JP6827182B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを任意の回転数で駆動するインバータ制御装置に関するものである。

従来、インバータの母線電流に基づいてモータ相電流を再現し、その再現した相電流値を用いてモータを駆動するインバータ制御装置において、モータが軽負荷状態で低速回転している場合に、キャリア周期毎の電流検出をキャリア周期の１／２に減らすことでＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、モータ電流波形に歪みを発生させないことを優先させる技術がある（例えば特許文献１を参照）。

特許文献１の方法によれば、モータ相電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作のみが行われる第１のモードと、電流指令実行値が閾値以下の場合にはデューティの増減と次のキャリア周期でデューティの増減量を差し引く補正が行われる第２のモードが、モータ機械角１回転中に存在させることで、モータ機械角１回転中にトルク脈動が存在する場合であっても、トルク脈動に対して適正なタイミングで通電させると共に、モータ電流波形を歪ませることなく駆動できる。

特許第４７８８４１６号公報

しかしながら、前記従来の課題の制御装置では、モータ仕様（例えばインダクタンス値が低いモータ等）や動作条件（例えばインバータの直流電圧が高い場合等）によっては僅かなデューティの変更量でもモータ電流波形に歪みが生じる可能性がある。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を変換するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値の中間相の電圧値を基準に、その相を含む２相の電圧差（中間相と最大相との電圧差、中間相と最小相との電圧差）のうち少なくともいずれか一方の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものである。

また、本発明のインバータ制御装置は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値に基づいて生成されるインバータ制御信号の中間相のデューティを基準に、その相を含む２相のデューティ差（中間相と最大相とのデューティ差、中間相と最小相とのデューティ差）のうち少なくともいずれか一方のデューティ差が所定のデューティ差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものである。

これによって、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

本発明のインバータ制御装置は、いかなるモータや回転数、負荷条件においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成とすることができる。

本発明のインバータ制御装置のシステム構成図 本発明のインバータ制御装置におけるモータの相電流状態の時間的変化の一例、および電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を示す図 本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第１の動作例を示す図 図３におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータおよびインバータに流れる電流状態を示す図 本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第２の動作例を示す図 図５におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータおよびインバータに流れる電流状態を示す図 本発明のインバータ制御装置におけるデッドタイム期間のモータおよびインバータに流れる電流状態の第１の動作例を示す図 本発明のインバータ制御装置におけるデッドタイム期間のモータおよびインバータに流れる電流状態の第２の動作例を示す図 本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第３の動作例を示す図 本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部の第１の構成図 本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部の第２の構成図 本発明のインバータ制御装置における第２インバータ制御部の構成図 本発明のインバータ制御装置におけるインバータ制御切替部の構成図 本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号生成部の動作例を示す図 本発明のインバータ制御装置における動作モード判定部の動作例を示す図 本発明のインバータ制御装置における座標軸の定義図

第１の発明は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を変換するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値の中間相の電圧値を基準に、その相を含む２相の電圧差（中間相と最大相との電圧差、中間相と最小相との電圧差）のうち少なくともいずれか一方の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段により前記モータを駆動するものであり、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

第２の発明は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値に基づいて生成されるインバータ制御信号の中間相のデューティを基準に、その相を含む２相のデューティ差（中間相と最大相とのデューティ差、中間相と最小相とのデューティ差）のうち少なくともいずれか一方のデューティ差が所定のデューティ差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものであり、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

第３の発明は、特に第１の発明のインバータ制御装置において、インバータの直流電流を検出する電圧検出手段をさらに備え、所定の電圧差閾値は、インバータの母線電流の検出期間に、インバータの直流電圧を乗じた値に基づいて設定されるものであり、インバータの母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難か否かの判定を確実に行うことができる。

第４の発明は、特に第３の発明のインバータ制御装置において、所定のデューティ差閾値は、インバータの母線電流の検出期間に基づいて設定されるものであり、インバータの母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難か否かの判定を確実に行うことができる。

第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明のインバータ制御装置において、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とが、モータの電気角１周期中に存在するものであり、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においてインバータの母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難となるモータ電気角の位相領域ではモータの電圧制御を行う第２インバータ制御手段で、それ以外の位相領域ではモータの電流制御を行う第１インバータ制御手段でそれぞれインバータ
を動作させることで、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

第６の発明は、特に第１から第５のいずれかの発明のインバータ制御装置において、第２インバータ制御手段によりモータの駆動が行われるキャリア周期では、第１インバータ制御手段においてモータの電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するものであり、いかなる場合でも第１インバータ制御手段において高精度なモータ相電流の再現が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明のインバータ制御装置のシステム構成図である。このインバータ制御装置は、直流電源１、モータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御するインバータ制御手段６を備える。また、モータ３は中性点を中心にＹ結線された３相巻線であるＵ相巻線４ｕ、Ｖ相巻線４ｖ、Ｗ相巻線４ｗが取り付けられる固定子４と、磁石が装着されている回転子５を備える。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側（下アーム）のスイッチング素子２１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のスイッチング動作によって３相交流電圧に変換され、それによりモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線にはシャント抵抗で構成された電流検出手段７が配されている。さらに、インバータ２の直流電圧を検出する電圧検出手段８を備える。

インバータ制御手段６は、電流指令演算部１０と、第１インバータ制御部１１と、第２インバータ制御部１２と、インバータ制御切替部１３と、ベースドライバ１４から構成されている。

電流指令演算部１０では、インバータ制御切替部１３から得られる出力速度ωと、外部から与えられる目標速度ωｓとの偏差情報に基づいてモータ３の回転速度が目標速度に一致するように比例積分制御等を用いて電流指令振幅Ｉｓを導出する。この電流指令振幅Ｉｓと予め設定された電流位相βｍ（例えば実機試験結果やシミュレーション結果等を踏まえて、電源電圧や回転数等のテーブルデータとして設けておく）により、２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）を導出する。

Ｉｄｓ＝−Ｉｓ×ｓｉｎ（βｍ） ・・・（１）
Ｉｑｓ＝Ｉｓ×ｃｏｓ（βｍ） ・・・（２）
なお、図１６に座標軸の定義を示す。θはインバータ制御切替部１３から得られる出力位置、βｍは電流位相である。３相（ｕ、ｖ、ｗ）／２相（ｄ、ｑ）変換および２相（ｄ
、ｑ）／３相（ｕ、ｖ、ｗ）変換については公知のため、以下詳細な説明は省略する。

図１０は、本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部１１の第１の構成図である。この第１インバータ制御部１１は、相電流再現部１１０と、電流推定部１１１と、電流選択部１１２と、電流制御部１１３と、回転子位置速度推定部１１４と、３相／２相変換部１１５と、２相／３相変換部１１６から構成されている。

電流再現部１１０では、電流検出手段７に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をインバータ制御切替部１３から得られるデューティ情報に基づいてモータ３の相電流に変換する。相電流再現部１１０は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。

電流推定部１１１では、各相の電流値を前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算する。

この推定演算式は、
Ｉｕ（ｎ）＝Ｉｕ（ｎ−１）＋［Ｉｕ（ｎ−１）−Ｉｕ（ｎ−２）］・・・（３）
で表されるような非常に簡単なものでも良く、これによって、第１インバータ制御部１１において回転子位置速度推定部１１４での演算結果の精度を向上させることが可能となるものである。

電流選択部１１２では、インバータ制御切替部１３から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には電流再現部１１０から得られる３相検出電流を、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には電流推定部１１１から得られる３相推定電流を出力する。

３相／２相変換部１１５では、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θに基づいて電流選択部１１２から得られる３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を２相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換する。

回転子磁極位置速度推定部１１４では、２相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）と、インバータ制御切替部１３から得られる２相出力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）の情報により、モータ３の回転速度を推定し、推定された回転速度（推定速度ωｅ）とインバータ制御切替部１３から得られる出力位置θと制御周期Ｔｓに基づいて回転子位置を推定する（回転速度の推定に関する具体的な方法については例えば特開２００１−３７２８１号公報等の文献を参照されたい）。

θｅ＝θ＋Ｔｓ×ωｅ ・・・（４）
電流制御部１１３では、２相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）と、電流指令演算部１０から得られる２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）との偏差情報に基づいてモータ３の電流値が電流指令値に一致するように比例積分制御等を用いて２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）を導出する。

なお、２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）の導出に関しては、比例積分制御だけでなく一般的な非干渉化制御を組み込んでも良い（非干渉化制御に関する具体的な方法については例えば「リラクタンストルク応用モータ（一般社団法人 電気学会、初版 第１刷発行、１１４頁）」等の文献を参照されたい）。

２相／３相変換部１１６では、推定位置θｅに基づいて電流制御部１１３から得られる２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）を３相電圧指令値（Ｖｕｓ１、Ｖｖｓ１、Ｖｗｓ
１）に変換する。

図１２は、本発明のインバータ制御装置における第２インバータ制御部１２の構成図である。この第２インバータ制御部１２は、電圧制御部１２０と、回転子位置更新部１２１と、２相／３相変換部１２２から構成されている。

電圧制御部１２０では、外部から与えられる目標速度ωｓと、電流指令演算部１０から得られる２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）と、モータ定数（巻線抵抗値Ｒａ、インダクタンス値ＬｄおよびＬｑ、誘起電圧値Ｋｅから導出される磁束鎖交数Φａ）と、制御周期Ｔｓに基づいて一般的なモータモデルで２相電圧指令値（Ｖｄｓ２、Ｖｑｓ２）を導出する。

Ｖｄｓ２＝Ｒａ×Ｉｄｓ＋Ｌｄ×ΔＩｄｓ／Ｔｓ
−ωｓ×Ｌｑ×Ｉｑｓ ・・・（５）
Ｖｑｓ２＝Ｒａ×Ｉｑｓ＋Ｌｑ×ΔＩｑｓ／Ｔｓ
＋ωｓ×Ｌｄ×Ｉｄｓ＋ωｓ×Φａ ・・・（６）
ここで、ΔＩｄｓは前回Ｉｄｓに対する現在Ｉｄｓの差分、ΔＩｑｓは前回Ｉｑｓに対する現在Ｉｑｓの差分である。

なお、インダクタンスには電流による磁気飽和特性があるため、インダクタンス値ＬｄおよびＬｑには電流指令値に対するインダクタンス値のテーブルデータを設けても良い。

また、前述の通り一般的なモータモデルとして、一例として埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）を用いているが、これに限定されず、表面磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）を用いても良い。表面磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）の場合には、式（５）および式（６）のインダクタンス値ＬｄおよびＬｑを同一のインダクタンス値Ｌに置き換えれば良い。

回転子位置更新部１２１では、外部から与えられる目標速度ωｓと、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θと制御周期Ｔｓに基づいて回転子位置を更新する。

θｓ＝θ＋Ｔｓ×ωｓ ・・・（７）
２相／３相変換部１２２では、更新位置θｓに基づいて電圧制御部１２０から得られる２相電圧指令値（Ｖｄｓ２、Ｖｑｓ２）を３相電圧指令値（Ｖｕｓ２、Ｖｖｓ２、Ｖｗｓ２）に変換する。

図１３は、本発明のインバータ制御装置におけるインバータ制御切替部１３の構成図である。このインバータ制御切替部１３は、動作モード判定部１３０と、電圧指令選択部１３１と、位置選択部１３２と、速度選択部１３３と、ＰＷＭ信号生成部１３４と、出力電圧演算部１３５と、変調処理部１３６および１３７から構成されている。

変調処理部１３６では、第１インバータ制御部１１から得られる第１電圧指令値（Ｖｕｓ１、Ｖｖｓ１、Ｖｗｓ１）に基づいて、変調処理部１３７では、第２インバータ制御部１２から得られる第２電圧指令値（Ｖｕｓ２、Ｖｖｓ２、Ｖｗｓ２）に基づいて、それぞれ３相電圧指令値の最小電圧を電源電圧の低圧側に張り付かせる２相変調処理を行う（２相変調処理に関する具体的な方法については例えば特開２０１４−２３３１０６号公報等の文献を参照されたい）。

動作モード判定部１３０では、変調処理部１３６から得られる電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）に基づいてインバータ２の動作モード（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動が行われる場合をモード１、第２インバータ制御部１２によるモー
タ３の駆動が行われる場合をモード２と定義）を決定する。

電圧指令選択部１３１では、動作モード判定部１３０から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には変調処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）を、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には変調処理部１３７から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ２、Ｖｖｈ２、Ｖｗｈ２）を出力する。

位置選択部１３２では、動作モード判定部１３０から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には第１インバータ制御部１１から得られる推定位置θｅを、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には第２インバータ制御部１２から得られる更新位置θｓを出力する。

速度選択部１３３では、動作モード判定部１３０から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には第１インバータ制御部１１から得られる推定速度ωｅを、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には外部から与えられる目標速度ωｓを出力する。

ＰＷＭ信号生成部１３４では、電圧指令選択部１３１から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）と、電圧検出手段８から得られるインバータ２の直流電圧Ｖｄｃよりモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号とそのデューティ情報を出力する。

図１４は、ＰＷＭ信号生成部１３４における３相電圧指令値（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）とＰＷＭ信号の動作波形の一例であり、各相の電圧指令値と搬送波（キャリア）の大小関係に基づいて各相のデューティが決定されるため、ＰＷＭ信号のデューティの大小関係は、各相の電圧指令値の大小関係から一義的に求められる。

出力電圧演算部１３５では、電圧指令選択部１３１から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）と、位置選択部１３２から得られる出力位置θとに基づいて３相／２相変換を行うことで２相出力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）を導出する。

前述のように求められたＰＷＭ信号はベースドライバ１４に出力され、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動する。

以下、動作モード判定部１３０の具体的な動作について説明する。

まず始めに、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてモータ３の相電流が現れる様子を説明する。

図２はモータ３の各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向を示した図である。図２において、電気角０〜６０°の区間では、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間では、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において電気角３０°の時に、インバータ制御切替部１３から出力された
ＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図４において信号「Ｕ」は上アームのスイッチング素子２１ｕを、信号「Ｖ」は上アームのスイッチング素子２１ｖを、信号「Ｗ」は上アームのスイッチング素子２１ｗを、信号「Ｘ」は下アームのスイッチング素子２１ｘを、信号「Ｙ」は下アームのスイッチング素子２１ｙを、信号「Ｚ」は下アームのスイッチング素子２１ｚを動作させる信号を示す。

これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線にはタイミング（１）では図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図２において電気角３０°の時に、インバータ制御切替部１３から出力されたＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合には、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の状態に応じてモータ３の相電流が現れることが分かる。

上述のように、キャリア周期内の近接したタイミングで２相分の電流を判断することができれば、次式の関係から３相それぞれの電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が求められることは明らかである。

Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ ・・・（８）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）はスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間にインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

例えば、タイミング（５）において図７のような各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向であればインバータ母線にはＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図８のような各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向であればインバータ母線にはＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れることになる。

ただし、実用上は各相のＰＷＭ信号のデューティが、少なくとも主にマイコン（図示せず）のＡＤサンプリング時間で決定される値よりも大きい場合でないと、インバータ母線に現れるモータ３の相電流を正確に検出することができない。

例えば、インバータ制御切替部１３から出力されたＰＷＭ信号が図９（ａ）のように変化する場合には、上アームのスイッチング素子が１つ通電しているタイミング（２）の期間と、上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間とが、ＡＤサンプリング時間１５よりも長い状態になっていて、図４に示すようにそれぞれの期間でインバータ母線に現れるＷ相電流とＶ相電流を正確に検出することができるが、ＰＷＭ信号が図９（ｂ）のように変化する場合には、上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間はＡＤサンプリング時間１５よりも短い状態になっていて、図４に示すようにこの期間はインバータ母線に現れるＶ相電流を正確に検出することができない。つまり、図９（ｂ）のような場合にはキャリア周期内で３相分のモータ相電流の再現が困難となる。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流を求めることができず、モータ３の電流
制御を行うインバータ制御装置ではモータ３の駆動ができなくなる。

そこで、本発明のインバータ制御装置では上記のような不具合を回避すべく、インバータ制御切替部１３における動作モード判定部１３０では、変調処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）の大小関係をチェックすることで、間接的にＰＷＭ信号の大小判定を適切に行い、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難と判断される場合には、モータ３の電圧制御を行う第２インバータ制御部１２で、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能と判断される場合には、モータ３の電流制御を行う第１インバータ制御部１１でそれぞれインバータ２を動作させるものである。

図１５は、変調処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）の動作波形の一例であり、中間相（同一時間において値が中間となる相）の電圧値を基準に、中間相と最大相（同一時間において値が最大となる相）との電圧差、中間相と最小相（同一時間において値が最小となる相であり、図１５において最小相の電圧値はゼロである）との電圧差のうち少なくともいずれか一方の電圧差が所定の電圧閾値ΔＶ未満となる場合（インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難となる位相領域）にはインバータ２の動作モードをモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とし、それ以外の場合（インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能となる位相領域）にはモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とする。

ここで、所定の電圧閾値ΔＶは、インバータ２の母線電流の検出期間Ｔｄｅｔに、電圧検出手段８から得られるインバータ２の直流電圧Ｖｄｃを乗じた値で設定される。

ΔＶ＝Ｔｄｅｔ×Ｖｄｃ ・・・（９）
なお、所定の電圧差閾値ΔＶをＰＷＭ信号のデューティ差閾値ΔＤに換算すると、キャリア周期Ｔｃに対するインバータ２の母線電流の検出期間Ｔｄｅｔの百分率で設定される（キャリア周期Ｔｃの設定値によりデューティ差閾値ΔＤの設定値は変化するが、本発明のインバータ制御装置ではデューティ差閾値ΔＤは３０％以下で設定される）。

ΔＤ＝Ｔｄｅｔ／Ｔｃ×１００ ・・・（１０）
ここで、インバータ２の母線電流の検出期間Ｔｄｅｔについては、主にマイコン（図示せず）のＡＤサンプリング時間や、デッドタイム期間、インバータ２のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のスイッチング動作の遅延時間、スイッチング動作により発生する高周波振動（リンギング）が減衰するまでの時間を考慮して設定される。

これによって、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難か否かの判定を確実に行うことができる。

また、動作モード判定部１３０では、変調処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）の大小関係をチェックすることで、間接的にＰＷＭ信号のデューティの大小判定を適切に行うものであるが、３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）をＰＷＭ信号のデューティに変換し、そのデューティに基づいて直接的にＰＷＭ信号の大小判定を行う構成としても良い（図示せず）。

この場合には、中間相のデューティ値を基準に、中間相と最大相とのデューティ差、中間相と最小相とのデューティ差のうち少なくともいずれか一方のデューティ差が所定のデューティ差閾値ΔＤ未満となる場合（インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難となる位相領域）にはモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３
の駆動）とし、それ以外の場合（インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能となる位相領域）にはモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とする。

このように、インバータ２の動作モードとして、モード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）と、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とがモータの電気角１周期中に存在するものであり、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難となる位相領域ではモータ３の電圧制御を行う第２インバータ制御部１２でインバータ２を動作させることにより、特許文献１による方法（モータ相電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作）が不要となるため、モータ３の回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ３の駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

また、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θを基準に、第１インバータ制御部１１における推定位置θｅを、第２インバータ制御部１２における更新位置θｓをそれぞれ導出しているため、回転子位置に齟齬を来たさず、インバータ２の動作モードであるモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とを円滑に切り替えることができる。

（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態のインバータ制御装置について説明する。主要なシステム構成（図１）について、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略し、ここでは構成が異なる第１インバータ制御部１１に関する内容についてのみ説明する（第２インバータ制御部１２、インバータ制御切替部１３に関しては、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略する）。

図１１は、本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部１１の第２の構成図である。この第１インバータ制御部１１は、相電流再現部１１０と、電流推定部２１１と、電流選択部２１２と、電流制御部２１３と、回転子位置速度推定部２１４と、３相／２相変換部２１５と、２相／３相変換部１１６から構成されている（電流再現部１１０、２相／３相変換部１１６に関しては、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略する）。

３相／２相変換部２１５では、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θに基づいて電流再現部１１０から得られる３相検出電流を２相検出電流に変換する。

電流推定部２１１では、２相電流値を前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算する。

この演算式は、
Ｉｄ（ｎ）＝Ｉｄ（ｎ−１）＋［Ｉｄ（ｎ−１）−Ｉｄ（ｎ−２）］・・・（１０）で表されるような非常に簡単なものでも良く、これによって、第１インバータ制御部１１において回転子位置速度推定部２１４での演算結果の精度を向上させることが可能となるものである。

ここで、第１の実施の形態のインバータ制御装置における電流推定部１１１では３相検出電流（交流波形）を前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するため、キャリア周期が長い場合やモータ相電流の変化が大きい場合には、電流推定精度が
低下する可能性があるのに対して、本実施の形態の電流推定部２１１では、２相検出電流（直流波形）の時系列変化量から推定演算するため、電流推定精度の低下を防止することができる。

電流選択部２１２では、インバータ制御切替部１３から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には３相／２相変換部２１５から得られる２相検出電流を、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には電流推定部２１１から得られる２相推定電流を出力する。

回転子位置速度推定部２１４では、電流選択部２１２から得られる２相電流と、インバータ制御切替部１３から得られる２相出力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）の情報により、モータ３の回転速度を推定し、推定された回転速度（推定速度ωｅ）とインバータ制御切替部１３から得られる出力位置θと制御周期Ｔｓに基づいて回転子位置を推定する。

電流制御部２１３では、電流選択部２１２から得られる２相電流と、電流指令演算部１０から得られる２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）との偏差情報に基づいてモータ３の電流値が電流指令値に一致するように比例積分制御等を用いて２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）を導出する。

なお、回転子位置速度推定部２１４、電流制御部２１３に関する具体的な方法については第１の実施の形態のインバータ制御装置と同様である。

このように、インバータ２の動作モードとして、モード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）と、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とがモータの電気角１周期中に存在するものであり、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が困難となる位相領域ではモータ３の電圧制御を行う第２インバータ制御部１２でインバータ２を動作させることにより、特許文献１による方法（モータ相電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作）が不要となるため、モータ３の回転数が低く負荷状態が軽い場合においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータ３の駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。

また、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θを基準に、第１インバータ制御部１１における推定位置θｅを、第２インバータ制御部１２における更新位置θｓをそれぞれ導出しているため、回転子位置に齟齬を来たさず、インバータ２の動作モードであるモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とを円滑に切り替えることができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、いかなるモータや回転数、負荷条件においてもモータ電流波形を歪ませることなく、良質なモータの駆動を実現すると共に、安価な構成とすることができるため、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯機等のモータを駆動する用途に適用できる。

１ 直流電源
２ インバータ
２１ｕ〜２１ｚ スイッチング素子
２２ｕ〜２２ｚ 還流ダイオード
３ モータ
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 固定子巻線
５ 回転子
６ インバータ制御手段
７ 電流検出手段
８ 電圧検出手段
１０ 電流指令演算部
１１ 第１インバータ制御部
１２ 第２インバータ制御部
１３ インバータ制御切替部
１４ ベースドライバ
１５ ＡＤサンプリング時間
１１０ 電流再現部
１１１、２１１ 電流推定部
１１２、２１２ 電流選択部
１１３、２１３ 電流制御部
１１４、２１４ 回転子位置速度推定部
１１５、２１５ ３相／２相変換部
１１６ ２相／３相変換部
１２０ 電圧制御部
１２１ 回転子位置更新部
１２２ ２相／３相変換部
１３０ 動作モード判定部
１３１ 電圧指令選択部
１３２ 位置選択部
１３３ 速度選択部
１３４ ＰＷＭ信号生成部
１３５ 出力電圧演算部
１３６、１３７ 変調処理部

Claims (6)

1. 複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、前記モータへ電力を変換するインバータと、前記インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータの母線電流を基に前記モータの相電流を再現する電流再現手段を含み、前記モータの出力トルクが所要のトルクとなるように前記モータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、前記モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいて前記モータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、前記第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、前記インバータ制御切替手段は、前記第１インバータ制御手段で算出される前記モータの電圧指令値の中間相の電圧値を基準に、その相を含む２相の電圧差（中間相と最大相との電圧差、中間相と最小相との電圧差）のうち少なくともいずれか一方の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には前記第２インバータ制御手段により前記モータを駆動し、それ以外の場合には前記第１インバータ制御手段により前記モータを駆動することを特徴とするインバータ制御装置。
2. 複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、前記モータへ電力を供給するインバータと、前記インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータの母線電流を基に前記モータの相電流を再現する電流再現手段を含み、前記モータの出力トルクが所要のトルクとなるように前記モータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、前記モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいて前記モータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、前記第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、
   前記インバータ制御切替手段は、前記第１インバータ制御手段で算出される前記モータの電圧指令値に基づいて生成されるインバータ制御信号の中間相のデューティを基準に、その相を含む２相のデューティ差（中間相と最大相とのデューティ差、中間相と最小相とのデューティ差）のうち少なくともいずれか一方のデューティ差が所定のデューティ差閾値未満となる場合には前記第２インバータ制御手段により前記モータを駆動し、それ以外の場合には前記第１インバータ制御手段により前記モータを駆動することを特徴とするインバータ制御装置。
3. 前記インバータの直流電流を検出する電圧検出手段をさらに備え、前記所定の電圧差閾値は、前記インバータの母線電流の検出期間に、前記インバータの直流電圧を乗じた値に基づいて設定されることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 前記所定のデューティ差閾値は、前記インバータの母線電流の検出期間に基づいて設定されることを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
5. 前記第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とが、前記モータの電気角１周期中に存在することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
6. 前記第２インバータ制御手段により前記モータの駆動が行われるキャリア周期では、前記第１インバータ制御手段において前記モータの電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。

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