JP5311864B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、１シャント電流検出方式を採用したモータ制御装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の相電流を検出するために、通常、２つの電流センサ（カレントトランス等）が用いられるが、２つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。

このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の相電流を検出する方式が提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献１に記載されている。

図１９に、１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ（ＰＷＭインバータ）９０２は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、制御部９０３から与えられた三相電圧指令値に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源９０４からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ９０１に供給され、モータ９０１が駆動制御される。

インバータ９０２内の各下アームと直流電源９０４とを結ぶ線路を母線Ｍ_Lという。電流センサ９０５は、母線Ｍ_Lに流れる母線電流を表す信号を制御部９０３に伝達する。制御部９０３は、電流センサ９０５の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、電圧レベルが最大となる相（最大相）の相電流と最小となる相（最小相）の相電流、即ち、２相分の相電流を検出する。

各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって２相分の相電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると２相分の相電流を検出できなくなる。尚、この２相分の相電流が検出できなくなることについての説明を含む１シャント電流検出方式の説明は、図３〜図５を参照しつつ後にも行われる。

これに鑑み、１シャント電流検出方式において、２相分の相電流が実測不能となる期間には、３相のゲート信号に基づいてインバータ内の各アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を補正するという手法が提案されている（例えば、下記特許文献２参照）。

この補正にも対応する、一般的な電圧指令値（パルス幅）の補正例を図２０に示す。図２０において、横軸は時間を表し、９２０ｕ、９２０ｖ及び９２０ｗは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電圧レベルを表している。各相の電圧レベルは各相に対する電圧指令値（パルス幅）に従うため、両者は等価と考えることができる。図２０に示す如く、電圧の「最大相と中間相」及び「最小相と中間相」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値（パルス幅）が補正される。これにより、安定的に２相分の相電流を検出することが可能となる。しかしながら、電圧指令値（パルス幅）を補正することによって、図２０に示す如く各相電圧が歪むため、騒音や振動が大きくなるという欠点を有している。

このため、電圧指令値（パルス幅）を補正することなく、２相分の相電流が実測不能となる期間に対応する技術が求められている。

例えば、２相分の相電流を実測不能な期間において、過去の３相電流をｄｑ変換することによって得たｄ軸ｑ軸電流を３相に再度逆変換することにより、３相電流を推定する手法が提案されている（例えば下記特許文献３参照）。しかしながら、この手法では、複雑な計算が必要となる。また、２相分の相電流を実測不能な期間においてベクトル制御を実行するためには、過去の３相電流から電圧指令値を算出するという演算処理が必要となる。この演算処理の過程で演算誤差が混入してしまう。

また、ＰＷＭインバータのキャリア周波数を変更可能としておき、２相分の相電流を実測可能とするために、必要に応じてキャリア周波数を低減する手法も提案されている（例えば、下記特許文献４〜６を参照）。しかしながら、キャリア周波数を変更するためには、高性能のマイクロコンピュータを利用した煩雑な処理が必要となる。更に、キャリア周波数を低減させれば、制御周期が遅くなる、騒音が大きくなるといったデメリットも生じる。

特許第２７１２４７０号公報 特開２００３−１８９６７０号公報 特開２００４−６４９０３号公報 特開２００５−４５８４８号公報 特開２００３−２２４９８２号公報 特開２００４−１０４９７７号公報 比田、他２名，「最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御」，平成１８年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成１８年８月，ｐ．３８５−３８８（Ｉ−３８５〜Ｉ−３８８）

そこで本発明は、１シャント電流検出方式を採用した場合において、簡素な処理にて相電流を実測不能な期間に対応可能なモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。

本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流から、前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、 前記モータ電流に基づいて前記モータへの印加電圧の目標となる電圧指令値を作成して出力する電圧指令値作成手段と、前記電圧指令値作成手段から出力された過去の前記電圧指令値を保持する電圧指令値保持手段と、前記モータのＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の内の２相間電圧差から特定期間を設定する特定期間設定手段と、を備え、前記特定期間外においては、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御する一方、前記特定期間内においては、前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とする。

これによれば、電圧指令値を保持するという簡素な処理にて、相電流を実測不能な期間に対応することが可能となる。

具体的には例えば、前記特定期間設定手段は、前記２相間電圧差が所定の閾値以下である期間を前記特定期間に含める。

また具体的には例えば、前記インバータは、直列接続された２つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、前記閾値は、各スイッチング素子がスイッチングした時に発生する前記被測定電流の振動の減衰時間に応じて、予め設定される。

また具体的には例えば、前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、前記閾値は、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時に必要となる時間に応じて、予め設定される。

また具体的には例えば、前記インバータは、直列接続された２つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、前記閾値は、各スイッチング素子のスイッチング遅れ時間に応じて、予め設定される。

また具体的には例えば、前記電圧指令値保持手段は、前記特定期間前に前記電圧指令値作成手段から出力された前記電圧指令値を保持する。

また具体的には例えば、前記電圧指令値は、前記モータの回転子の回転に伴って回転する回転座標上における２相の電圧指令値である。

そして例えば、当該モータ制御装置は、前記特定期間内において、前記モータの回転子位置に応じて前記Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の夫々を変化させる。

これにより、相電圧の電圧波形を滑らかにすることができる。

具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記モータの回転子位置を推定する推定手段と、前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記２相の電圧指令値を、推定された前記回転子位置に基づいて３相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、前記３相電圧指令値に従って前記モータを制御し、前記推定手段は、前記特定期間外では、前記モータ電流に基づいて前記回転子位置を推定し、前記特定期間内では、前記モータ電流に基づく前記回転子位置の推定を停止し、その特定期間前に推定した前記回転子位置を基準にしつつ、前記特定期間前における前記回転子位置の変化状態に基づいて或いは前記特定期間前における前記モータの回転速度情報に基づいて前記特定期間内の前記回転子位置を推定する。

また例えば、当該モータ制御装置は、位置センサを用いて前記モータの回転子位置を検出する位置検出手段と、前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記２相の電圧指令値を、検出された前記回転子位置に基づいて３相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、前記３相電圧指令値に従って前記モータを制御するようにしてもよい。

上記の如く構成すれば、回転子位置を推定する場合でも、回転子位置を検出する場合でも、相電圧の電圧波形を滑らかにすることができる。

本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、１シャント電流検出方式を採用した場合において、簡素な処理にて相電流を実測不能な期間可能なモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することができる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第１〜第４実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項又は各実施例にて参照される事項について説明する。

［全体構成及び１シャント電流検出方式］
本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体的構成を説明しつつ、該モータ駆動システムに採用される１シャント電流検出方式を説明する。図１は、このモータ駆動システムの全体概略構成図である。

図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、モータ制御装置としての制御部３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線（固定子巻線）７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。これらの３つのハーフブリッジ回路によって、モータ１を駆動するためのスイッチング回路が形成される。各ハーフブリッジ回路は、直列接続された一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直接接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直接接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直接接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御部３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。そして、インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下、特に記述無き限り、上記デッドタイムを無視して考えるものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えば、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

電流センサ５は、インバータ２の母線Ｍ_Lに流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線Ｍ_Lであり、電流センサ５は、母線Ｍ_Lに直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流（検出電流）の電流値を表す信号を制御部３に伝達する。制御部３は、電流センサ５の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成及び出力する。尚、電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線Ｍ_L）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

ここで、図２〜図６を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。図１の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

図２は、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図２において、１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗは、夫々、モータ１に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ１に正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。

図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ２は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図３に、この通電パターンを表として示す。図３の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。

通電パターンには、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、
Ｗ相の上アームがオン且つＵ及びＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、
Ｖ相の上アームがオン且つＵ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、
Ｖ及びＷ相の上アームがオン且つＵ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、
Ｕ相の上アームがオン且つＶ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、
Ｕ及びＷ相の上アームがオン且つＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、
Ｕ及びＶ相の上アームがオン且つＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」と、
がある（上アーム及び下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。

図４に、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４は、図２に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図４は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大であって且つＷ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図４に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相となっている。図４において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図２に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図４に示すキャリア信号の三角波を図２上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。

図５（ａ）〜（ｄ）をも参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図５は、図４の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０と呼ぶ。タイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ及び８ｗ）はオンとされる。この場合、図５（ａ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図５（ｂ）に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｗ相の下アーム９ｗがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図５（ｃ）に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｕ相の上アーム８ｕがオン且つＶ相及びＷ相の下アーム９ｖ及び９ｗがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図５（ｄ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図５（ｄ）、（ｃ）、（ｂ）及び（ａ）に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、夫々、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。図３の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図３の表の８行目に対応する通電パターン「ＨＨＬ」においては、母線電流としてＷ相電流（極性は負）が流れる。

尚、キャリア周期からタイミングＴ１とＴ６との間の期間を除いた期間は最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ２とＴ５との間の期間を除いた期間は中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ３とＴ４との間の期間を除いた期間は最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。

Ｕ相が最大相且つＷ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図６に、この組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wで表した場合において、
ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w、が成立する状態を第１モード、
ｖ_v＞ｖ_u＞ｖ_w、が成立する状態を第２モード、
ｖ_v＞ｖ_w＞ｖ_u、が成立する状態を第３モード、
ｖ_w＞ｖ_v＞ｖ_u、が成立する状態を第４モード、
ｖ_w＞ｖ_u＞ｖ_v、が成立する状態を第５モード、
ｖ_u＞ｖ_w＞ｖ_v、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶ。図４及び図５に示した例は、第１モードに対応している。また、図６には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*は、具体的には、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第１モードにおいては、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。

制御部３に設けられたカウンタ（不図示）は、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第１モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第１モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＶより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるＵ相電流（極性は正）を検出することができる。

同様に考えて、図６に示す如く、第２モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第２モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングの母線電流からＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＵより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングの母線電流からＶ相電流（極性は正）を検出することができる。第３〜第６モードについても同様である。

また、タイミングＴ１−Ｔ２間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ１とＴ２の中間タイミング）をＳＴ１にて表し、タイミングＴ２−Ｔ３間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ２とＴ３の中間タイミング）をＳＴ２にて表す。

尚、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）としてのカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｕＶ及びＣｎｔＷによって、各相に対するＰＷＭ信号のパルス幅（及びデューティ）は特定される。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、実際の母線電流の電流波形は、図７の符号１０２の如くリンギングを含んでいる。また、電流センサ５のアナログ出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング時間遅れ等も存在する。これらを考慮すると、３相の相電圧の内、任意の２相の相電圧間の電圧差が所定の下限閾値Ｖ_LIM以下である時は、２相分の相電流を実測できない。

３相の相電圧の内、任意の２相の相電圧間の電圧差を以下「２相間電圧差」と呼び、２相分の相電流を実測できない期間を以下「実測不能期間」と呼ぶ。２相間電圧差には、Ｕ相電圧とＶ相電圧との電圧差と、Ｖ相電圧とＷ相電圧との電圧差と、Ｗ相電圧とＵ相電圧との電圧差とがあるが、以下の説明における「２相間電圧差」とは、それらの３つの電圧差の内の最小の電圧差を指すものとする。

具体的には、３相の相電圧の内、任意の２相についてのパルス幅差の半分が、次式（Ａ）で示す時間Ｔ_min以下である時、２相関電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下となって、２相分の相電流を実測できなくなる。図４（又は図７）に示す例の場合、タイミングＴ１−Ｔ２間又はＴ２−Ｔ３間の時間がＴ_min以下である時、２相関電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下となる。三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）によってＰＷＭ信号のパルス幅は特定されるため、三相電圧指令値から現時点が実測不能期間に属するか否かを判断可能である。
Ｔ_min＝Ｔ_d＋Ｔ_rig＋Ｔ_smpl＋(Ｔ_{power_on}−Ｔ_{power_off}) ・・・（Ａ）

ここで、Ｔ_dは予め設定されたデッドタイムであり、Ｔ_rigは母線電流のリンギングが収束するまでの時間であり、Ｔ_smplは電流センサ５のアナログ出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング時間遅れであり、Ｔ_{power_off}は上アーム又は下アームのオフ遅れ時間であり、Ｔ_{power_on}は上アーム又は下アームのオン遅れ時間である。時間Ｔ_minは、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。

Ｔ_rig等について更に説明を加えておく。インバータ２は、３相分の上アーム及び下アームのオン／オフをスイッチングすることにより、モータ１にモータ電流を供給してモータ１を駆動するが、このスイッチングの際に、母線電流の電流波形に高周波の振動が現れる。この振動は、一般的にリンギングと呼ばれる。この電流波形の振動は、時間の経過と共に減衰していくが、十分に振動が減衰して母線電流の電流波形が安定するまでに必要な時間（減衰時間）が時間Ｔ_rigである。時間Ｔ_rigは、電流波形の実測等を介してモータ駆動システムの設計段階で予め設定される。

また、制御部３は、電流センサ５のアナログ出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（不図示）を備え、そのデジタル信号より母線電流の電流値を検出する。このＡ／Ｄ変換器は、例えば、後述のモータ電流再現部２１（図９参照）内に設けられる。Ａ／Ｄ変換器に、或る特定の電圧値を有するアナログ信号をサンプリングさせて、その特定の電圧値を正確に表すデジタル信号を出力させるためには、一定期間、Ａ／Ｄ変換器に与えるアナログ信号を該特定の電圧値に保ち続ける必要がある。この一定期間の長さがＴ_smplである。この一定期間の長さ（即ち、時間Ｔ_smpl）は、Ａ／Ｄ変換器の電気的特性にて定まる固有の時間長さであって、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。

オフ遅れ時間とオン遅れ時間について説明する。説明の具体化のため、各スイッチング素子（８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗ）が電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である場合を考える。ＦＥＴがオンである状態において、そのＦＥＴをオフとするためのオフ信号をＦＥＴのゲートに与えたとする。このオフ信号をゲートに与えた時点から起算して、オフ遅れ時間が経過するとＦＥＴは完全にオフとなり、オフ遅れ時間が経過していない時点においてＦＥＴの状態はオンの状態又はオンからオフへの遷移状態となる。同様に、ＦＥＴがオフである状態において、そのＦＥＴをオンとするためのオン信号をＦＥＴのゲートに与えたとする。このオン信号をゲートに与えた時点から起算して、オン遅れ時間が経過するとＦＥＴは完全にオンとなり、オン遅れ時間が経過していない時点においてＦＥＴの状態はオフの状態又はオフからオンへの遷移状態となる。オフ時間遅れＴ_{power_off}とオン遅れ時間Ｔ_{power_on}は、各スイッチング素子（８ｕ等）の電気的特性にて規定され、時間Ｔ_minの設定に考慮される。オフ時間遅れ及びオン遅れ時間を、総称して、スイッチング時間遅れと呼ぶことができる。

モータ駆動システムの設計段階において、Ｔ_d、Ｔ_rig、Ｔ_smpl、Ｔ_{power_off}及びＴ_{power_on}を定めることによりＴ_minを一意に定める。Ｔ_minとインバータ２にて採用されるキャリア周波数（キャリア信号の周波数）から、２相分の相電流を実測するために必要な２相間電圧差の最小値は、一意に定まる。この最小値が下限閾値Ｖ_LIMである。下限閾値Ｖ_LIMも、モータ駆動システム（制御部３）の設計段階において予め定められ、現時点が実測不能期間（又は後述の保持期間）内であるか否かの判断に利用される。

本実施形態に係るモータ駆動システムでは、実測不能期間において、回転座標上における電圧指令値を過去の電圧指令値に保持する機能を有する。

［状態量等の定義］
この保持に関する手法を詳説する前に、各種の状態量（状態変数）の説明及び定義等を行う。図８は、モータ１の解析モデル図である。図８には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、それらを、単に、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相にδ軸をとる。ｄ軸とｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄｑ軸を座標軸とする座標をｄｑ座標と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γδ軸を座標軸とする座標をγδ座標と呼ぶ。

ｄｑ軸は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸も回転しており、その回転速度をω_eで表す。また、ある瞬間の回転しているｄｑ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の位相（角度）をθにより表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ軸において、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たγ軸の位相（角度）をθ_eにより表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ―θ_eで表される。θ又はθ_eにて表される位相（角度）は、電気角における位相（角度）であり、それらを、一般的に呼ばれるように回転子位置と呼ぶ。ω又はω_eにて表される回転速度は、電気角における角速度である。

また、インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧をＶ_aにて表し、インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流をＩ_aにて表す。そして、
モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表し、
モータ電流Ｉ_aのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδで表す。

γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδに対する指令値を、夫々、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*にて表す。ｖγ^*及びｖδ^*は、夫々、ｖγ及びｖδが追従すべき電圧（電圧値）を表す。
γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに対する指令値を、夫々、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表す。ｉγ^*及びｉδ^*は、夫々、ｉγ及びｉδが追従すべき電流（電流値）を表す。

＜＜第１実施例＞＞
図１に示されるモータ駆動システムの第１実施例について説明する。図９は、第１実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図９に示す如く、制御部３は、符号２１〜２８で参照される各部位を備えている。モータ駆動システムを構成する各部位は、必要に応じてモータ駆動システム内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

モータ電流再現部２１は、座標変換器２７から出力される三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいて最小相の相電流を検出するサンプリングタイミングＳＴ１及び最大相の相電流を検出するサンプリングタイミングＳＴ２を特定し（図６参照）、各サンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ５からのアナログ出力信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換することにより、モータ電流Ｉ_aを再現する。具体的には、Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを再現し、それらを座標変換器２２に送る。この際、必要であれば、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wの総和が０であることを利用する。尚、電流に関して「再現する」とは「検出する」と同義である。従って、モータ電流再現部は、モータ電流検出部とも読み替えることができる。

座標変換器２２は、位置・速度推定器２８（以下、単に推定器２８という）から与えられる回転子位置（推定回転子位置）θ_eに基づいてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vをγδ軸上に座標変換することによりγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出して出力する。

速度制御部２３は、制御部３の内部又は外部に設けられた回転速度指令値発生部（不図示）から与えられる回転速度指令値ω^*と推定器２８から与えられる回転速度（推定回転速度）ω_eを参照し、比例積分制御などを用いることによって、速度誤差（ω^*−ω_e）がゼロに収束するようにγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*を算出して出力する。

電流制御部２４は、速度制御部２３にて算出されたｉγ^*及びｉδ^*と座標変換器２２からのｉγ及びｉδを参照し、比例積分制御などを用いることによって、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉδ^*−ｉδ）がゼロに収束するようにγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出して出力する。

制御部３を形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出及び出力する指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*、ｖδ^*、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を含む）又は状態量（ｉ_u、ｉ_v、ｉγ、ｉδ、θ_e及びω_eを含む）を更新する。

保持期間設定部２５は、座標変換器２７から出力される三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいて、２相間電圧差が上記の下限閾値Ｖ_LIM以下であるか否かを判断し、その判断結果に基づいて保持期間を定める。保持期間設定部２５は、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下となっている期間（即ち、実測不能期間）の全てを保持期間内に含めるようにする。例えば、保持期間を、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下となっている期間と一致させる。

電圧指令値保持部２６は、保持期間設定部２５の制御の下、電流制御部２４から出力された所定タイミングのｖγ^*及びｖδ^*を保持し、保持期間外においては電流制御部２４が現在出力しているｖγ^*及びｖδ^*をそのまま座標変換器２７に出力し、保持期間内においては自身が保持しているｖγ^*及びｖδ^*を座標変換器２７に出力する。尚、保持期間外でも、電圧指令値保持部２６が所定タイミングのｖγ^*及びｖδ^*を保持していることもある（その保持値は座標変換部２７に与えられない）。従って、保持期間は、電圧指令値保持部２６が所定タイミングのｖγ^*及びｖδ^*を保持している期間に関連するものの、その期間に完全に一致するとは限らない（但し、一致する場合もある）。「保持期間」と「電圧指令値保持部２６が所定タイミングのｖγ^*及びｖδ^*を保持している期間」との混同を明確に排除するために、本実施形態の記載中の「保持期間」を「特定期間」に呼びかえることも可能である。

座標変換器２７は、推定器２８から出力される回転子位置θ_eに基づいて電圧指令値保持部２６から与えられたｖγ^*及びｖδ^*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）を算出して出力する。

推定器２８は、座標変換器２２からのｉγ及びｉδ並びに電流制御部２４からのｖγ^*及びｖδ^*の内の全部又は一部を用いて、比例積分制御などを行うことにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ（図８参照）がゼロに収束するように回転子位置θ_e及び回転速度ω_eを推定する。回転子位置θ_e及び回転速度ω_eの推定手法として古くから様々な手法が提案されており、推定器２８は公知の何れの手法をも採用可能である。例えば、特許第３４１１８７８号公報に記載の手法を用いればよい。推定器２８によって推定された回転子位置θ_eは座標変換器２２及び２７に出力され、推定器２８によって推定された回転速度ω_eは速度制御部２３に出力される。

インバータ２は、座標変換器２７からの三相電圧指令値に従ってインバータ２内の各アームのスイッチングを制御することにより、制御部３で生成された指令値（ｉγ^*及びｉδ^*等）に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

２相間電圧差に着目した、制御部３の概略的な動作手順を図１０に示す。制御部３は、２相間電圧差が小さくなっている期間を保持期間として定め、例えば、保持期間においては保持期間の直前のｖγ^*及びｖδ^*を用いて位置センサレスベクトル制御を実施する。一方、保持期間外においては、検出したｉ_u及びｉ_vに基づいてｖγ^*及びｖδ^*を算出し、算出したｖγ^*及びｖδ^*に基づいて位置センサレスベクトル制御を実施する。

図１１を参照し、１つの保持期間に着目して、その保持期間前後の制御部３の動作について更に詳細に説明する。図１１は、横軸を時間にとり、ｖγ^*、ｖδ^*、θ_e、ω_e、ｉ_u、ｉ_v、ｉγ及びｉδの移り変わりを表しており、Ｕ相電圧が最大相であって且つＶ相電圧が中間相である状態からＵ相電圧が中間相であって且つＶ相電圧が最大相である状態に遷移する区間に対応している。ｖγ^*、ｖδ^*、θ_e、ω_e、ｉ_u、ｉ_v、ｉγ及びｉδを所定の更新周期にて値が更新される離散値と捉え、更新タイミングｔにおけるｖγ^*、ｖδ^*、θ_e、ω_e、ｉ_u、ｉ_v、ｉγ及びｉδを夫々ｖγ^*［ｔ］、ｖδ^*［ｔ］、θ_e［ｔ］、ω_e［ｔ］、ｉ_u［ｔ］、ｉ_v［ｔ］、ｉγ［ｔ］及びｉδ［ｔ］と表す。同様に、更新タイミングｔにおけるω^*、ｉγ^*、ｉδ^*、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を夫々ω^*［ｔ］、ｉγ^*［ｔ］、ｉδ^*［ｔ］、ｖ_u ^*［ｔ］、ｖ_v ^*［ｔ］及びｖ_w ^*［ｔ］で表す。尚、更新タイミングとは、一瞬の時点を意味するものではなく、演算時間等を考慮した或る程度の幅を有する時間概念である。更新タイミングｔと次の更新タイミング（ｔ＋１）との間の期間長さは上記の更新周期に相当する。

ｉ_u［ｔ］及びｉ_v［ｔ］並びにθ_e［ｔ−１］に基づいてｉγ［ｔ］及びｉδ［ｔ］が算出され、ｉγ［ｔ］及びｉδ［ｔ］並びにｖγ^*［ｔ−１］及びｖδ^*［ｔ−１］に基づいてθ_e［ｔ］及びω_e［ｔ］が算出され、ω^*［ｔ］及びω_e［ｔ］に基づいてｉγ^*［ｔ］及びｉδ^*［ｔ］が算出される。電流制御部２４は、ｉγ^*［ｔ］及びｉδ^*［ｔ］並びにｉγ［ｔ］及びｉδ［ｔ］に基づいてｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］を算出する。座標変換器２７は、θ_e［ｔ］と与えられたｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］に基づいてｖ_u ^*［ｔ］、ｖ_v ^*［ｔ］及びｖ_w ^*［ｔ］を算出する。

今、更新タイミングｔ以前は保持期間に含まれておらず、ｖ_u ^*［ｔ］、ｖ_v ^*［ｔ］及びｖ_w ^*［ｔ］に基づいて、保持期間設定部２５が更新タイミング（ｔ＋１）以降を保持期間に含めると判断したとする。そして、更新タイミング（ｔ＋ｋ）に至った時点で着目した保持期間が終了すると判断された場合を考える。つまり、更新タイミング（ｔ＋１）〜（ｔ＋ｋ）までが１つの保持期間に含まれ、更新タイミング（ｔ＋ｋ＋１）以降は該保持期間に含まれないものとする。ここで、ｋは２以上の整数である。

この場合、更新タイミングｔにおいては、電流センサ５を用いた実測によってｉ_u［ｔ］及びｉ_v［ｔ］が算出されてｉγ［ｔ］及びｉδ［ｔ］も算出され、続いて、θ_e［ｔ］及びω_e［ｔ］も算出される。そして、速度制御部２３によるｉγ^*［ｔ］及びｉδ^*［ｔ］の算出の後、電流制御部２４にて算出されたｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］がそのまま電圧指令値保持部２６を介して座標変換器２７に与えられ、座標変換器２７は、そのｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］に従ってｖ_u ^*［ｔ］、ｖ_v ^*［ｔ］及びｖ_w ^*［ｔ］を算出する。

保持期間内においては、電流センサ５の出力信号はサンプリングされず、ｉ_u、ｉ_v、ｉγ及びｉδは算出されない。但し、保持期間においても、電流センサ５の出力信号のサンプリングを行うようにしても構わない（そのサンプリング値に応じてｉ_u等の算出が行われないだけである）。

保持期間内において、推定器２８は、ｉγ及びｉδに基づくθ_e及びω_eの推定を一時的に停止する。そして、更新タイミングｔ以前のθ_eの変化状態に応じて或いは更新タイミングｔ以前の回転速度情報に応じて、保持期間内におけるθ_eが変化するように保持期間内におけるθ_eを推定する。更新タイミングｔ以前の回転速度情報とは、ω_e［ｔ］又はω^*［ｔ］である。定常状態において、ω_e［ｔ］とω^*［ｔ］は殆ど一致している。尚、ω_e［ｔ］は更新タイミングｔ以前のθ_eの単位時間当たり変化量より算出されるため、「ω_e［ｔ］に応じて保持期間内におけるθ_eを推定すること」と「更新タイミングｔ以前のθ_eの変化状態に応じて保持期間内におけるθ_eを推定すること」とは等価である言え、前者と後者は同じ結果を導く。

具体的には例えば、θ_e［ｔ］を基準にし、保持期間内において回転子６がω_e［ｔ］又はω^*［ｔ］の回転速度で回転し続けるものと仮定して保持期間内におけるθ_e（即ち、θ_e［ｔ＋１］〜θ_e［ｔ＋ｋ］）を推定する。従って、保持期間内におけるω_e（即ち、ω_e［ｔ＋１］〜ω_e［ｔ＋ｋ］）はω_e［ｔ］と同じとされる。保持期間内に推定された回転子位置及び回転速度（θ_e［ｔ＋１］及びω_e［ｔ＋１］等）は、座標変換器２７及び速度制御部２３に出力される。定常状態において、回転子は一定の割合で回転し続けるため、上記のように保持期間内のθ_e及びω_eを推定しても実害は少ない。

電圧指令値保持部２６は、保持期間の直前に電流制御部２４から出力されたｖγ^*及びｖδ^*を保持する。即ち、ｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］を保持し、これを保持期間内において継続的に出力する。従って、更新タイミング（ｔ＋１）〜（ｔ＋ｋ）において座標変換器２７に与えられるｖγ^*及びｖδ^*（即ち、ｖγ^*［ｔ＋１］〜ｖγ^*［ｔ＋ｋ］及びｖδ^*［ｔ＋１］〜ｖδ^*［ｔ＋ｋ］）は、保持期間の直前に電流制御部２４から出力されたｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］と同じとなる。

保持期間が終了した後は、保持期間開始前と同様の動作を復帰させる。即ち、保持期間が終了した後に訪れる更新タイミング（ｔ＋ｋ＋１）においては、電流センサ５を用いた実測によってｉ_u［ｔ＋ｋ＋１］及びｉ_v［ｔ＋ｋ＋１］が算出されてｉγ［ｔ＋ｋ＋１］及びｉδ［ｔ＋ｋ＋１］も算出され、続いて、θ_e［ｔ＋ｋ］及びω_e［ｔ＋ｋ］との連続性を考慮しつつθ_e［ｔ＋ｋ＋１］及びω_e［ｔ＋ｋ＋１］も算出される。そして、速度制御部２３によるｉγ^*［ｔ＋ｋ＋１］及びｉδ^*［ｔ＋ｋ＋１］の算出の後、ｉγ［ｔ＋ｋ＋１］及びｉδ［ｔ＋ｋ＋１］並びにｉγ^*［ｔ＋ｋ＋１］及びｉδ^*［ｔ＋ｋ＋１］を用いて電流制御部２４にて算出されたｖγ^*［ｔ＋ｋ＋１］及びｖδ^*［ｔ＋ｋ＋１］が、そのまま電圧指令値保持部２６を介して座標変換器２７に与えられ、座標変換器２７は、そのｖγ^*［ｔ＋ｋ＋１］及びｖδ^*［ｔ＋ｋ＋１］に従ってｖ_u ^*［ｔ＋ｋ＋１］、ｖ_v ^*［ｔ＋ｋ＋１］及びｖ_w ^*［ｔ＋ｋ＋１］を算出する。更新タイミング（ｔ＋ｋ＋２）以降についても同様である。

上述の保持を実施した場合の電圧波形を、図１２に示す。図１２において、横軸は時間であり、符合１０３はＵ相電圧ｖ_uの電圧波形を表し、符合１０４はｖδ^*の波形を表し、符合１０５はｖγ^*の波形を表す。波線１０６及び１０７で囲まれた各領域内に保持期間が存在するが、Ｕ相電圧ｖ_uは歪みのない滑らかな電圧となっていることが分かる。つまり、パルス幅を補正する方法（図２０参照）のように電圧の歪み（電圧指令の不連続）が発生することがないので、モータ１の滑らかな駆動が可能となる。定常状態において回転子は一定の割合で回転し続けるため、上記のように保持期間内のθ_eを推定すれば、各相電圧の電圧波形は略理想的な電圧波形となる。このため、モータ駆動システム及びこれを備えた冷蔵庫用圧縮機や空気調和機（特に例えば、車載用空気調和機）における振動や騒音を低く抑えることができる。

また、上記特許文献３に記載されたような従来手法では、実測不能期間において、過去の３相電流をｄｑ変換することによって得たｄ軸ｑ軸電流を３相に再度逆変換するといった複雑な計算が必要となるが、本実施例では、このような複雑な計算は不要となる。また、本実施形態における記号を当てはめて考えた場合、この従来手法では、実測不能期間において、過去のｉγ及びｉδに基づき速度制御部及び電流制御部がｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*及びｖδ^*を算出するという演算処理が必要となる。この演算処理の過程で意図せず演算誤差が混入してしまう。一方、本実施例によれば、このような演算誤差が混入することがないため、モータ１をより高精度にベクトル制御することが可能である。更に、保持期間において速度制御部２３及び電流制御部２４の演算処理を休止することができるため、制御処理時間の短縮も期待できる。

また、本実施例では、上記特許文献４〜６に記載の手法のようにキャリア周波数（キャリア信号の周波数）を変更する必要がない。キャリア周波数を変更可能とするためには、高性能のマイクロコンピュータを利用した煩雑な処理が必要となる。また、キャリア周波数を低減させれば、制御周期が遅くなる、騒音が大きくなるといったデメリットが生じるが、本実施例では、このようなデメリットはない。

また、保持期間においては、電流センサ５の出力信号をサンプリングする必要もサンプリングタイミングを計算する必要もないため、処理の高速化を図ることも可能である。

尚、上述の例においては、電圧指令値保持部２６が、保持期間の直前に電流制御部２４から出力されたｖγ^*及びｖδ^*、即ちｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］を保持し、これを保持期間内において継続的に出力するとした。但し、電圧指令値保持部２６が保持して保持期間内に出力する電圧指令値が、ｖγ^*［ｔ］及びｖδ^*［ｔ］である必要は必ずしもない。例えば、電圧指令値保持部２６は、保持期間前に電流制御部２４から出力されたｖγ^*［ｔ−ｊ］及びｖδ^*［ｔ−ｊ］を保持し、これを保持期間内において継続的に出力するようにすればよい。ここで、ｊは１以上の整数とされるが、本来的に電流センサ５の実測値に基づいてｖγ^*及びｖδ^*を算出した方が良いのでｊはなるだけ小さい値の方が良く、究極的には上述してきた例のようにｊ＝０が望ましい。

まとめると、電圧指令値保持部２６は、着目した保持期間から見て過去に電流制御部２４から出力されたｖγ^*及びｖδ^*、即ちｖγ^*［ｔ−ｊ］及びｖδ^*［ｔ−ｊ］を保持し、これを当該保持期間内において継続的に出力する（ここで、ｊは０以上の整数値であって、例えば予め固定値として設定される）。より具体的には、保持期間外から保持期間内に遷移する境界時点を基準とした、当該保持期間前の所定タイミングにおける電流制御部２４の出力値ｖγ^*［ｔ−ｊ］及びｖδ^*［ｔ−ｊ］を保持し、これを当該保持期間内において継続的に出力する。この場合、更新タイミング（ｔ＋１）〜（ｔ＋ｋ）において座標変換器２７に与えられるｖγ^*及びｖδ^*（即ち、ｖγ^*［ｔ＋１］〜ｖγ^*［ｔ＋ｋ］及びｖδ^*［ｔ＋１］〜ｖδ^*［ｔ＋ｋ］）は、電流制御部２４から出力されたｖγ^*［ｔ−ｊ］及びｖδ^*［ｔ−ｊ］と同じとなる。

［保持期間の設定手法］
保持期間設定部２５による保持期間の設定手法について説明を加えておく。設定手法として、第１及び第２設定手法を例示する。保持期間設定部２５は、第１又は第２設定手法を採用可能である。

第１設定手法を説明する。第１設定手法では、保持期間設定部２５は、現時点が保持期間外であるか保持期間内であるかに拘らず、常に三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づき２相間電圧差が上記の下限閾値Ｖ_LIM以下であるか否かを判断する。そして、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下となっている期間を保持期間内に含めるようにする。

第２設定手法を説明する。第２設定手法では、保持期間設定部２５は、保持期間外において三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づき２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下であるか否かを判断する。そして、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIMよりも大きい状態から下限閾値Ｖ_LIM以下となる状態へ遷移するタイミング（又は該タイミングの少し前のタイミング）を、保持期間の開始時点とする。

そして、保持期間の長さを、保持期間の開始時点における回転速度情報（ω_e又はω^*）に基づいて設定する。定常状態において回転子は一定の割合で回転し続けるため、回転速度情報に基づけば、どれだけ時間が経過した時点で再び２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIMよりも大きくなるかを推定可能だからである。保持期間の開始時点と保持期間の長さが定まれば、自動的に保持期間の終了時点も定まる。

尚、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIMよりも大きくなっている期間が、若干量、保持期間に含まれることになったとしても、図１２のような電圧波形が得られるので問題は少ない。これは、第１及び第２設定手法の双方に当てはまることであり、また、後述の第２実施例における第３設定手法にも当てはまる。

＜＜第２実施例＞＞
第１実施例において、保持期間の設定手法として第１及び第２設定手法を例示したが、これらに代えて第３設定手法を利用することも可能である。第３設定手法を利用する実施例として第２実施例を例示する。第２実施例は、保持期間の設定手法が第１実施例と異なるだけであり、その他の点において第１及び第２実施例は同様である。従って、保持期間の設定手法にのみ着目して説明を行う。

まず、第３設定手法に関連する軸の定義や数式の導出を行う。

図１３に、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。符号１１０が付されたベクトルは、電圧ベクトルである。ｑ軸から見た電圧ベクトル１１０の位相をεにて表す。Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル１１０の位相は、（θ＋ε＋π／２）にて表される。

電圧ベクトル１１０は、モータ１に印加される電圧をベクトルとして捉えたものであり、例えばγδ座標に着目した場合、電圧ベクトル１１０のγ軸成分及びδ軸成分は、それぞれｖγ及びｖδである。実際には、モータ駆動システム内においてγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*が算出され、ｖγ^*及びｖδ^*によって電圧ベクトル１１０が表される。このため、電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルとも読み替えられる。

Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域１１１は、２相分の相電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＶ相軸近傍に位置することになる。

このように、２相分の相電流が検出不可能な領域１１１は、Ｕ相軸を基準として電気角で６０度ごとに存在し、電圧ベクトル１１０が、その領域１１１に位置すると２相分の相電流が検出できない。従って、着目したタイミングにおける電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）が領域１１１内にあるか否かを判断すれば、そのタイミングを保持期間に含めるべきか否かを判断可能である。

この判断を実行するべく、今、２相分の相電流を検出不可能な領域１１１の特性に着目して、電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標を考える。この座標を、ａｂ座標と呼ぶ（尚、ｄｑ座標やγδ座標は連続的に回転する座標である）。ａｂ座標は、互いに直交するａ軸とｂ軸を座標軸としている。図１４に、ａ軸がとり得る６つの軸を示す。ａ軸は、電圧ベクトル１１０の位相（θ＋ε＋π／２）に応じて、ａ₁軸〜ａ₆軸の何れかとなる。ａ₁軸、ａ₃軸及びａ₅軸は、それぞれＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸に一致し、ａ₂軸、ａ₄軸及びａ₆軸は、それぞれａ₁軸とａ₃軸の中間軸、ａ₃軸とａ₅軸の中間軸及びａ₅軸とａ₁軸の中間軸である。尚、符号１３１が付された円については後述する。

電圧ベクトル１１０が、符号１２１が付された範囲に位置する場合、即ち、
１１π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜０、又は、０≦（θ＋ε＋π／２）＜π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₁軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２２が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜π／２、が成立する場合、ａ軸はａ₂軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２３が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／２≦（θ＋ε＋π／２）＜５π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₃軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２４が付された範囲に位置する場合、即ち、
５π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜７π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₄軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２５が付された範囲に位置する場合、即ち、
７π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜３π／２、が成立する場合、ａ軸はａ₅軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２６が付された範囲に位置する場合、即ち、
３π／２≦（θ＋ε＋π／２）＜１１π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₆軸となる。
例えば、電圧ベクトル１１０が図１４に示す位置にある場合、ａ軸はａ₄軸となる。

このように、ａ軸は、電圧ベクトルの回転に伴って、６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸も、ａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転する。ａ軸及びｂ軸は６０度ごとに量子化されて６０度ごとに回転する座標軸である、とも表現できる。このため、ａ軸は、常に、２相分の相電流を検出不可能な領域の中心に位置することになる。

ａｂ座標に関連する式について説明する。ａ₁軸〜ａ₆軸の内、電圧ベクトル１１０が最も近い軸の位相は、Ｕ相軸を基準として、「（ｎ＋２）π／３」にて表される。ここで、ｎは、（θ＋ε）をπ／３で割った時に得られる商である。便宜上、図１５に示す如く、θを、上記の位相（ｎ＋２）π／３と、その位相（ｎ＋２）π／３とθとの差分位相θ_Dと、に分解する。これらの位相の関係は、式（１−１）及び式（１−２）にて表される。

ｄｑ座標を差分位相θ_Dだけ座標変換することにより、電圧ベクトル１１０をａｂ座標上における電圧ベクトルとして捉える。ａｂ座標上で考え、電圧ベクトル１１０のａ軸成分及びｂ軸成分をａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bとすると、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qとａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bは、下記式（１−３）の座標変換式を満たす。

差分位相θ_Dは、以下のように算出できる。下記式（１−４）を用いて算出されるεに合致するｎ（即ち、（θ＋ε）をπ／３で割った時に得られる商）を、θを参照して求める。その求めたｎとθを上記式（１−２）に代入すれば、差分位相θ_Dが得られる。

ａ軸は常に２相分の相電流を検出不可能な領域の中心に位置することになるため、ｄｑ座標上の電圧ベクトルをａｂ座標上に変換し、そのａｂ座標上に変換された電圧ベクトルのａ軸成分及びｂ軸成分を参照すれば、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）が領域１１１内にあるか否かを判断可能である。また、電圧ベクトル１１０が円１３１の内部に含まれる状態は、三相の相電圧が互いに接近している状態に対応しており、この状態においても２相分の相電流は検出できない。

図１６に、第２実施例に係る保持期間設定部２５ａの内部ブロック図を示す。第２実施例では、図９の保持期間設定部２５の代わりに保持期間設定部２５ａが用いられる。保持期間設定部２５ａは、座標回転部４１及び判定部４２を備える。保持期間設定部２５ａでは、上記式（１−１）〜（１−４）等におけるｖ_d及びｖ_q並びにθとして、夫々、電圧指令値保持部２６から出力されるｖγ^*及びｖδ^*並びに推定器２８から出力されるθ_eが用いられる。

座標回転部４１は、推定器２８から出力されるθ_eを用いて電圧指令値保持部２６から出力されるｖγ^*及びｖδ^*に対して式（１−３）に従う座標変換を行い、ａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bを求める。式（１−３）の差分位相θ_Dの算出の際、式（１−４）を利用した上述の手法が用いられる。

判定部４２は、座標回転部４１にて求められたａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bに基づき、２相間電圧差に関する判定処理を行う。具体的には、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさ（絶対値）が所定の閾値Δ（但し、Δ＞０）より小さいか否かを判断する。即ち、下記式（１−５）が成立するか否かを判断する（閾値Δの意義については図１７を参照）。更に、ａ軸電圧ｖ_aが下記式（１−６）を満たすか否かも判断する。

ｂ軸電圧ｖ_bはａ軸（ａ₁〜ａ₆軸；図１４参照）の直交電圧成分であるため、式（１−５）が成立する場合、ｖγ^*及びｖδ^*によって表される電圧指令ベクトルの終点は、２相分の相電流が検出不可能な領域１１１内に位置することになる（図１７参照）。式（１−６）が成立する場合、ｖγ^*及びｖδ^*によって表される電圧指令ベクトルの終点は、図１４（又は図１７）の円１３１内に位置することになる。従って、判定部４２は、式（１−５）及び（１−６）の内の少なくとも一方が成立する場合、２相間電圧差が上記の下限閾値Ｖ_LIM以下となっていると判断し、式（１−５）及び（１−６）の双方が不成立の場合、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIMよりも大きくなっていると判断する。

そして、保持期間設定部２５ａは、２相間電圧差が下限閾値Ｖ_LIM以下となっている期間が保持期間内に含まれるように、保持期間を設定する。第２実施例では、保持期間設定部２５ａにて設定された保持期間に従って、モータ駆動システム内の各部位（電圧指令値保持部２６や推定器２８等）が動作する。

第２実施例のように保持期間を設定するようにしても、第１実施例と同様の効果が得られることは言うまでもない。

＜＜第３実施例＞＞
第１又は第２実施例に係るモータ駆動システムでは、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθをゼロに収束させるベクトル制御、即ち、γ軸をｄ軸に追従させるベクトル制御を実施しているが、γ軸をｄ軸と異なる軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。第１又は第２実施例に対するこの変形例を、第３実施例とする。例えば、上記非特許文献１及び特開２００７−２５９６８６号公報に記載されているようなｄｍ軸を定義し、γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。

ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。ｑｍ軸とは、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。モータ１に供給されるべき電流ベクトルとは、モータ１に供給されるべき電流をベクトルにて表現したものを指す。また、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をｑｍ軸とするようにしてもよい。

γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施する場合、例えば、以下のように処理すればよい。保持期間外では、図９の推定器２８が、座標変換器２２からのｉγ及びｉδ並びに電流制御部２４からのｖγ^*及びｖδ^*の内の全部又は一部を用いてｄｍ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ_mを推定し、比例積分制御を用いて軸誤差Δθ_mがゼロに収束するように回転子位置θ_e及び回転速度ω_eを推定する。保持期間内における動作は、第１又は第２実施例におけるそれと同様である。

＜＜第４実施例＞＞
第１〜第３実施例に係るモータ駆動システムは、回転子位置を検出するための位置センサを用いない位置センサレスベクトル制御を行っている。しかしながら、第１〜第３実施例に記載された技術は、位置センサを設けた場合にも有益である。位置センサを設けたモータ駆動システムを本発明の第４実施例とする。第１〜第３実施例に記載した事項は、矛盾なき限り、第４実施例にも適用可能である。

説明の具体化のため、第１実施例に係る図９のモータ駆動システムに位置センサ及び位置検出部を追加した構成を説明する。この構成を有するモータ駆動システムのブロック図を図１８に示す。このモータ駆動システムは、θ_eとω_eが位置センサの出力信号に基づいて検出される点及びそれに伴って推定器２８が不要となる点を除いて、図９のモータ駆動システムと同様である。

位置センサ５１は、例えばホール素子またはレゾルバから成り、回転子６の永久磁石６ａの磁極位置を特定するための信号（即ち、角度θを特定するための信号）を出力する。位置検出部５２は、位置センサ５１の出力信号から、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見たｄ軸の位相を検出する。検出された位相（回転子位置）がθ_eとして取り扱われる。位置検出部５２によって検出された回転子位置θ_eは、理想的には図８のθと完全に一致し、それは座標変換器２２及び２７に与えられる。また、θ_eを微分器５３にて微分することによってω_eが得られ、ω_eは速度制御部２３に与えられる。

そして、第１実施例と同様、電圧指令値保持部２６は、電流制御部２４から出力された所定タイミングのｖγ^*及びｖδ^*を保持し、保持期間外においては電流制御部２４が現在出力しているｖγ^*及びｖδ^*をそのまま座標変換器２７に出力し、保持期間内においては自身が保持しているｖγ^*及びｖδ^*を座標変換器２７に出力する。位置センサ５１を用いるため、現時点が保持期間内に属するか否かに拘らず、常に回転子位置θ_eが検出される。従って、座標変換器２７は、常に位置センサ５１の出力信号に基づく回転子位置θ_eに基づいて電圧指令値保持部２６から与えられたｖγ^*及びｖδ^*を三相の固定座標軸上へ座標変換し、これによって三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）を算出して出力する。

第４実施例のようにモータ駆動システムを構成しても、当然、第１実施例と同様の効果（相電圧の電圧波形が滑らかとなる等）が得られる。

＜＜変形等＞＞
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈４を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
インバータ２にて３相変調を用いる場合を取り扱ったが、本発明は変調方式に依存しない。例えば、インバータ２にて２相変調を行う場合、通電パターンは、図３に示した３相変調のそれと異なってくる。２相変調では、最小相の下アームが常にオンとされるため、図４におけるタイミングＴ０−Ｔ１間及びＴ６−Ｔ７間に対応する通電パターンが存在しない。しかしながら、結局、タイミングＴ１−Ｔ２間及びＴ２−Ｔ３間に対応する通電パターンにて母線電流を検出するようにすれば、最大相及び最小相の電流を検出できることに変わりはない。

［注釈２］
上述の各種の指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*及びｖδ^*など）や状態量（ｉγ、ｉδなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、制御３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈３］
図１等に示される制御部３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部３を実現する場合、制御部３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、制御部３を形成することも可能である。

［注釈４］
本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。

また、本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。図面において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδ等は、明細書において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδ等の下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、冷蔵庫用圧縮機、空気調和機（特に例えば、車載用空気調和機）に好適である。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体概略構成図である。 図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。 図１のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。 図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。 図４の各タイミングにおける、図１の電機子巻線周辺の等価回路図である。 図１のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。 図４に、実際に観測される母線電流の波形を追加した図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 図９の制御部の概略的な動作手順を表すフローチャートである。 図９の制御部内で生成される各指令値及び各状態量の移り変わりを表す図である。 図９のモータ駆動システムで観測される電圧波形を示す図である。 本発明の第２実施例に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 本発明の第２実施例にて定義されるａ軸を説明するための図である。 図１４のａ軸との関係を考慮して回転子の位相（θ）を分解した様子を示す図である。 本発明の第２実施例に係る保持期間設定部の内部ブロック図である。 本発明の第２実施例に係る保持期間設定部にて参照される閾値（Δ）を、空間ベクトル図上で表した図である。 本発明の第４実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 １シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 従来技術に係り、１シャント電流検出方式を採用した場合における電圧指令（パルス幅）の補正例を示す図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３ 制御部
４ 直流電源
５ 電流センサ
６ 回転子
７ 固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ 電機子巻線
２１ モータ電流再現部
２４ 電流制御部
２５ 保持期間設定部
２６ 電圧指令値保持部
２８ 位置・速度推定器
５１ 位置センサ
５２ 位置検出部

Claims (11)

1. 三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流から、前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
   前記モータ電流に基づいて前記モータへの印加電圧の目標となる電圧指令値を作成して出力する電圧指令値作成手段と、
   前記電圧指令値作成手段から出力された過去の前記電圧指令値を保持する電圧指令値保持手段と、
   前記モータのＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の内の２相間電圧差から特定期間を設定する特定期間設定手段と、を備え、
   前記特定期間外においては、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御する一方、前記特定期間内においては、前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御し、
   前記特定期間設定手段は、前記モータ電流検出手段が、前記モータ電流を形成する３相電流の内、２相分の相電流を検出できない検出不能期間を、前記特定期間に含める
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記特定期間設定手段は、前記２相間電圧差が所定の閾値以下である期間を、前記検出不能期間として前記特定期間に含める
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記インバータは、直列接続された２つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、
   前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、
   前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、
   前記閾値は、各スイッチング素子がスイッチングした時に発生する前記被測定電流の振動の減衰時間に応じて、予め設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、
   前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、
   前記閾値は、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時に必要となる時間に応じて、予め設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記インバータは、直列接続された２つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、
   前記閾値は、各スイッチング素子のスイッチング遅れ時間に応じて、予め設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 前記電圧指令値保持手段は、前記特定期間前に前記電圧指令値作成手段から出力された前記電圧指令値を保持する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置。
7. 前記電圧指令値は、前記モータの回転子の回転に伴って回転する回転座標上における２相の電圧指令値である
   ことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載のモータ制御装置。
8. 当該モータ制御装置は、前記特定期間内において、前記モータの回転子位置に応じて前記Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の夫々を変化させる
   ことを特徴とする請求項１〜請求項７の何れかに記載のモータ制御装置。
9. 当該モータ制御装置は、
   前記モータの回転子位置を推定する推定手段と、
   前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記２相の電圧指令値を、推定された前記回転子位置に基づいて３相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、
   前記３相電圧指令値に従って前記モータを制御し、
   前記推定手段は、
   前記特定期間外では、前記モータ電流に基づいて前記回転子位置を推定し、
   前記特定期間内では、前記モータ電流に基づく前記回転子位置の推定を停止し、その特定期間前に推定した前記回転子位置を基準にしつつ、前記特定期間前における前記回転子位置の変化状態に基づいて或いは前記特定期間前における前記モータの回転速度情報に基づいて前記特定期間内の前記回転子位置を推定する
   ことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
10. 当該モータ制御装置は、
    位置センサを用いて前記モータの回転子位置を検出する位置検出手段と、
    前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記２相の電圧指令値を、検出された前記回転子位置に基づいて３相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、
    前記３相電圧指令値に従って前記モータを制御する
    ことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
11. 三相式のモータと、
    前記モータを駆動するインバータと、
    前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項１０の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
    ことを特徴とするモータ駆動システム。

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