続点７ａには、３相配線７の内、Ｕ相配線の一端が接続される。接続点７ａは、Ｕ相配線を介して、コイル１１ａ（第１コイル）の一端に電気的に接続される。

第２上下アーム８ｂは、直列接続されるスイッチング素子Ｓ_３（第３スイッチング素子）及びスイッチング素子Ｓ_４（第４スイッチング素子）を有する。スイッチング素子Ｓ_３及びスイッチング素子Ｓ_４の接続点７ｂには、３相配線７の内、Ｖ相配線の一端が接続される。接続点７ｂは、Ｖ相配線を介して、コイル１１ａの他端と、コイル１２ａ（第２コイル）の一端とに電気的に接続される。

第３上下アーム８ｃは、直列接続されるスイッチング素子Ｓ_５（第５スイッチング素子）及びスイッチング素子Ｓ_６（第６スイッチング素子）を有する。スイッチング素子Ｓ_５及びスイッチング素子Ｓ_６の接続点７ｃには、３相配線７の内、Ｗ相配線の一端が接続される。接続点７ｃは、Ｗ相配線を介して、コイル１２ａの他端に電気的に接続される。

図１に示すように、３相配線７の内、Ｖ相配線は、コイル１１ａ及びコイル１２ａのそれぞれの端部に接続されるため、コイル１１ａ及びコイル１２ａの共通配線（コモン配線）として使用されている。このような接続構成により、後述する単相用電力変換装置を２台利用しなくとも、汎用のインバータ主回路（主回路２）を備えた１台の電力変換装置１００のみで、磁気軸受用の磁気浮上コイルであるコイル１１ａ及びコイル１２ａへの通電制御が可能となる。

ゲート駆動回路６は、制御回路５から入力されるパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）信号を、スイッチング素子を駆動可能な値の電圧信号であるゲート駆動信号に変換して、スイッチング素子に入力する回路である。

制御回路５は、主回路２を構成する複数のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６のオンオフ動作を制御するための複数のＰＷＭ信号を生成して出力する回路である。制御回路５は、例えばＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成される。なお制御回路５は、ＦＰＧＡ以外にも、単一回路、複合回路、プログラム化されたプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で構成されたものでもよいし、これらを組み合わせたものでもよい。

制御回路５は、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）などのアナログ変換ＩＣ（Integrated Circuit）を搭載しており、電流値（電流センサ４の検出値Ｉｕ、Ｉｗ）、電圧値（電圧センサ３の検出値）、磁気浮上しているロータのシャフトからコイル１１ａ又はコイル１２ａまでの距離の値（不図示の距離センサの検出値Ｄｕ、Ｄｗ）など取得し、制御ソフトウェアを用いて所定の演算を行う。所定の演算により、三角波比較法、空間ベクトル変調法などのＰＷＭ生成方式を使用して、複数のスイッチング素子のそれぞれに対応するＰＷＭ信号が生成され、生成された複数のＰＷＭ信号は、ゲート駆動回路６に入力される。

複数のＰＷＭ信号には、３つの上アームＰＷＭ信号と３つの下アームＰＷＭ信号とが含まれる。３つの上アームＰＷＭ信号は、上アームを構成する３つのスイッチング素子Ｓ_１, Ｓ₃, Ｓ₅のそれぞれをオンオフ制御するための信号である。３つの下アームＰＷＭ信号は、下アームを構成する３つのスイッチング素子Ｓ_２, Ｓ_４, Ｓ_６のそれぞれをオンオフ制御するための信号である。これらのＰＷＭ信号により、各上下アームのそれぞれを構成する２つのスイッチング素子は、相補的に動作する。

電圧センサ３は、直流母線に印加される電圧を検出し、検出した電圧値を電圧センサ３の検出値として、制御回路５に入力する。

電流センサ４は、コイル１１ａ及びコイル１２ａのそれぞれに流れる電流を検出するため、例えば主回路２とモータ３００とを接続する３相配線７のそれぞれに設けられるシャント抵抗などの電流検出素子である。シャント抵抗は、検出した電流の値を示す情報を電流検出値として制御回路５に入力する。なお、電流センサ４は、各相の電流を検出できるものであればよくＣＴ（Current Transformer）等のセンサでもよい。なお、電流の検出は、３相のうち２相の電流のみを検出し、残りの１相の電流はモータ電流が３相平衡であることを利用して演算して求めてもよい。

このように電力変換装置１００は、汎用の整流回路１、主回路２、及びゲート駆動回路６を有して構成されている。

次に図２及び図３を参照して、コイル１１ａ及びコイル１２ａを備えたモータ３００の構成を説明する。

図２は磁気軸受とシャフトの配置関係を示す第１図である。図３は磁気軸受とシャフトの配置関係を示す第２図である。図２及び図３において、Ｘ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向は、それぞれ、Ｘ軸に平行な方向、Ｙ軸に平行な方向、Ｚ軸に平行な方向を表す。Ｘ軸方向とＹ軸方向とＺ軸方向は、互いに直交する。ＸＹ平面、ＹＺ平面、ＺＸ平面は、それぞれ、Ｘ軸方向及びＹ軸方向に平行な仮想平面、Ｙ軸方向及びＺ軸方向に平行な仮想平面、Ｚ軸方向及びＸ軸方向に平行な仮想平面を表す。Ｘ軸方向のうち、矢印で示す方向はプラスＸ軸方向とし、当該方向とは逆の方向はマイナスＸ軸方向とする。Ｙ軸方向のうち、矢印で示す方向はプラスＹ軸方向とし、当該方向とは逆の方向はマイナスＹ軸方向とする。Ｚ軸方向のうち、矢印で示す方向はプラスＺ軸方向とし、当該方向とは逆の方向はマイナスＺ軸方向とする。なお、図２及び図３では、モータ３００を構成するステータ（フレーム１３の内側面に設けられる固定子鉄心）及びロータ（シャフト１０の外周面に設けられる回転子）の図示を省略している。

２つの磁気軸受１１のそれぞれは、鉄心１１ｂと鉄心１１ｂに巻かれたコイル１１ａとを備える。２つの磁気軸受１１は、シャフト１０を挟み込むように互いに対向してＸ軸方向に離れて配置される。図２に示す２つのコイル１１ａの内、一方のコイル１１ａには第１交流電流が供給され、他方のコイル１１ａには不図示の第１電流反転回路で反転された第２交流電流が供給される。これにより、一方のコイル１１ａにはシャフト１０を吸引する磁気力が発生し、他方のコイル１１ａにはシャフト１０を反発する磁気力が発生する。その結果、シャフト１０を非接触でＸ軸方向に支持できる。

２つの磁気軸受１２のそれぞれは、鉄心１２ｂと鉄心１２ｂに巻かれたコイル１２ａとを備える。２つの磁気軸受１２は、シャフト１０を挟み込むように互いに対向してＹ軸方向に離れて配置される。図２に示す２つのコイル１２ａの内、一方のコイル１２ａには第３交流電流が供給され、他方のコイル１２ａには不図示の第２電流反転回路で反転された第３交流電流が供給される。これにより、一方のコイル１２ａにはシャフト１０を吸引する磁気力が発生し、他方のコイル１２ａにはシャフト１０を反発する磁気力が発生する。その結果、シャフト１０を非接触でＹ軸方向に支持できる。

制御回路５は、コイル１１ａ及びコイル１２ａに流れる電流を調整することで、シャフト１０に作用する径方向（シャフトの延伸方向と直交する方向、すなわちＸＹ平面と平行な方向）への磁力が調整され、シャフト１０を非接触状態で支持できる。

なお、少なくともシャフト１０の軸方向（Ｚ軸方向）の２箇所を回転可能に支持できるように、磁気軸受１１及び磁気軸受１２のそれぞれは、シャフト１０のＺ軸方向に互いに離れて２組以上配置される。図３では、Ｚ軸方向に互いに離れて配置される２組の磁気軸受１２が示されている。なお、図３では図示を省略しているが、磁気軸受１１も同様にＺ軸方向に互いに離れて２組配置されている。これら２組の磁気軸受１２及び磁気軸受１１によってシャフト１０を非接触で支持するためには、図１に示す電力変換装置１００が２台利用される。

図２に示すように、モータ３００には、磁気軸受１１及び磁気軸受１２以外にも、磁気軸受１１とシャフト１０との間のラジアル方向の距離（ギャップ）を、例えば磁気力によって検出する距離センサ１４、磁気軸受１２とシャフト１０との間の距離を磁気力によって検出する距離センサ１５などが設けられている。距離センサ１４及び距離センサ１５は、例えば図３に示すフレーム１３に固定される。距離センサ１４及び距離センサ１５は、ギャップセンサとも呼ばれ、非接触で測定対象物（シャフト１０）と磁気軸受との微小な距離間隔を測定する変位センサの一種である。なお、距離センサ１４及び距離センサ１５は、磁気力で距離を検出する方式以外にも、静電容量式、超音波式、光学式などがあり、何れの方式を採用してもよい。

また、モータ３００には、給電停止時などに磁気軸受１１及び磁気軸受１２に代わってシャフトを支持する不図示のタッチダウン軸受が設けられているものとする。

次に図４を参照して制御回路５の構成例について説明する。図４は制御回路の機能ブロック図である。なお、ここでは、Ｖ相の上下アームのオンデューティ（Ｄｕｔｙ）比を５０％に固定して、Ｕ相及びＷ相のそれぞれの上下アームのＤｕｔｙ比を変化させることで、Ｕ相とＶ相の間に接続されるコイル１１ａに流れる電流を制御すると共に、Ｗ相とＶ相の間に接続されるコイル１２ａに流れる電流を制御する構成例について説明する。Ｄｕｔｙ比は、制御回路５により生成されるＰＷＭ信号の周期（パルス周期）に対するＰＷＭ信号のパルス幅（オン時間）の割合である。

汎用のインバータでは、例えば３相のモータを駆動するために、電流センサからの各相電流検出信号を二相（ｄｑ軸）の実電流値に座標変換し、そして、座標変換後の電流指令値と実電流値とに基づくフィードバック制御により、ゲート駆動回路への制御信号を生成する。これに対して、本実施の形態に係る電力変換装置１００の制御回路５は、コイル１１ａ及びコイル１２ａを個別に電流制御するため、コイル１１ａ及びコイル１２ａのそれぞれの制御系に、減算部５１、位置調節部５２（Automatic Position Controller）、減算部５３、及び電流調節部５４（Automatic Current Regulator）を有する。また、制御回路５は、三角波比較部５５を有する。

次に図５を参照して、制御回路５の動作を説明する。図５は制御回路の動作を説明するためのフローチャートである。

図５に示すステップＳ１の処理が実行されるタイミングは、例えば、図１に示す電力変換装置１００からモータ３００への通電が開始されたときである。ステップＳ１において、減算部５１は、指令距離と、距離センサ１４，１５からの検出値Ｄｕ又は検出値Ｄｗとを入力する。

ステップＳ２において、減算部５１は、入力した指令距離と検出値Ｄｕ又は検出値Ｄｗとの距離偏差を演算する。距離偏差は、距離偏差＝指令距離−検出値Ｄｕ、又は距離偏差＝指令距離−検出値Ｄｗにより求めることができる。検出値Ｄｕは、例えば図２に示す距離センサ１４で検出されるＸ軸方向の隙間の距離を示す情報である。検出値Ｄｗは、例えば図２に示す距離センサ１５で検出されるＹ軸方向の隙間の距離を示す情報である。減算部５１で演算された距離偏差は、位置調節部５２に入力される。

ステップＳ３において、位置調節部５２は、入力した距離偏差がゼロになるように、例えばＰＩ（Proportional Integral）制御、ＰＩＤ（Proportional Integral Derivative）制御などにより、電流の設定値（指令電流）を演算して、減算部５３に入力する。

ステップＳ４において、減算部５３は、入力した位置調節部５２で演算された指令電流と、電流センサからの検出値Ｉｕ又は検出値Ｉｗとの電流偏差を演算する。電流偏差は、電流偏差＝指令電流−検出値Ｉｕ、又は電流偏差＝指令電流−検出値Ｉｗにより求めることができる。減算部５３で演算された電流偏差は、電流調節部５４に入力される。

ステップＳ５において、電流調節部５４は、入力した電流偏差がゼロになるように、例えばＰＩ制御、ＰＩＤ制御などにより、Ｕ相の電圧指令値とＷ相の電圧指令値とを演算する。さらに電流調節部５４は、演算したＵ相の電圧指令値とＷ相の電圧指令値のそれぞれを、電圧センサ３の検出値Ｖｄｃ（直流電圧）で除算することによって、Ｄｕｔｙ比として算出した後、それぞれをＵ相の指令電圧、Ｗ相の指令電圧として、三角波比較部５５に入力する。

ステップＳ６において、三角波比較部５５は、所定の周期を有する三角波と、電流調節部５４からのＵ相及びＷ相のそれぞれの指令電圧と、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に設定する指令電圧とを入力する。そして、三角波比較部５５は、三角波比較法により、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれの上下アームを構成するスイッチング素子のオンオフ動作を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。

例えば、シャフト１０からコイル１１ａまでの隙間の基準値（浮上させる上での理想値）が１０μｍである場合、距離センサ１４からの検出値に基づき算出される隙間距離が１０μｍから９μｍ又は１１μｍ変化すると、１μｍ分の隙間距離を補正するように位置調節及び電流調節が行われる。そして、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に設定した状態で、電流調節部５４からの電圧指令に従って、Ｕ相の上下アームのＤｕｔｙ比の増減調整が行われる。

また、例えばシャフト１０からコイル１２ａまでの隙間の基準値（浮上させる上での理想値）が１０μｍである場合、距離センサ１５からの検出値に基づき算出される隙間距離が１０μｍから９μｍ又は１１μｍ変化すると、１μｍ分の隙間距離を補正するように位置調節及び電流調節が行われる。そして、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に設定した状態で、電流調節部５４からの電圧指令に従って、Ｗ相の上下アームのＤｕｔｙ比の増減調整が行われる。

なお、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比は、例えば５０％に固定してもよいが、５０％以外の値、例えば５１〜６０％又は４９％〜４０％までの任意の値に固定してもよい。

また、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比は、５０％に固定してもよいが、例えば６０％〜４０％までの範囲で最適な値に逐次変化させてもよい。例えば、モータ３００の回転数が変化すると、シャフト１０やロータの寸法公差などに起因して、シャフト１０からコイル１１ａ又はコイル１２ａまでの隙間が変化する場合がある。そのため、その隙間の変動量に応じて最適なＤｕｔｙ比を選定すればよい。具体的には、例えば、制御回路５に、電流値とＤｕｔｙ比補正量とを対応付けたテーブル情報を設定し、制御回路５は、当該テーブルを参照して、速度変化によって検出される電流が変化すると、その電流に対応するＤｕｔｙ比補正量をテーブルから読み出して、読み出したＤｕｔｙ比補正量を三角波比較部５５に入力して、三角波比較部５５は、入力したＤｕｔｙ比補正量を考慮して、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を逐次補正して、補正後のＤｕｔｙ比と指令電圧とを比較することで、ＰＷＭ信号を生成する。

制御回路５が有する減算部５１、位置調節部５２、減算部５３、電流調節部５４及び三角波比較部５５は、これらの機能を実現するプログラムをメモリに格納しておき、制御回路５の動作を司るＣＰＵ（Central Processing Unit）が当該プログラムを読み出して実行することによって実現される。

次に図６〜図９を参照して、Ｖ相のＤｕｔｙ比を５０％に設定した状態でコイル１１ａ及びコイル１２ａに流れる電流の具体例を説明する。

図６はＰＷＭ信号のパルスパターンの一例を示す図である。図７は図４の三角波比較部で比較されるキャリアの波形の一例を示す図である。図８Ａはコイル１１ａに＋方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図である。図８Ｂはコイル１１ａに−方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図である。図８Ｃはコイル１２ａに＋方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図である。図８Ｄはコイル１２ａに−方向の電流を流すときのスイッチング素子の動作状態を示す図である。

通常、変調度を５０％に設定して主回路２を駆動した場合、ゼロベクトル状態となるため、主回路２から電流が出力されない。しかしながら、この場合でも、スイッチング素子のスイッチング自体は行われているため、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の上下アームが互いに同じスイッチ状態となるように制御されて、出力線（３相配線７）から見て各相の上下アームに電位差は発生しない。

ここでは、図８Ａ及び図８Ｂに示すようにコイル１１ａに＋又は−方向の電流を流すように制御し、また図８Ｃ及び図８Ｄに示すようにコイル１２ａに＋又は−方向の電流を流すように制御を行いつつ、Ｖ相の上下アームをＤｕｔｙ比５０％でスイッチングを行わせる場合の動作例を説明する。なお、前述したように、Ｖ相配線は、２つのコイル１１ａ及びコイル１２ａの共通配線（コモン）として使用されていると仮定する。

このように電流を流すときのＰＷＭ信号のパルスパターンの例を図６に示す。また、三角波比較部５５で用いられるキャリアの波形と、Ｄｕｔｙ比が５０％の指令電圧とを図７に示す。

Ｖ相のＤｕｔｙ比は５０％に固定されているため、Ｕ相のＤｕｔｙ比が５０％未満の場合、Ｕ相配線の電位がＶ相配線の電位よりも高くなるため、キャリアの山の区間では、図８Ａ及び図８Ｂに示すように、Ｄｕｔｙ比の差分の電流がコイル１１ａに流れ込む。

一方、Ｗ相のＤｕｔｙ比が５０％超の場合、Ｗ相配線の電位がＶ相配線の電位よりも高くなるため、キャリアの谷の区間では、図８Ｃ及び図８Ｄに示すように、Ｄｕｔｙ比の差分の電流がコイル１２ａに流れ込む。

このように、Ｕ相とＷ相のそれぞれのＤｕｔｙ比を、５０％を基準にして調整することで、Ｕ相とＷ相に、任意の方向に電流を流すことができ、さらに任意の値の電流を流すことができる。すなわち、３相の内の特定の１相のＤｕｔｙ比を例えば５０％などに固定した状態で残りの２相のＤｕｔｙ比を増減させることで、２つのコイルを個別に電流制御することができる。

図９は指令電流をＵ相＝２Ａ、Ｗ相＝−１Ａで制御した場合のＰＷＭ信号の波形を示す図である。図９（１）には、Ｕ相に流れる電流、Ｖ相に流れる電流、及びＷ相に流れる電流のそれぞれが実線、一点鎖線、及び破線で示される。縦軸は指令電流、横軸は時間である。図９（２）には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれの上下アームの動作を制御するＤｕｔｙ比が実線、破線及び一点鎖線で示される。縦軸はＤｕｔｙ比、横軸は時間である。図９（３）には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれのＰＷＭ信号の波形を表す。縦軸はＰＷＭ信号の値、横軸は時間である。

Ｖ相のＤｕｔｙ比を５０％に固定して、Ｕ相＝２Ａ、Ｗ相＝−１Ａを目標電流として、ＰＩ制御した場合、Ｖ相には−１Ａが流れるため、Ｉｕ（Ｕ相電流）＋Ｉｖ（Ｖ相電流）＋Ｉｗ（Ｗ相電流）＝２Ａ＋（−１Ａ）＋（−１Ａ）＝０となる。

なお、制御回路５の機能は、汎用インバータが備える制御回路のハードウェア構成に変更を加えることなくソフトウェアの変更のみで実現できる。電圧センサ３、電流センサ４などの入力インタフェイスについても、汎用インバータに通常備わっているアナログ入力機能などを利用することができるため、ハードウェア構成の変更が不要である。

なお、本実施の形態では、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に固定して、残りの２つの相のそれぞれの上下アームのＤｕｔｙ比を変化させる場合の制御回路５の構成例について説明したが、制御回路５の構成例はこれに限定されるものではない。すなわち、制御回路５は、３相の上下アームの内、特定の１つの相の上下アームのＤｕｔｙ比を例えば５０％に固定した状態で、残りの２つの相のそれぞれの上下アームのＤｕｔｙ比を変化させるように構成してもよい。すなわち、Ｖ相以外の１つの相をＤｕｔｙ比５０％に固定して、残りの２つの相のＤｕｔｙ比を変化させるように構成してもよい。

また、本実施の形態では、Ｕ、Ｖ及びＷ相のそれぞれの上下アームが第１上下アーム、第２上下アーム及び第３上下アームである場合の構成例について説明したが、各相と３つの上下アームとの対応関係はこれに限定されるものではない。

例えば、Ｕ、Ｖ及びＷ相のそれぞれの上下アームを、第３上下アーム、第２上下アーム及び第１上下アームとして、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を特定の値に固定した状態で、Ｕ相の上下アーム及びＷ相の上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させてもよい。

また、例えば、Ｕ、Ｖ及びＷ相のそれぞれの上下アームを、第２上下アーム、第１上下アーム及び第３上下アームとして、Ｕ相の上下アームのＤｕｔｙ比を特定の値に固定した状態で、Ｖ相の上下アーム及びＷ相の上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させてもよい。この場合、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコモン配線が接続され、他の２つの上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコイル１１ａとコイル１２ａが接続される。

また、例えば、Ｕ、Ｖ及びＷ相のそれぞれの上下アームを、第３上下アーム、第１上下アーム及び第２上下アームとして、Ｗ相の上下アームのＤｕｔｙ比を特定の値に固定した状態で、Ｖ相の上下アーム及びＵ相の上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させてもよい。この場合、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコモン配線が接続され、他の２つの上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコイル１１ａとコイル１２ａが接続される。

また、例えば、Ｕ、Ｖ及びＷ相のそれぞれの上下アームを、第２上下アーム、第３上下アーム及び第１上下アームとして、Ｕ相の上下アームのＤｕｔｙ比を特定の値に固定した状態で、Ｖ相の上下アーム及びＷ相の上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させてもよい。この場合、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコモン配線が接続され、他の２つの上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコイル１１ａとコイル１２ａが接続される。

また、例えば、Ｕ、Ｖ及びＷ相のそれぞれの上下アームを、第３上下アーム、第２上下アーム及び第１上下アームとして、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を特定の値に固定した状態で、Ｕ相の上下アーム及びＷ相の上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させてもよい。この場合、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコモン配線が接続され、他の２つの上下アームを構成する２つのスイッチング素子の接続点にコイル１１ａとコイル１２ａが接続される。

次に電力変換装置１００の比較例の構成について説明する。図１０は本発明の実施の形態に係る電力変換装置の比較例の構成図である。以下では、上記の実施の形態と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、異なる部分について述べる。

比較例に係る単相用電力変換装置１００Ａは、主回路２、制御回路５、及びゲート駆動回路６の代わりに、主回路２Ａ、制御回路５Ａ、及びゲート駆動回路６Ａを備える。

主回路２Ａは、正極側直流母線Ｐ及び負極側直流母線Ｎを介して、整流回路１から供給される電圧を単相の交流電圧に変換する、所謂単相インバータである。主回路２Ａは、２つの上下アーム（例えば第１上下アーム８ａ及び第２上下アーム８ｂ）を備える。

第１上下アーム８ａの接続点７ａは、単相配線７Ａを介して、コイル１１ａの一端に電気的に接続される。第２上下アーム８ｂの接続点７ｂは、単相配線７Ａを介して、コイル１１ａの他端に電気的に接続される。

なお、コイル１２ａには、コイル１１ａに接続される単相用電力変換装置１００Ａと同様の装置が接続されている。

制御回路５Ａは、主回路２Ａを構成する複数のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ₄のオンオフ動作を制御するための複数のＰＷＭ信号を生成して出力する回路である。

ゲート駆動回路６Ａは、制御回路５Ａから入力されるＰＷＭ信号を、複数のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ₄を駆動可能な値の電圧信号であるゲート駆動信号に変換して、スイッチング素子に入力する回路である。

図１０の比較例では、図１に示すコイル１１ａ及びコイル１２ａの共通配線（コモン配線）が利用されず、コイル１１ａ及びコイル１２ａのそれぞれに１台の単相用電力変換装置１００Ａが接続されている。すなわち、磁気軸受用の磁気浮上コイルであるコイル１１ａ及びコイル１２ａへの通電制御には、２台の単相用電力変換装置１００Ａが必要である。

従って、図１０の比較例では、３相モータ駆動用の汎用のインバータを利用できず、構造が複雑化する。また２台の単相用電力変換装置１００Ａのそれぞれの制御回路５Ａが連携してコイル１１ａ及び１２ａへの通電制御を行う必要があるため、制御が複雑化する。従って、信頼性の低下や製造時の歩留まり低下が懸念される。

これに対して、本実施の形態の電力変換装置１００の主回路２は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点に第１コイルの一端が接続される第１上下アームと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との接続点に第１コイルの他端と第２コイルの一端とが接続される第２上下アームと、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との接続点に第２コイルの他端が接続される第３上下アームとを有する。そのため、既存のモータ３００への結線方法を変えることで、１台の汎用的な３相インバータを利用しながら、磁気軸受用の磁気浮上コイルであるコイル１１ａ及びコイル１２ａへの通電制御が可能となる。

従って、電力変換装置１００の開発に伴う設計工数の増加を抑制できると共に、磁気軸受用の磁気浮上コイルへの通電を実現するシステムの製造コストが増大することを抑制できる。またインバータの数が半分になるため、インバータの設置スペースの増加を抑制できる。また、インバータの構造が簡素化されて、また制御も簡素化されるため、信頼性の低下や製造時の歩留まり低下などを抑制できる。

また本実施の形態の電力変換装置１００の制御回路５は、第２上下アームのＤｕｔｙ比を特定の値に固定した状態で、第１上下アーム及び第３上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させる。第１上下アーム及び第３上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比は、任意の浮上距離となるように、第１コイル及び第２コイルに流れる電流を制御する値に設定するように構成してもよい。

この構成により、第２上下アームのＤｕｔｙ比が固定されるため、制御回路５の演算処理の負担が軽減され、処理能力が低い安価なＣＰＵなどを利用して制御回路５を構成でき、高速回転するシャフト１０の磁気浮上距離を確保しながら、電力変換装置１００の製造コストの上昇を抑制できる。

また本実施の形態の電力変換装置１００の制御回路５は、第２上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に固定するように構成してもよい。この構成により、第２上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に固定した状態で、第１上下アーム及び第３上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比の調整ができるため、制御回路５の演算処理の負担がより軽減され、より安価なＣＰＵなどを利用でき、さらにＤｕｔｙ比の設定が不要になり調整手間が省けるため、電力変換装置１００の製造コストの上昇をより一層抑制できる。

また本実施の形態に係る電力変換装置１００の制御方法は、直列接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有し第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点にモータのシャフトを非接触で支持する磁気軸受の第１コイルの一端が接続される第１上下アームと、直列接続される第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有し第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との接続点に第１コイルの他端と磁気軸受用の第２コイルの一端とが接続される第２上下アームと、直列接続される第５スイッチング素子及び第６スイッチング素子を有し第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との接続点に第２コイルの他端が接続される第３上下アームと、を有する主回路を備えた電力変換装置の制御方法であって、第１コイル及び第２コイルの少なくとも一方とシャフトとの隙間の距離と指令距離との偏差がゼロになる指令電流を演算するステップと、第１コイル及び第２コイルの少なくとも一方に流れる電流と指令電流との偏差がゼロになる３相の内、２相の指令電圧を演算するステップと、２つ相のそれぞれの指令電圧と、残りの１つ相の上下アームのＤｕｔｙ比を０％から１００％までの何れかの値に固定する指令電圧とに基づき、第２上下アームのＤｕｔｙ比を０％から１００％までの何れかの値に固定したパルス幅変調信号と、第１上下アーム及び第３上下アームのそれぞれのＤｕｔｙ比を変化させるパルス幅変調信号とを生成するステップと、を含む。

図１１は電流方向とＤｕｔｙ比の関係を説明するための図である。制御回路５は、例えば、コイルに流す電流の向きが、Ｕ相とＷ相で同じ場合、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を、５０％に固定せずに、０％から４９％までの何れかの値に固定し、又は５１％から１００％までの何れかの値に固定するように構成してもよい。

例えば、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を、０％又は１００％に設定すると、交流を作ることができるインバータであるが、＋又は−の方向を限定した直流を出力するインバータとして動かすこともできる。このように動かすと、電圧利用率を上げることができるため、実際に使用する電圧の２倍程度に上げる必要があった直流中間電圧を下げることができ、また、電流のリプルも低減できる。

ただし、制御の状況によっては、どちらかの相をマイナス（プラス）方向に電流を流さなければならないときは、対応できない。「制御の状況によっては、どちらかの相をマイナス（プラス）方向に電流を流さなければならないとき」とは、固定した第２上下アームのデューティ比では電流が流せないと判断した場合である。このように電流を流すのは、もともと想定していない方向に電流が流れる場合、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を０％又は１００％に固定することができないためである。この場合、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を５０％に戻すことで、対応できる。ただし、出力できる電流値の最大値は、Ｄｕｔｙ比が５０％のときには、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を０％又は１００％に固定したときに出せる電流最大値に対して、半分までとなる。

例えば、実際の運用において、プラス方向に流す電流の大きさが８：２の割合で多い場合、Ｖ相の上下アームのＤｕｔｙ比を２０％などで固定することもできる。Ｄｕｔｙ比を２０％にすると電流が０となるので、２０％から１００％までのプラス側の電流制御と、０％から２０％までのマイナス側の電流制御を行うようにすることとなる。

もし、Ｄｕｔｙ比が５０％に固定される場合、その分、容量の大きいインバータ回路が必要となるため、固定するＶ相のＤｕｔｙ比の値を可変にするメリットは大きい。

制御回路５は、Ｖ相のＤｕｔｙ比を、運転中に変更しても良い。ただし、Ｄｕｔｙ比の切り替わり（変更）の際、制御回路５は、Ｕ相とＷ相のＤｕｔｙ比の値を指令電圧に基づいて制御回路内部（制御回路５の内部）で換算する際に使用するゲイン係数や出力リミッタの値を変更する。これは、出力できる電流の範囲や大きさが変化するためである。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ ：整流回路
２，２Ａ ：主回路
３ ：電圧センサ
４ ：電流センサ
５，５Ａ ：制御回路
６，６Ａ ：ゲート駆動回路
７ ：３相配線
７Ａ ：単相配線
７ａ，７ｂ，７ｃ ：接続点
８ａ ：第１上下アーム
８ｂ ：第２上下アーム
８ｃ ：第３上下アーム
１０ ：シャフト
１１，１２ ：磁気軸受
１１ａ，１２ａ ：コイル
１１ｂ，１２ｂ ：鉄心
１３ ：フレーム
１４，１５ ：距離センサ
５１，５３ ：減算部
５２ ：位置調節部
５４ ：電流調節部
５５ ：三角波比較部
１００ ：電力変換装置
１００Ａ ：単相用電力変換装置
３００ ：モータ
Ｄｕ，Ｄｗ ：検出値
Ｉｕ，Ｉｗ ：検出値
Ｎ ：負極側直流母線
Ｐ ：正極側直流母線

Claims (3)

1. モータのシャフトを非接触で支持する磁気軸受が有する第１コイル及び第２コイルに流れる電流を制御する電力変換装置であって、
   直列接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有し前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に前記第１コイルの一端が接続される第１上下アームと、直列接続される第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有し前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に前記第１コイルの他端と前記第２コイルの一端とが接続される第２上下アームと、直列接続される第５スイッチング素子及び第６スイッチング素子を有し前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子との接続点に前記第２コイルの他端が接続される第３上下アームと、を有する主回路と、
   前記第２上下アームのデューティ比を０％から１００％までの何れかの値に固定したパルス幅変調信号と、前記第１上下アーム及び前記第３上下アームのそれぞれのデューティ比を変化させるパルス幅変調信号とを生成することで、前記第１スイッチング素子〜前記第６スイッチング素子のそれぞれのオンオフ動作を制御する制御回路と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記固定した前記第２上下アームのデューティ比では電流が流せないと判断した場合、５０％以外の値に固定した前記第２上下アームのデューティ比を、５０％に戻す処理を行う請求項１に記載の電力変換装置。
3. 直列接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有し前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点にモータのシャフトを非接触で支持する磁気軸受が有する第１コイルの一端が接続される第１上下アームと、直列接続される第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有し前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に前記第１コイルの他端と前記磁気軸受が有する第２コイルの一端とが接続される第２上下アームと、直列接続される第５スイッチング素子及び第６スイッチング素子を有し前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子との接続点に前記第２コイルの他端が接続される第３上下アームと、を有する主回路を備えた電力変換装置の制御方法であって、
   前記第１コイル及び前記第２コイルの少なくとも一方と前記シャフトとの隙間の距離と指令距離との偏差がゼロになる指令電流を演算するステップと、
   前記第１コイル及び前記第２コイルの少なくとも一方に流れる電流と前記指令電流との偏差がゼロになる３つ相の内、２つ相の指令電圧を演算するステップと、
   前記２つ相のそれぞれの指令電圧と、残りの１つ相の上下アームのデューティ比を０％から１００％までの何れかの値に固定する指令電圧とに基づき、前記第２上下アームのデューティ比を０％から１００％までの何れかの値に固定したパルス幅変調信号と、前記第１上下アーム及び前記第３上下アームのそれぞれのデューティ比を変化させるパルス幅変調信号とを生成するステップと、
   を含む電力変換装置の制御方法。

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