CN101965679A - 电动机驱动控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供利用简单的通电控制方法实现到高速驱动的电动机驱动控制装置。电动机驱动控制装置针对三相桥式电路循环反复正方向通电、通电关断、负方向通电、通电关断，进行通电相位调整，以使在通电关断时能够翻转端子电压。在高速驱动时，相位调整为在刚刚通电关断之后端子电压翻转，在无法到达期望的旋转速度时，进行使通电时间缩短的控制。由此，能够使与实际施加电压相对的相电流前进，并能够实现弱励磁驱动的高速旋转。同样在电压有余裕时，相位调整为在即将通电接通之前端子电压翻转，通过以通电关断时刻和端子电压翻转时刻的相位关系为期望关系的方式调整通电时间幅度，来实现施加电压和电流相位的最优化，并实现最大效率驱动。

Description

电动机驱动控制装置
技术领域
本发明涉及不使用用于检测在转子中包含永久磁铁的同步电动机(以下，简称为电动机)的磁极位置的传感器进行驱动的电动机驱动控制装置，尤其涉及没有使驱动电路的输出电压时刻变化、在从低速到高速的宽范围内进行驱动的电动机驱动控制装置。
背景技术
一直以来，为了驱动这种电动机，而采用了如下的方法，使用脉冲幅度调制来产生模拟正弦波的施加电压，使用所获得的正弦波状电流的瞬时值、施加电压和电动机的参数模型，根据参数模型通过重新计算来获得模型输出的电流值及模型输出的施加电压，进行反馈运算，以使推定相位信息调制成与模型输出的误差为零，从而推定磁极位置(例如，参照非专利文献1)。
另外，作为简单的方法还有如下的方法，在电角为120度等，仅在一部分期间施加恒定电压，在没有施加时采用端子电压，从而推断出磁极位置(例如，参照非专利文献2)。图7示出非专利文献2所述的现有电动机驱动控制装置。如图7所示，现有的电动机驱动控制装置利用整流电路3对交流电源4进行整流，然后利用电容器8进行平滑来获得直流。将直流输入三相桥式电路2，通过控制电路95将三相桥式电路2的半导体开关导通/关断，由此对电动机1施加模拟三相交流。这里的模拟三相交流是各相电压循环反复正方向通电、通电关断、负方向通电、通电关断的交流。关于电动机1的磁极位置检测是，利用滤波器(97u，97v，97w)对非通电期间的电压进行滤波，并分别通过比较电路(96u，96v，96w)与基准电压或三个电压的平均值进行比较，由此根据感应电压波形来直接检测磁极位置。
【非专利文献1】电气学会论文集D117卷1号平成9年P98～104
【非专利文献2】大野荣一著「电力电子学(power electronics)入门(改订3版)」欧姆公司出版，平成9年8月20日，P.242-244
但是，在非专利文献1的结构中，需要始终检测电动机电流，并以正弦波状的电流为前提，所以需要使施加电压时刻变化等，从而具有控制运算变得复杂这样的课题。另外，在非专利文献2的结构中，在停止通电的期间内，需要电动机的相电流为零、且能够检测出此时的端子电压变化的比较长的期间。因此，即使进行在期望转速变高、直流电压不足时采用的弱励磁控制，也无法在关断施加电压的期间内获得电动机电流为零的比较长的期间，因此具有难以进行在电动机的发电电压比直流电压充分高时驱动的弱励磁控制的课题。
发明内容
本发明用于解决上述现有的课题，其目的是提供在保持由逆变器产生的电压恒定的状态下能够实现弱励磁驱动的电动机驱动控制装置。
为了解决上述现有课题，本发明的电动机驱动控制装置具有三相全桥式电路，该三相全桥式电路由在各开关元件中并联设置逆方向流过电流的二极管的元件群构成，利用三相全桥式电路，将直流电源或对交流电源整流平滑后获得的模拟直流电源变换为任意电压和任意频率的模拟三相交流，以期望的转速来驱动电动机，其特征是，模拟三相交流是使各相循环反复正方向通电期间以及非通电期间和负方向通电期间以及非通电期间的模拟三相交流，该电动机驱动控制装置具有控制电路，其检测非通电期间内的端子电压，将端子电压从正变为负的时刻作为对应相的电流从负变为正的时刻，将端子电压从负变为正的时刻作为对应相的电流从正变为负的时刻，来调整施加电压的相位，以使基于所获得的各自电流变化时刻的电流相位和电压施加后产生结果的电动机端子中的交流电压(模拟三相交流电压)相位之差为期望的值。由此，即使在根据非通电期间的端子电压未能读出感应电压时，也可以知道电动机的电流相位，使电流相位和电压相位确保期望的关系，由此能够稳定驱动电动机。
在上述模拟三相交流中，从通电期间内的各桥中产生的端子电压的绝对值可相对于直流部分的中性点电位为恒定电压。由此，不需要时刻变更施加电压，能够以简单的结构来稳定驱动电动机。
根据实际旋转速度和期望旋转速度的偏差，可调整从通电期间内的各桥中产生的端子电压的绝对值。由此，能够获得期望的旋转速度。
在即使端子电压的绝对值成为能实现的最大值、实际旋转速度仍低于期望旋转速度的情况下，使非通电期间的比率增大，并调整通电开始相位，以使在大致刚刚成为非通电期间后，电流极性翻转。由此，不用降低对电动机施加的实际电压，就能够使电流相位提前，从而能够进行弱励磁驱动，并拓宽驱动范围。
上述电动机驱动控制装置还可以具有输入检测单元，该输入检测单元检测电动机驱动控制装置或包含电动机驱动控制装置的系统的输入电流或输入功率。在此情况下，根据输入检测单元的输出除以转速所得的值而算出的值，来设定使上述非通电期间的比率增大的上限。输入功率除以转速所得的值是与电动机转矩近似相当的值，所以能够知道决定弱励磁控制中无位置传感器的稳定性界限的参数即负载转矩，并能够在到达弱励磁驱动界限的广范围内进行稳定驱动。
当预先知道上述输入功率中的电动机驱动以外的部分所消耗的功率近似值时，可将输入检测单元的输出减去电动机驱动以外所消耗的功率所得的值作为输入检测单元的输出。由此，能够提高在实际电动机中产生的转矩估计精度，在到达弱励磁驱动界限的广范围内能够进一步稳定地驱动。
当在通电期间产生的对端子施加的电压的绝对值(端子电压的绝对值)小于能实现的最大值、且能够实现期望的旋转速度时，使通电期间的比率增大，并控制通电相位，以使在非通电期间的端子电压大致刚刚翻转的时刻之后，开始通电。由此，在转速低、施加电压有余裕的情况下，能够确保适当的电压和电流的相位关系，并实现高效率的驱动。
上述电动机驱动控制装置还具有输入检测单元，该输入检测单元检测电动机驱动控制装置或包含电动机驱动控制装置的系统的输入电流或输入功率，该电动机驱动控制装置根据输入检测单元的输出除以转速所得的值而算出的值，来决定非通电开始相位和非通电期间内端子电压翻转的相位之间的相位差(基准相位差)。由此，在负载转矩变动的情况下，也能够确保与该转矩相应的最优相位关系，并能够在宽转矩范围内实现高效率的驱动。
当预先知道上述输入功率中的电动机驱动以外的部分所消耗的功率近似值时，可将输入检测单元的输出减去电动机驱动以外所消耗的功率所得的值作为输入检测单元的输出。由此，在负载转矩发生变动的情况下，也能够确保与该转矩相应的最优相位关系，并能够在宽转矩范围内实现高效率的驱动。
上述电动机驱动控制装置在启动时可经由以下动作，对电动机施加使各相循环反复正方向通电期间、非通电期间、负方向通电期间和非通电期间的模拟三相交流，在非通电期间，调整施加电压幅度，使端子电压翻转，并确认在非通电期间内端子电压大致可靠地翻转的情况。由此，能够从启动开始实现基于相同检测单元的驱动，使驱动控制电路变得简单。
(发明效果)
本发明的电动机驱动控制装置不用检测瞬时电流、且电流相位的检测范围宽，所以能够进行宽范围的弱励磁驱动，并能够获得中低速的高效率驱动以及大的驱动范围。
附图说明
图1是本发明实施方式1～4中的电动机驱动控制装置的整体电路图。
图2是示出本发明实施方式1以及2中的电流进角特性的特性图。
图3是本发明实施方式1中的电动机驱动控制装置的输出信号的波形图。
图4是用于说明本发明实施方式1中的动作原理的电路图。
图5是本发明实施方式3中的电动机驱动控制装置的输出信号的波形图。
图6A是本发明实施方式4中的电动机驱动控制装置的输出信号的波形图。
图6B是本发明实施方式4中的电动机驱动控制装置的输出信号的波形图。
图7是现有电动机控制驱动装置的整体电路图。
符号说明
1  电动机
2  三相桥式电路
3  整流电路
4  交流电源
21 电流检测单元
22 振幅检测单元
25 控制电路
26u，26v，26w 比较电路
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。此外，本实施方式并不限定本发明。
(实施方式1)
图1示出本发明实施方式1中的电动机驱动控制装置的电路框图。图1所示的电动机驱动控制装置的结构即使在以后的实施方式2～4中也是通用的。在图1中，利用整流电路3对交流电源4进行整流，利用电容器8进行平滑，由此构成直流电源。直流电源与三相桥式电路2连接，三相桥式电路2的输出与电动机1连接。三相桥式电路2具有各相为2个、共计为6个的元件群。通过半导体开关和能够反向流过电流的二极管的并联连接来构成三相桥式电路2的各元件。控制电路25用于控制三相桥式电路2，输入在比较电路26u、26v、26w中使三相桥式电路2的输出3系统与基准电压比较后的信息，推定电动机1的旋转状况，并控制三相桥式电路2，由此进行电动机1的适当驱动。通过采用检测来自交流电源4的流入电流的电流检测单元21以及检测该电流振幅的振幅检测单元22的输出，可实现控制电路25的更高精度的控制。
在说明控制电路25的动作之前，对本驱动方式的基本原理进行说明。图2示出在同一转速、同一转矩的条件下与电动机的磁极相位相对的电流进角和与施加电压相对的电流进角的特性。为了高效地驱动电动机，只要在相同电流下产生更大的转矩既可，因此理想的是以磁极相位和电流相位一致的方式进行驱动。但是，在高效的驱动方法中，当要进行高速驱动时，需要高的施加电压，且电路规模增大。因此，在高速驱动时不那么重视效率的情况下，进行相对于磁极相位电流前进的所谓弱励磁驱动。如果进行弱励磁驱动，则能够抑制对电动机施加的电压，所以不需要高电压的电路。但是，本发明希望不要检测磁极相位的单元，从而无法直接检测磁极相位，所以不能直接控制电流进角。结果由图3的特性可知，当与磁极相位相对的电流进角增加时，与施加电压相对的电流进角也增加。因此，如果施加电压与电流的相位差保持为期望值，则高效率驱动和弱励磁驱动都能够实现。
图3(a)～(c)是用于说明控制电路25的动作的波形图。在控制电路25中，针对各个相，循环进行通电关断、正方向通电、通电关断、负方向通电的动作。图3(a)是通电的波形，通电关断期间是从时刻T1到时刻T3、从时刻T4到时刻T6、从时刻T7到时刻T9、从时刻T10到时刻T12，正方向通电期间是从时刻T3到时刻T4、从时刻T9到时刻T10，负方向通电期间是从时刻T6到时刻T7。图3(b)是该相电流的波形，从时刻T2到时刻T5、从时刻T8到时刻T11流过正方向电流，其以外的期间流过负方向的电流。图3(c)示出此时的端子电压的波形。在利用半导体开关进行正方向或负方向的通电时，端子电压与通电电压相同，但在通电关断的期间，根据电流的状态，端子电压波形发生变化。在图3中通电时用实线示出，通电关断期间的波形用虚线示出。
图4示出此变化的原理。图4(a)示出从桥式电路向电动机1流入电流的情况。在此情况下，开关401、402关断，电流经由二极管404向电动机1流动。通过二极管404使电动机的端子和直流电源的负极导通，因此端子电压与直流电源的负极相等。图4(b)示出电流从电动机返还的情况。在此情况下，经由二极管403向直流电源的正极侧导通，所以端子电压与直流电源的正极相等。
当根据此原理来说明图3(c)的波形时，在时刻T1关断了负方向通电时电流为负方向，所以端子电压为直流电压的正极电位。在时刻T2电流极性翻转，所以端子电压为直流电压的负极电位。在时刻T3进行正方向通电，所以端子电压为直流电压的正极电位。当在时刻T4进行通电关断时，电流为正，所以端子电压为直流电压的负极电位。在时刻T5电流极性翻转，所以端子电压为直流电压的正极电位。此外在时刻T6进行负方向通电，所以端子电压为直流电压的负极电位。控制电路25这样地进行通电，并且特别控制下一通电开始时刻，使从通电关断后到电流相位翻转为止的时间(例如，T1～T2，T4～T5，T7～T8等)尽量短。当从通电关断后到电流相位翻转为止的时间大于规定值时，需要使下一通电开始时刻提前。此时，端子电压可视为与几乎没有通电关断的波形相同。另外，能够使电流相位比电压相位前进从通电开始相位和电流翻转相位到下一通电开始相位的量。
此外，在即使这样地进行驱动也无法到达期望的旋转速度时，降低通电期间的比率。如果缩短通电期间，则从电流翻转相位到下一通电开始相位的量变长，所以能够进一步增加以电压为基准的电流进角。作为结果，能够使与磁极相位相对的电流进角也增加，并能够扩大弱励磁驱动范围。
通过这样缩短从通电关断到电流极性翻转的期间，如图3(c)的端子电压波形所示，成为正负都为最大电压的矩形电压，并且能够实现向电动机施加高电压。由此，能够在实现最大施加电压的同时，实现弱励磁驱动，并可以进行高速驱动。
(实施方式2)
在本实施方式中，图1的控制电路25通过采用检测来自交流电源4的流入电流的电流检测单元21以及检测该电流振幅的振幅检测单元22的输出，来实现更高精度的控制。尤其在电动机的转矩范围大的情况下，该控制电路为有效的单元。在图2中一并记录有负载转矩变化时的电流相位特性。当转矩增大时，与电压相对的电流进角减小，并且与电压相对的电流进角特性的变曲点向电流进角小的一侧移动。因此与电压相对的电流相位保持恒定的驱动控制无法跨越变曲点，所以为了实现更广范围的驱动，需要预先知道变曲点在那一带。因此，在电动机驱动装置的输入上设置电流检测单元21，并利用振幅检测单元22来检测该检测输出的振幅，由此在控制电路25中能够知晓输入电流值。
此外因为交流电源1的电压是大致恒定的，所以输入电流与输入功率近似等效。此外如果电路以及电动机的损失充分小，则输入功率和电动机的输出动力也近似等效。在控制电路25中可知电动机的转速，所以当输入电流值除以电动机转速时，能够获得与电动机转矩近似等效的值。通过采用该等效值设置与电压相对的电流相位的限制值，即使在有很大的转矩变化的情况下，也能够在界限内进行弱励磁驱动，从而能够实现很大的驱动范围。
另外，虽然示出了采用电动机驱动控制装置的输入功率的例子，但例如在冰箱等中，作为系统的输入功率除了本发明的电动机驱动以外，有时还具有加热器等。在此情况下，利用控制电路25来调查加热器是否通电，由此能够减去在加热器中使用的功率，并能够更高精度地推定电动机转矩，所以可实现更宽范围的驱动范围。
(实施方式3)
图5(a)～(c)是用于实现在对电动机施加的电压中具有余裕时的高效率驱动的波形图。图5(a)示出了半导体开关的通电指令，循环进行通电关断、正方向通电、通电关断、负方向通电的组合，从时刻T500到T502是通电关断，从时刻T502到T503是正方向的通电，从时刻T503到T505是通电关断，从时刻T505到T506是负方向的通电，从时刻T506到T508是再次通电关断，从时刻T508到T509是正极通电，从时刻T509到T511是通电关断。
图5(b)示出处于控制状态时的相电流的波形。相电流在时刻T501从负转为正，在时刻T504从正转为负，同样，在时刻T507转为正方向，在时刻T510转为负方向。
图5(c)是端子电压的波形。实线部分是利用半导体开关的通电来决定电压的部分，虚线部分是半导体开关在关断状态下根据电流来决定电压的部分。在通电关断的期间，电压为与电流极性相反极性的端子电压。即，在通电关断时，可根据端子电压来知晓电压极性。在图5的控制状态下，控制电流极性翻转在即将重新通电之前。通过这样地控制通电开始时刻，端子电压波形大致为正极电压和负极电压在每个180度期间交替变换的波形。
在图5中，相电流与端子电压波形的时间差如时刻T500与T501之差、时刻T503与T504之差、时刻T506与T507之差那样，能够利用控制电路25容易地求出。并且，因为时间差与相位差等效，可将通电幅度调整为期望的相位差。期望的相位差可以是预先求出的效率为最大的值，或者在负载转矩大幅变化时，与实施方式2所说明的方法相同，可采用如下的方法，即采用输入功率来推定电动机转矩值的概括值，根据该值以各自的转矩来决定效率为最大的期望的相位差。此外不言而喻，为了使施加电压低于可施加的最大电压，用于获得期望转速的、施加电压的调整可采用降低基于脉冲幅度调制的等效实际电压的方法。
(实施方式4)
图6A以及图6B是表示启动时的控制动作的波形图。在启动时的超低速旋转中感应电压也降低，难以与旋转变动进行区别，因此在驱动时进行通电的相位调制是困难的。因此，在启动的最初阶段不进行关于旋转相位的反馈，施加预定频率的交流电压，来作出电动机转子可同步旋转的状况。周期图6A以及图6B示出了即使在这样的情况下也启动的波形。
在施加的交流电压高于适当电压的情况下，如图6A所示，相对于端子电压，相电流成为大幅相位延迟状况。即，在时刻T600～T601的通电关断期间内相电流的极性为负，结果，端子电压为正方向的最大值。在下一通电关断期间即时刻T603和T604之间，相电流的极性为正，结果，端子电压为负方向的最大值。结果，相对于端子电压，相电流成为相位延迟状态。
在施加的交流电压低于适当电压的情况下，如图6B所示，相对于端子电压，相电流成为大幅相位前进状况。即，在时刻T651～T652的通电关断期间内相电流的极性为正，结果，端子电压为负方向的最大值。在下一通电关断期间即时刻T654和T655之间，相电流的极性为负，结果，端子电压为正方向的最大值。结果，相对于端子电压，相电流成为相位延迟状态。
为了进行更优的驱动，根据上述原理，调整通电时的电压幅度，可调整为在通电关断时端子电压翻转。这样确认启动后的结果是，可通过转移至实施方式3所说明的控制方式，来从启动开始利用同一电路单元实现适当的驱动。
工业上的可利用性
本发明的电动机驱动控制装置，无需使用电流传感器等、无需与电压相位变化相应地时刻调节施加电压，就能够实现在使用频度高的中转速区域的驱动效率提高和高旋转驱动的共存，因此具有压缩冷媒来获得冷热或温热的热泵关系的即冰箱、空气调节器、热泵式供热水机等，当然还可以适用于泵、风扇等的用途。

Claims (10)

1.一种电动机驱动控制装置，具有三相全桥式电路，该三相全桥式电路由在各开关元件中并联设置逆方向流过电流的二极管的元件群构成，利用上述三相全桥式电路，将直流电源或对交流电源整流平滑后获得的模拟直流电源变换为任意电压和任意频率的模拟三相交流，从而以期望的转速来驱动电动机，其特征在于，
上述模拟三相交流是使各相循环反复正方向通电期间以及非通电期间和负方向通电期间以及非通电期间的模拟三相交流，
该电动机驱动控制装置具有控制电路，其检测非通电期间内的电动机的端子电压，将端子电压从正变为负的时刻作为对应相的电流从负变为正的时刻，将端子电压从负变为正的时刻作为对应相的电流从正变为负的时刻，来调整施加电压的相位，以使基于所获得的各个电流变化时刻的电流相位与施加了电压的结果所产生的电动机端子中的交流电压的相位之差成为期望的值。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
在上述模拟三相交流中，从通电期间内的各桥中产生的端子电压的绝对值相对于直流部分的中性点电位为恒定电压。
3.根据权利要求2所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
根据实际旋转速度和期望旋转速度之间的偏差，调整从上述通电期间内的各桥中产生的端子电压的绝对值。
4.根据权利要求3所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
在即使上述端子电压的绝对值成为能实现的最大值、实际旋转速度仍低于期望旋转速度的情况下，使非通电期间的比率增大，并调整通电开始相位，以使在大致刚刚成为非通电期间后，电流极性翻转。
5.根据权利要求4所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
还具有输入检测单元，该输入检测单元检测电动机驱动控制装置或包含电动机驱动控制装置的系统的输入电流或输入功率，
该电动机驱动控制装置根据由上述输入检测单元的输出除以转速所得的值而算出的值，来设定使上述非通电期间的比率增大的上限。
6.根据权利要求5所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
在包含电动机驱动装置的系统中，当预先知道电动机驱动以外的部分所消耗的功率近似值时，将上述输入检测单元的输出减去电动机驱动以外所消耗的功率所得的值作为上述输入检测单元的输出。
7.根据权利要求3所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
当在上述通电期间产生的对端子施加的电压的绝对值小于能实现的最大值、且能够实现期望的旋转速度时，使通电期间的比率增大，并控制通电相位，以使在非通电期间的端子电压大致刚刚翻转的时刻之后，开始通电。
8.根据权利要求7所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
还具有输入检测单元，该输入检测单元检测电动机驱动控制装置或包含电动机驱动控制装置的系统的输入电流或输入功率，
该电动机驱动控制装置根据由上述输入检测单元的输出除以转速所得的值而算出的值，来决定非通电开始相位和非通电期间内端子电压翻转的相位之间的相位差。
9.根据权利要求8所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
在包含电动机驱动装置的系统中，当预先知道电动机驱动以外的部分所消耗的功率近似值时，将上述输入检测单元的输出减去电动机驱动以外所消耗的功率所得的值作为上述输入检测单元的输出。
10.根据权利要求7～9中任意一项所述的电动机驱动控制装置，其特征在于，
在启动时经由以下动作：对电动机施加使各相循环反复正方向通电期间、非通电期间、负方向通电期间和非通电期间的模拟三相交流，在非通电期间，调整施加电压幅度，使端子电压翻转，并确认在非通电期间内端子电压大致可靠地翻转的情况。
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