JP2018183004A

JP2018183004A - インバータ制御装置

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Publication number: JP2018183004A
Application number: JP2017084128A
Authority: JP
Inventors: 光夫河地; Mitsuo Kawachi; 貴史福榮; Takashi Fukue; 晴之宮崎; Haruyuki Miyazaki
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2017-04-21
Filing date: 2017-04-21
Publication date: 2018-11-15

Abstract

【課題】安価な構成で良質なモータ駆動が可能なインバータ制御装置を提供。
【解決手段】インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、母線電流を基にモータの相電流値を再現する相電流変換部と、モータに与える電流指令値と相電流値に基づいてモータの電圧指令値を生成する電流制御手段と、電圧指令値に基づいてインバータを制御する信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、生成された信号のキャリア１周期中でインバータの上アーム側スイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側スイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、母線電流を検出するための時間を確保するようデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードの、いずれかのモードで動作するデューティ補正手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを任意の回転数で駆動するインバータ制御装置に関するものである。

従来、インバータの母線電流に基づいてモータ相電流を再現し、その再現した相電流値を用いてモータを駆動するインバータ制御装置において、モータが軽負荷状態で低速回転している場合に、キャリア周期毎の電流検出をキャリア周期の１／２に減らすことでＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、モータ電流波形に歪みを発生させないことを優先させる技術がある（例えば特許文献１を参照）。

特許文献１の方法によれば、モータ相電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作のみが行われる第１のモードと、電流指令実行値が閾値以下の場合はデューティの増減と次のキャリア周期でデューティの増減量を差し引く補正が行われる第２のモードが、モータ機械角１回転中に存在させることで、モータ機械角１回転中にトルク脈動が存在する場合であっても、トルク脈動に対して適正なタイミングで通電させると共に、モータ電流波形を歪ませることなく駆動できる。

特許第４７８８４１６号公報

しかしながら、前記従来の構成の制御装置では、電流指令実行値の大小関係に基づいて間接的にＰＷＭ信号のデューティの大小判定を行い、キャリア周期毎の電流検出をキャリア周期の１／２に減らすことでＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、モータ電流波形に歪みを発生させないものであるが、モータ仕様によっては電流指令実行値が小さくてもＰＷＭ信号のデューティが大きい場合があり（例えば誘起電圧値の高いモータなど）、そのようなモータに適用する場合には電流指令実行値によるＰＷＭ信号のデューティの大小判定が困難となるばかりか、本来容易に電流検出が可能である場合にキャリア周期毎の電流検出を１／２に減らすことでモータの制御性能の低下を招く可能性がある。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータの制御性能の低下を招くことなく相電流を再現し、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、母線電流を基にモータの相電流値を再現する相電流変換手段と、モータに与える電流指令値と相電流値に基づいてモータの電圧指令値を生成する電流制御手段と、電圧指令値に基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、ＰＷＭ信号のキャリア１周期中でインバータの上アーム側のスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側のスイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、母線電流を検出するための時間を確保したものとなるようデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードの、いずれかのモードで動作するデューティ補正
手段とを備え、デューティ補正手段は電圧指令値が所定の閾値未満の場合に第２のモードで動作するものである。

これによって、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータの制御性能の低下を招くことなく相電流を再現することができるので、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

本発明のインバータ制御装置は、いかなるモータや回転数、負荷条件においても電流検出手段から正確にモータの相電流値を得ることが可能であり、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成とすることができる。

本発明のインバータ制御装置のシステム構成図本発明のインバータ制御装置におけるモータの相電流状態の時間的変化の一例、および電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を示す図本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第１の動作例を示す図図３におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータおよびインバータに流れる電流状態を示す図本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第２の動作例を示す図図５におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータおよびインバータに流れる電流状態を示す図本発明のインバータ制御装置におけるデッドタイム期間のモータおよびインバータに流れる電流状態の第１の動作例を示す図本発明のインバータ制御装置におけるデッドタイム期間のモータおよびインバータに流れる電流状態の第２の動作例を示す図本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第３の動作例を示す図本発明のインバータ制御装置におけるデューティ補正部の第１の動作例を示す図本発明のインバータ制御装置におけるデューティ補正部の第２の動作例を示す図本発明のインバータ制御装置におけるデューティ補正部の第３の動作例を示す図本発明のインバータ制御装置におけるデューティ補正部の第４の動作例を示す図

第１の発明は、複数相の複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、母線電流を基にモータの相電流値を再現する相電流変換手段と、モータに与える電流指令値と相電流値に基づいてモータの電圧指令値を生成する電流制御手段と、電圧指令値に基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、ＰＷＭ信号のキャリア１周期中で前記インバータの上アーム側のスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側のスイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、母線電流を検出するための時間を確保したものとなるようデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードの、いずれかのモードで動作するデューティ補正手段とを備え、前記デューティ補正手段は前記電圧指令値が所定の閾値未満の場合に第２のモードで動作するものであり、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータの制御性能の低下を招くことなく相電流を再現することができるので、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のイ
ンバータ制御装置を提供することができる。

第２の発明は、特に第１の発明のインバータ制御装置において、デューティ補正手段の動作モードである第１のモードと第２のモードが、モータの電気角１周期中に存在するものであり、モータ電気角１周期中における電圧指令値が所定の閾値未満となる位相領域でも制御性の悪化を招くことなく相電流を再現することができ、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明のインバータ制御装置において、デューティ補正手段によりデューティの増減量の補正が行われるキャリア周期では、モータの相電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するものであり、高精度なモータ相電流の再現が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明のインバータ制御装置のシステム構成図である。このインバータ制御装置は、直流電源１、モータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御するインバータ制御手段６を備える。また、モータ３は中性点を中心にＹ結線された３相巻線であるＵ相巻線４ｕ、Ｖ相巻線４ｖ、Ｗ相巻線４ｗが取り付けられる固定子４と、磁石が装着されている回転子５を備える。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側（下アーム）のスイッチング素子２１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のスイッチング動作によって３相交流電圧に変換され、それによりモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線にはシャント抵抗で構成された電流検出手段７が配されている。

インバータ制御手段６は、相電流変換部１０と、回転子位置速度推定部１１と、電流制御部１２と、ＰＷＭ信号生成部１３と、デューティ補正部１４と、ベースドライバ１５から構成されている。

相電流変換部１０では、電流検出手段７に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をモータ３の相電流に変換する。相電流変換部１０は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。

回転子位置速度推定部１１では、相電流変換部１０により変換されたモータ３の相電流と、デューティ補正部１４で演算される出力電圧の情報により、モータ３の回転子磁極位置と回転速度を推定する（回転子位置速度推定部１１の具体的な方法については例えば特開２００１−３７２８１号公報等の文献を参照されたい）。

電流制御部１２では、まず回転子位置速度推定部１１で推定されたモータ３の推定速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいてモータ３の回転速度が目標速度に一致するように比例積分演算等を用いて電流指令値を導出する。次に相電流変換部１０で変換されたモータ３の相電流と電流指令値との偏差情報に基づいてモータ３の電流値が電流指令値に一致するように比例積分演算等を用いて電圧指令値を導出する。

ＰＷＭ信号生成部１３では、電流制御部１２により導出された電圧指令値よりモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

前述のように求められたＰＷＭ信号はデューティ補正部１４を介してベースドライバ１５に出力され、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動する。

ここで、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてモータ３の相電流が現れる様子を説明する。

図２はモータ３の各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向を示した図である。図２において、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１３で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図４において信号「Ｕ」は上アームのスイッチング素子２１ｕを、信号「Ｖ」は上アームのスイッチング素子２１ｖを、信号「Ｗ」は上アームのスイッチング素子２１ｗを、信号「Ｘ」は下アームのスイッチング素子２１ｘを、信号「Ｙ」は下アームのスイッチング素子２１ｙを、信号「Ｚ」は下アームのスイッチング素子２１ｚを動作させる信号を示す。

これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線にはタイミング（１）では図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図
４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図２において電気角３０°の時に、ＰＷＭ信号生成部１３で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。

以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の状態に応じてモータ３の相電流が現れることが分かる。

上述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで２相分の電流を判断することができれば、次式の関係から３相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０・・・（１）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）はスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間にインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

例えば、タイミング（５）において図７のような各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向であればインバータ母線にはＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図８のような各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向であればインバータ母線にはＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れることになる。

次に、デューティ補正部１４の動作について説明する。

まず、図２において電気角３０°付近の時にＰＷＭ信号生成部１３で生成される半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図９のように変化する場合を考えると、図３で示したタイミング（２）が存在せず、タイミング（３）ではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場合はキャリア周期において１相分の電流しか確定できない。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、回転子位置速度推定部１１で回転子磁極位置、回転速度の推定が不能となり、モータ３の駆動ができなくなる。

デューティ補正部１４は上記のような不具合を回避すべく、ＰＷＭ信号生成部１３で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、万が一、図９のような信号変化だった場合、例えばＵ相のデューティを増やし、Ｗ相のデューティを減らすことによって図５に示したようなＰＷＭ信号とし、タイミング（２）（３）とも電流検出手段７でインバータ母線に流れる電流を検出する時間を確保している。

しかしながら、このようなデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作が頻繁に行われると、本来正規のモータ相電流から逸脱した波形で駆動することになり、振動や異音の原因になりかねない。

このデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作は、モータ３への電圧指令値が大きい場合には頻度が少なく、電圧指令値が小さい場合に頻度が多くなる。これは、電圧指令値が大きければＰＷＭ信号のデューティも大きくなり、かつモータ３が高速で回転することから電気周期も短くなりＰＷＭ信号のキャリア周期毎のデューティ変化量が多くなるためであり、逆に電圧指令値が小さければＰＷＭ信号のデューティも小さくなり、かつモータ３が低速で回転することから電気周期も長くなりＰＷＭ信号のキャリア周期毎のデューティ変化量が少なくなるためである。

よって、デューティ補正部１４では、相電流変換部１０で３相それぞれの電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期でデューティの増減量を差し引く補正が行われる第２のモードの、いずれかのモードで動作させ、電流制御部１２により導出される電圧指令値の振幅値が所定の閾値未満の場合に第２のモードで動作するようにしたものである。

ここで、電圧指令値の動作波形の一例を図１２に示しており、図１２（ａ）はモータ３が高速で回転して電圧指令値の振幅値が所定の閾値以上となる場合であり、デューティ補正部１４は相電流変換部１０で３相それぞれの電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作のみが行われる第１のモードで動作する。また、図１２（ｂ）はモータ３が低速で回転して電圧指令値の振幅値が所定の閾値未満となる場合であり、デューテ
ィ補正部１４はデューティの増減と次のキャリア周期でデューティの増減量を差し引く補正が行われる第２のモードで動作する。

なお、電圧指令値の振幅値をデューティ補正部１４の動作モードの判定に用いているが、振幅値の代わりに実効値等の振幅相当値を用いても同様の動作を実現できることは言うまでもない。

この動作について図１０で説明する。例えば、ＰＷＭ信号生成部１３で図１０（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間がＡＤサンプリング時間１６よりも短い状態になっていて、図４に示すようにこの期間インバータ母線に現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。ここで、デューティ補正部１４では、各相のデューティが主にマイコン（図示せず）のＡＤサンプリング時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティを補正する。図１０（ａ）のような場合はＵ相デューティが補正され、図１０（ｂ）の１回目キャリア１周期のように上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くしている。また、２回目のキャリア１周期においては、Ｕ相デューティについて１回目のキャリア１周期に大きくしたデューティ分を減らしている（結果的にスイッチングなし）。

次に、図１１を用いて本実施の形態におけるデューティ補正部１４での別の動作について説明する。例えば、ＰＷＭ信号生成部１３で図１１（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームのスイッチング素子が１つ通電しているタイミング（２）の期間がＡＤサンプリング時間１６よりも短い状態になっていて、インバータ母線に現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。ここで、デューティ補正部１４では、Ｕ相デューティとＷ相デューティのそれぞれが補正され、図１１（ｂ）の１回目キャリア１周期のように上アームのスイッチング素子が１つ通電しているタイミング（２）の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなっている。ここではタイミング（２）に必要な期間に対して不足している分の１／２の期間をＵ相デューティについては減算、Ｗ相デューティについては加算の補正を行うことによってタイミング（２）期間を確保している。また、２回目のキャリア１周期においては、Ｕ相デューティについて１回目のキャリア１周期に小さくしたデューティ分を増やし、Ｗ相デューティについては１回目のキャリア１周期に大きくなったデューティ分を減らしている。

この動作によれば、デューティの増減を行った次のキャリア１周期では、デューティの増減量を差し引く補正が行われるため、ＰＷＭ信号のキャリア２周期における変更量を極力なくすことができ、相電流の乱れをなくせる。

なお、２回目のキャリア周期においても回転子磁極位置、回転速度を推定するアルゴリズムを処理する場合は、１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって演算することが可能である。

このように、デューティの増減によるＰＷＭ信号の操作が頻繁に行われる場合（電流制御部１２により導出される電圧指令値の振幅値が所定の閾値未満の場合）には、キャリア周期毎の電流検出をキャリア周期の１／２に減らすことで、ＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、モータ電流波形に歪みを発生させないことを優先させるものであり、モータ仕様に依存せず電圧指令値の大小関係に基づいてＰＷＭ信号の大小判定を適切に行うことで、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータの制御性能の低下を招くことなく相電流を再現することができるので、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

（実施の形態２）
図１３は本発明の第２の実施の形態におけるインバータ制御装置のデューティ補正部１４の動作説明図である。なお、上記第１の実施の形態におけるインバータ制御装置と同一部分については、同一符号を付してその説明を省略する。

本実施の形態は、上記第１の実施の形態に示した動作において、相電流変換部１０で３相それぞれの電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作のみが行われる第１のモードと、電流制御部１２により導出される電圧指令値の瞬時値が、所定の閾値未満の場合はデューティの増減と次のキャリア周期でデューティの増減量を差し引く補正が行われる第２のモードが、モータ３の電気角１回転中に存在させるようにしたものである。

図１３は電圧指令値の動作波形の一例であり、図１３（ａ）はモータ３が高速で回転している場合、図１３（ｂ）はモータ３が低速で回転している場合である。いずれにおいても電圧指令値の瞬時値が所定の閾値未満となる場合（デューティの増減によるＰＷＭ信号の操作が頻繁に行われる電気角の位相領域）にのみ第２のモードで動作させ、それ以外は第１のモードで動作させるようにしている。

このように、デューティ補正部１４によりデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードが、モータの電気角１周期中に存在するものであり、モータ電気角１周期中における電圧指令値の瞬時値が所定の閾値未満となる位相領域でも制御性の悪化を招くことなく相電流を再現することができ、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

また、第２のモードでの動作を必要最小限とすることで、本来容易に電流検出が可能である場合にキャリア周期毎の電流検出を１／２に減らすことなくモータの制御性能の低下を招くことがないという効果も奏する。

（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態は、上記第１、第２の実施の形態におけるインバータ制御装置において、デューティの増減量を差し引く補正が行われるキャリア周期では、各相の電流値は、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するようにしたものである。

この推定演算式は、
Ｉｕ（ｎ）＝Ｉｕ（ｎ−１）＋［Ｉｕ（ｎ−１）−Ｉｕ（ｎ−２）］・・・（２）で表されるような非常に簡単なものでもよく、これによって回転子位置速度推定部１１での演算結果の精度を向上させることが可能となるものである。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、いかなるモータや回転数、負荷条件においても電流検出手段から正確にモータの相電流値を得ることが可能であり、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成とすることができるため、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯機等のモータを駆動する用途に適用できる。

１直流電源
２インバータ
２１ｕ〜２１ｚスイッチング素子
２２ｕ〜２２ｚ還流ダイオード
３モータ
４固定子
４ｕ〜４ｗ固定子巻線
５回転子
６インバータ制御手段
７電流検出手段
１０相電流変換部
１１回転子位置速度推定部
１２電流制御部
１３ＰＷＭ信号生成部
１４デューティ補正部
１５ベースドライバ
１６ＡＤサンプリング時間

Claims

複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、前記モータへ電力を供給するインバータと、前記インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、前記母線電流を基に前記モータの相電流値を再現する相電流変換手段と、前記モータに与える電流指令値と前記相電流値に基づいて前記モータの電圧指令値を生成する電流制御手段と、前記電圧指令値に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号のキャリア１周期中で前記インバータの上アーム側のスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側のスイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、母線電流を検出するための時間を確保したものとなるようデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードの、いずれかのモードで動作するデューティ補正手段とを備え、前記デューティ補正手段は前記電圧指令値が所定の閾値未満の場合に第２のモードで動作することを特徴とするインバータ制御装置。
前記デューティ補正手段の動作モードである第１のモードと第２のモードが、前記モータの電気角１周期中に存在することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
前記デューティ補正手段によりデューティの増減量の補正が行われるキャリア周期では、前記モータの相電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。