CN102577086A

CN102577086A - 无传感器无刷直流马达中用于减少零交叉粒度的可变脉宽调制

Info

Publication number: CN102577086A
Application number: CN2010800453209A
Authority: CN
Inventors: 沃德·R·布朗
Original assignee: Microchip Technology Inc
Current assignee: Microchip Technology Inc
Priority date: 2009-10-08
Filing date: 2010-10-05
Publication date: 2012-07-11
Anticipated expiration: 2030-10-05
Also published as: WO2011044106A3; US8278860B2; WO2011044106A2; TWI535187B; KR101718848B1; CN102577086B; KR20120084289A; US20110084640A1; EP2486647B1; EP2486647A2; TW201125280A

Abstract

在无传感器无刷直流BLDC马达中通过预期在任一个或一个以上换向周期中有零交叉事件而增加PWM驱动频率来增强零交叉检测精确性。一旦检测出零交叉事件，则所述PWM频率可返回到较低正常操作频率。借此使功率驱动晶体管的切换损耗最小化，同时维持精确零交叉检测以实现BLDC马达的稳定操作。

Description

无传感器无刷直流马达中用于减少零交叉粒度的可变脉宽调制

技术领域

本发明涉及无传感器无刷直流(BLDC)马达，且更特定来说，涉及在驱动无传感器BLDC马达时使用可变脉宽调制(PWM)以实现减少的零交叉检测粒度。

背景技术

在例如电气设备、汽车、航空太空、消费者、医学、工业自动化设备及仪表设备的工业中使用无刷直流(BLDC)马达。BLDC马达不使用电刷进行换向，而是改为使用电子换向。与有刷DC马达及感应马达相比，BLDC马达具有若干优点，例如：较好的速度对扭矩特性、高动态响应、高效率、长操作寿命、维修之间的较长时间间隔、实质上无噪声操作，及较高速度范围。可在微芯片应用笔记(Microchip Application Note)：AN857，题为“无刷DC马达控制简化(Brushless DC Motor Control Made Easy)”(2002)；AN885，题为“无刷DC(BLDC)马达基础(Brushless DC(BLDC)Motor Fundamentals)”(2003)；AN894，题为“马达控制传感器反馈电路(Motor Control Sensor FeedbackCircuits)”(2003)；AN901，题为“使用dsPIC30F用于无传感器BLDC控制(Using thedsPIC30F for Sensorless BLDC Control)”(2004)；及AN970，题为“使用PIC18F2431用于无传感器BLDC马达控制(Using the PIC18F2431 for Sensorless BLDC MotorControl)”(2005)中找到关于BLDC马达的更详细信息，为了所有目的，所述文献在此全部以引用的方式并入本文中。

三相BLDC马达以六个步骤(每步骤60电度)完成电循环(即，360电度的旋转)。在每60电度处同步地更新相电流切换(换向)。然而，一个电循环可能不对应于马达转子的一个机械回转(360机械度)。为了完成一个机械回转要重复的电循环的数目取决于转子极对的数目。举例来说，四极BLDC马达将需要两个电循环来完成马达转子的一个机械回转(参看图3)。

可通过监视在马达的每一相(A-B-C)处的反电动势(EMF)电压来确定BLDC马达的驱动换向。在换向周期期间当未经驱动的相的反EMF越过马达供电电压的一半时，驱动换向与马达同步。此被称作“零交叉”，其中反EMF在每一电循环中在零交叉电压上方及下方变化。在将驱动电压施加到经驱动的相时，在未经驱动的相上检测到零交叉。在未经驱动的相上的反EMF关于零交叉电压的电压极性改变也可用于检测零交叉事件(例如，在特定限制内在将驱动电压施加到经驱动的相期间从正改变到负或从负改变到正)。

当驱动无传感器无刷DC马达时，在高马达旋转速度及50％或小于50％的PWM工作循环下，驱动电压中出现大的间隙。当零交叉检测的不确定性达到约20％时，PWM驱动控制算法变得不稳定。驱动电压中的间隙在零交叉检测中产生定时误差，且高PWM频率为效率低的且归因于场效应晶体管(FET)功率驱动器的过热而导致功率FET故障。

当未经驱动的相的反电动势(BEMF)在换向周期中间越过马达供电电压的一半时，驱动换向与无传感器BLDC马达同步。此有时被称作零交叉。零交叉仅在将驱动电压施加到其它两个相时为有效的。通过对整个驱动电压进行脉宽调制而使驱动电压变化。因此，在PWM驱动关断周期期间，无法检测到零交叉。当PWM频率为低的且马达速度为高的时，低(关断)PWM周期可占换向周期的相当大的百分比，且借此可在零交叉检测中引起间隙。当这些间隙为换向周期的百分之20以上时，其将引起控制算法的不稳定性。可通过增加PWM频率来减少间隙百分比，而代价是增大的且不合需要的切换损耗。

发明内容

上述问题得以解决，且通过仅在预期到将出现“零交叉”的短时间内增加PWM频率来实现其它及另外益处，在获得较好零交叉检测分辨率的优点的同时，仍可维持较低平均PWM频率的效率。在预期到零交叉事件的短时间内增加PWM频率将改进零交叉事件的检测分辨率。

先前技术通过快速模/数转换器(ADC)测量零交叉电压。这要求在进行ADC电压俘获(取得电压样本)的同时有稳定的驱动周期。这些先前技术解决方案迫使马达驱动器(motor drive)在ADC电压俘获期间开启。然而，通过使用比较器来检测零交叉事件，不要求稳定的电压俘获，且根据本发明的教示，其改为由在反电动势(BEMF)电压上升超过(或低于)零交叉阈值时立即出现的事件来替换。

根据本发明的一特定实例实施例，一种用于改进无传感器无刷直流马达中的零交叉检测的方法包含以下步骤：以每秒第一数目个脉冲产生第一多个脉宽调制(PWM)控制脉冲直到在零交叉事件被预期之前的特定时间间隔为止，接着以每秒第二数目个脉冲产生第二多个PWM控制脉冲，其中以每秒所述第二数目个脉冲的所述第二多个PWM控制脉冲大于以每秒所述第一数目个脉冲的所述第一多个PWM控制脉冲；通过测量在无传感器无刷直流马达的未受激励的相连接处的反电动势电压而在所述无传感器无刷直流马达的电循环的至少一个换向周期中在以每秒所述第二数目个脉冲产生所述第二多个PWM控制脉冲期间检测零交叉事件；及在已检测到所述零交叉事件之后返回到以每秒所述第一数目个脉冲产生所述第一多个PWM控制脉冲。

根据本发明的另一特定实例实施例，一种用于改进无传感器无刷直流马达中的零交叉检测的方法包含以下步骤：以每秒第一数目个脉冲产生多个脉宽调制(PWM)脉冲直到在零交叉事件被预期之前的特定时间间隔为止，接着以每秒第二数目个脉冲产生所述多个PWM脉冲，其中每秒所述第二数目个脉冲大于每秒所述第一数目个脉冲；通过测量在无传感器无刷直流马达的每一定子线圈处的反电动势电压而确定所述无传感器无刷直流马达的多个换向周期中的每一者的电定时中心，及根据所述所测量的反电动势电压确定何时所述所测量的反电动势电压中的每一者处于实质上零交叉电压值，其中所述零交叉电压值为直流电源的电压值的约一半；及在所述多个换向周期期间以所述多个PWM脉冲驱动功率切换晶体管，其中所述功率切换晶体管连接在所述无传感器无刷直流马达的所述定子线圈与所述直流电源之间。

附图说明

可通过参考结合随附图式的以下描述而获取对本发明的更完整理解，其中：

图1说明根据本发明的特定实例实施例的三相无传感器无刷直流马达及电子换向马达控制器的示意图；

图2说明示意图，其展示在每60度换向周期期间在三相无传感器无刷直流马达的三个定子绕组中的每一者中的电流流动；

图3说明四极马达的示意性定时及振幅曲线图，其展示在每60度换向周期期间在三个定子绕组中的每一者处的反电动势(EMF)电压；

图4说明图1中所展示的反EMF零交叉检测器的更详细示意图；及

图5说明根据本发明的教示的针对不同PWM工作循环在每一换向周期期间在无传感器BLDC马达的一个相处的电压的示意性振幅及定时曲线图。

虽然本发明易具有各种修改及替代形式，但已在图式中展示本发明的特定实例实施例，且在本文中详细描述所述特定实例实施例。然而，应理解，本文中的对特定实例实施例的描述既定不将本发明限于本文中所揭示的特定形式，而是相反地，本发明将涵盖如由所附权利要求书所界定的所有修改及等效物。

具体实施方式

现参看图式，示意性地说明特定实例实施例的细节。图式中的相似元件将由相似数字表示，且类似元件将由具有不同小写字母后缀的相似数字表示。

参看图1，其描绘根据本发明的特定实例实施例的三相无传感器无刷直流马达及电子换向马达控制器的示意图。三相无传感器无刷直流马达(通常由数字100表示)包含多个定子线圈102及一具有布置成三相配置的磁体的转子(未图示)。出于论述的目的，本文中所描述的马达100将呈要求360度电旋转以产生一个360度的机械回转的双极三相配置。通过连接到三相无传感器无刷直流马达100及直流(DC)电源的功率切换晶体管108及110而使马达100电子换向。反电动势(EMF)零交叉检测器104及数字装置106(例如，微控制器)具有耦合到功率晶体管驱动器的提供脉宽调制(PWM)输出的PWM产生器。功率晶体管驱动器(PWM0到PWM5)控制功率切换晶体管108及110的接通及关断。

经由功率切换功率晶体管108及110(例如，功率场效应晶体管(对于三相马达来说，每相有一对功率场效应晶体管))使马达100从直流(DC)电源(未图示)电子换向。功率晶体管108及110受数字装置106(例如，微控制器)控制，数字装置106经由功率晶体管的驱动器(未图示)而耦合到功率晶体管108及110。数字装置106提供六个脉宽调制(PWM)输出(PWM0到PWM5)，所述输出通过根据经适当定序并定时的PWM信号而接通及关断选定相的功率晶体管108及110的对而控制马达旋转方向及速度两者。

每一定子线圈102在两个换向周期中连接到DC电源的正极，在两个换向周期中连接到DC电源的负极，且在两个换向周期中从DC电源的正极与负极两者断开连接。通过在一定子线圈102(当所述定子线圈102在测量时未连接到DC电源而其它两个定子线圈102连接到DC电源时)处所测量的反电动势(EMF)电压来确定马达相位置。由反EMF零交叉检测器104(每相有一个反EMF零交叉检测器)监视定子线圈102中的每一者处的反EMF电压。然而，待测量的反EMF电压要求定子线圈102中的一者连接到DC电源的正极，以便使得电流能够流经所述定子线圈，借此将马达产生的电压偏置到以检测参考电平为中心的电平(“零交叉”事件)，例如，供电电压的一半。电流流经其中的线圈对中的另一定子线圈102被连接到DC电源的负极。

参看图2，其描绘示意图，所述示意图展示在每60度换向周期期间在三相无传感器无刷直流马达的三个定子绕组(线圈102)中的每一者中的电流流动。将马达100的旋转划分成六个换向周期(1)到(6)，且电流在所述六个换向周期中的每一换向周期期间流经三个线圈102中的两个线圈的不同组合。在线圈102中的两个线圈的组合连接到DC电源的同时，第三线圈102(三相马达)未连接到电源。然而，由反EMF零交叉检测器104监视未连接的线圈102以使得在检测到“零交叉”事件时，(即)未连接的线圈102上的反EMF电压改变极性同时经历实质上零电压(“零电压”在本文中被定义为DC供电电压的一半)。在由反EMF零交叉检测器104中的相应一者检测的大约零电压点处，确定马达100定子线圈102的同步关系，如在下文更充分描述。

参看图3，其描绘四极马达的示意性定时及振幅曲线图，其展示在每60度换向周期期间在三个定子绕组中的每一者处的反电动势(EMF)电压。当相线圈未连接到DC电源时，电流不流经其中。当相线圈连接到正(DC+)电源时，电流在两个换向周期中(120电度)在正方向上流动，接着在后续换向周期中(60电度)无电流流动(线圈与DC电源未连接)，且在未连接的换向周期之后，所述同一个线圈在连接到负(DC-)电源时在两个换向周期中(120电度)具有在负方向上的电流流动，且接着，在下一换向周期中(60电度)无电流流动，之后上述电循环重复，即，持续另一360度电循环。

在使用无传感器BLDC马达时，未连接的线圈上的反EMF电压从正驱动极性转变到负驱动极性，且在不连接时的整个60度周期中进行此转变。如果电流最初在连接断开时进入线圈，则电流将继续流动，借此将与低侧驱动晶体管110并联的二极管正向偏置，从而在马达线圈端子上呈现等于负(DC-)电源电压加二极管的正向偏置电压的电压。此负尖峰持续直到线圈中的能量耗散为止。

“零交叉”是在每个相线圈102处的所测量的电压变为DC供电电压的实质上一半(在曲线图中正规化到“零”)的情况，且由反EMF曲线图的小圆圈说明。当PWM工作循环在换向周期中为100％时，所测量的反EMF在电源的完全正(DC+)轨电压与完全负(DC-)轨电压之间变化。当PWM工作循环在换向周期中为50％时，所测量的反EMF在电源的完全正(DC+)轨电压的50％(一半)与完全负(DC-)轨电压的50％(一半)之间变化。当PWM工作循环在换向周期中为25％时，所测量的反EMF在电源的完全正(DC+)轨电压的25％(一半)与完全负(DC-)轨电压的25％(一半)之间变化。因此，在施加到两个载流线圈102的PWM工作循环与未连接的线圈102上的所测量的反EMF之间存在直接相关性。然而，当其它两个线圈被激励(电流流经其中)时，反EMF总是在换向周期的实质上中心(例如，中间、中途点)处经过“零交叉”点。仅在较低PWM工作循环处，在换向周期中存在反EMF电压的较小变化。这是没有问题的，因为“零交叉”点为所关注的点。

重要的是应记得，仅在其它两个线圈102连接到正(DC+)及负(DC-)电源轨且电流流经其中时，未连接的线圈102上的反EMF才被适当偏置以供检测。如果在应出现“零交叉”时两个已连接的线圈102中不存在电流流动，则在未连接的线圈102处的反EMF电压将不相对于参考电压而居中，且对准确“零交叉”的检测将为不可能的。然而，只要在零交叉之后不久功率驱动恢复时就确定反EMF的极性改变(例如，正改变到负或负改变到正)，且此情况在时间(电度)上足够接近地发生以便不在正常操作中引起过大换向定时误差，则因为在准确零交叉的时刻功率驱动(power drive)关断(无电流流动)而未能检测到准确“零交叉”时间点就可能并非决定性的。当低工作循环PWM信号引起相当大的换向定时误差时，确实产生不稳定性问题。如在图5中所展示的反EMF曲线图中所说明，“零交叉”点出现在与换向周期改变相距大约30电度处，即，实质上在换向周期的中心(中间)。

参看图4，其描绘图1中所展示的反EMF零交叉检测器的更详细示意框图。反EMF零交叉检测器204可包含三相分压器电阻器418及420、相低通滤波器422、参考低通滤波器430、参考分压器电阻器426及428，以及电压比较器424。参考分压器电阻器426及428用以导出“虚拟”中性参考电压以供比较器424及/或具有模拟输入的数字装置106使用。三相分压器电阻器418及420将定子线圈102电压减小到低得多的电压以供低通滤波器422及比较器424使用。电阻器418、420、426及428的优选电阻关系如下：

Raa＝Rbb＝Rcc＝Rrr

Ra＝Rb＝Rc＝2*Rr

Ra/(Raa+Ra)＝Vcomparator_maximum_input/((DC+)-(DC-))

低通滤波器422可用以从比较器424的输入实质上减少不当噪声。比较器424用以确定何时未连接的线圈102上的反EMF电压大于中性参考电压或者小于或等于中性参考电压。比较器424的输出当处于逻辑高(“1”)时可表示反EMF电压大于中性参考电压，且当处于逻辑低(“0”)时可表示反EMF电压小于或等于中性参考电压，或反之亦然(设计者的选择)。比较器424中的每一者的输出可借此用以指示何时反EMF电压处于其“零”转变点或何时发生反EMF极性转变，且向数字装置106指示相同内容。如果数字装置具有模拟输入及模/数(ADC)转换能力及/或电压比较器，则可能不需要外部比较器。当为此种状况时，来自低通滤波器的输出及来自电阻器426及428的中性参考电压可直接连接到数字装置106(例如，混合信号装置)的模拟输入(未图示)。

参看图5，其描绘根据本发明的教示的针对不同PWM工作循环在每一换向周期期间无传感器BLDC马达的一个相处的电压的示意性振幅及定时曲线图。BLDC马达在取决于在适当60度换向周期期间每一定子线圈102上的平均电压的旋转速度下操作。马达100的旋转方向取决于在每一(360度)电循环内线圈102与DC电源的换向连接次序。

图5中所展示的曲线图描绘高侧调制的系统(仅调制适当的高侧FET 108)。将零交叉比较器参考设定成虚拟零电平(Vsupply/2)，其被描绘为0(参看图4)。在上升BEMF侧，BEMF电压与参考交叉(借此提供比较器输出转变)的最初实例在点540、542及544。在下降BEMF侧，对于小于百分之100的工作循环来说，BEMF在每个调制关断-接通及接通-关断转变处与0交叉，其全部均在实际零交叉事件之前发生。

曲线图530表示在马达100的一个相处在一个电循环内的百分之100PWM驱动工作循环。百分之100工作循环将导致最大电压，从而导致马达100的最大旋转速度。对“零交叉”点540的检测总是精确的，因为反EMF总是呈现于未连接的线圈102上(这是因为两个已连接的线圈102在整个换向周期内具有电流流动)。

曲线图532表示在马达100的一个相处一个电循环内的大约百分之25PWM驱动工作循环。对于在换向周期期间的这些低工作循环来说，反EMF仅在换向周期的百分之25中呈现于未连接的线圈102上。因而，如果在未对已连接的线圈102进行激励时出现“零交叉”点，则仅可在所测量的反EMF在已连接的线圈102激励的简短周期期间从负转到正时实现对反EMF的检测。因此，在换向周期的相当大部分中，将已遗漏对“零交叉”点的出现的检测，例如，对“零交叉”的检测本应出现在点540处，但实情为，对“零交叉”的检测仅可出现在点542处。存在从本应检测到“零交叉”时的显著时间延迟(相移)。这可引起马达100的换向控制的不稳定性。

曲线图534还表示在马达100的一个相处一个电循环内的大约百分之25PWM驱动工作循环。然而，通过仅在预期应出现“零交叉”的短时间中增加PWM频率(每秒的PWM脉冲的数目)，可相比于曲线图532中所展示的检测不精确性而显著改进“零交叉”点542处的检测精确性。因此，在获得较好零交叉检测分辨率的优点的同时，仍可维持较低平均PWM频率的效率。一旦已检测到“零交叉”，则较高频率的PWM脉冲可恢复到正常使用的PWM频率。而且，取决于马达100的应用(使用)，可能并不需要针对一个电循环中出现的六个换向周期中的每一者来检测“零交叉”出现。借此进一步减少了功率晶体管108及110必须在马达100的操作期间接通及关断的次数。一旦已由数字装置106完成对“零交叉”信息的获取，则可在换向周期中的一个或一个以上周期的中心定时(例如，在30、90、150、210、270及/或330电度处)之前稍微增加PWM频率。一旦已检测到“零交叉”，则PWM频率可返回到其正常操作频率。因此，借此使功率晶体管108及110中的切换损耗最小化，同时能够在所有操作速度及PWM工作循环下精确检测足够的“零交叉”事件以维持马达换向定时稳定性。

虽然已描绘、描述本发明的实施例，且通过对本发明的实例实施例的参考来定义本发明的实施例，但这些参考并不暗示对本发明的限制，且不应推断出此种限制。所揭示的标的物能够具有在形式及功能方面的大量修改、变更及等效物，如一般所属领域的技术人员且受益于本发明者将想到。本发明的所描绘且描述的实施例仅为实例，且并未详论本发明的范围。

Claims

1.一种用于改进无传感器无刷直流马达中的零交叉检测的方法，所述方法包含以下步骤：

以每秒第一数目个脉冲产生第一多个脉宽调制PWM控制脉冲直到在零交叉事件被预期之前的特定时间间隔为止，接着以每秒第二数目个脉冲产生第二多个PWM控制脉冲，其中以每秒所述第二数目个脉冲的所述第二多个PWM控制脉冲大于以每秒所述第一数目个脉冲的所述第一多个PWM控制脉冲；

通过测量无传感器无刷直流马达的未受激励的相连接处的反电动势电压而在所述无传感器无刷直流马达的电循环的至少一个换向周期中在所述以每秒所述第二数目个脉冲产生所述第二多个PWM控制脉冲期间检测零交叉事件；及

在已检测到所述零交叉事件之后返回到以每秒所述第一数目个脉冲产生所述第一多个PWM控制脉冲。

2.根据权利要求1所述的方法，其中当以每秒所述第二数目个脉冲运行时所述第二多个PWM控制脉冲实质上在相应换向周期内居中。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述无传感器无刷直流马达是三相马达且在一电循环中具有六个换向周期。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述换向周期中的每一者为所述电循环中的60度，且所述电循环为360度。

5.根据权利要求3所述的方法，其中所述检测零交叉事件的步骤包含以下步骤：

将来自直流DC电源的正电压施加到所述三相马达的第一相，且将来自所述DC电源的负电压施加到所述三相马达的第二相；

当所述三相马达的第三相在所述六个换向周期中的至少一个换向周期期间未连接到所述DC电源时测量所述三相马达的所述第三相处的所述反电动势电压；及

确定何时将产生所述第一多个PWM控制脉冲以便所述第一多个PWM控制脉冲实质上在相应换向周期内居中。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述第一多个PWM控制脉冲在所述所测量的反电动势电压的实质上峰值处在所述相应换向周期中居中。

7.根据权利要求5所述的方法，其中将来自所述DC电源的所述正电压及所述负电压连接到所述三相马达的每一对相，其中在相应未连接的相处测量所述反电动势电压。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述在所述相应未连接的相处测量所述反电动势电压的步骤是用反电动势零交叉检测器来完成，所述反电动势零交叉检测器中的每一者耦合到所述三相马达的相应相。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述反电动势零交叉检测器中的每一者包含低通滤波器及电压比较器。

10.一种用于改进无传感器无刷直流马达中的零交叉检测的方法，所述方法包含以下步骤：

以每秒第一数目个脉冲产生多个脉宽调制PWM脉冲直到在零交叉事件被预期之前的特定时间间隔为止，接着以每秒第二数目个脉冲产生所述多个PWM脉冲，其中每秒所述第二数目个脉冲大于每秒所述第一数目个脉冲；

通过以下操作确定无传感器无刷直流马达的多个换向周期中的每一者的电定时中心

测量所述无传感器无刷直流马达的每一定子线圈处的反电动势电压，及

根据所述所测量的反电动势电压确定何时所述所测量的反电动势电压中的每一者处于实质上零交叉电压值，其中所述零交叉电压值为直流电源的电压值的约一半；及

在所述多个换向周期期间以所述多个PWM脉冲驱动功率切换晶体管，其中所述功率切换晶体管连接在所述无传感器无刷直流马达的所述定子线圈与所述直流电源之间。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述无传感器无刷直流马达是三相无传感器无刷直流马达且在一电循环中具有六个换向周期。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述换向周期中的每一者为所述电循环中的60度，且所述电循环为360度。

13.根据权利要求11所述的方法，其中所述确定电定时中心的步骤包含以下步骤：

将所述直流电源施加到所述三相无传感器无刷直流马达的两个定子线圈；及

在所述三相无传感器无刷直流马达的第三定子线圈未连接到所述直流电源时测量所述三相无传感器无刷直流马达的所述第三定子线圈处的所述反电动势电压。