CN108141170B - 电力控制方法以及电力控制装置 - Google Patents

Abstract

电力控制方法具有如下步骤：电流测定步骤；指令值计算步骤；操作步骤；判定步骤，判定是否将在该期间内执行操作步骤的操作期间变更为比载波的1个周期长；第1抑制步骤，其在判定为对操作期间进行变更的情况下，在变更后的操作期间的最初的载波的半个周期，抑制开关元件的切换操作；比较步骤，在变更后的操作期间中的最初的半个周期和最后的半个周期之间的中间期间，对载波的斜率进行变更，根据载波和占空指令值的比较结果对开关元件进行切换操作；以及第2抑制步骤，在最后的半个周期，抑制开关元件的开关操作。

Description

电力控制方法以及电力控制装置

技术领域

本发明涉及电力控制方法以及电力控制装置。

背景技术

作为将直流电力变换为交流电力并施加于三相交流电机的电力控制方法之一，已知脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)电力控制方法。

在通常的PWM电力控制方法中，依次测定在载波最大或最小的定时对电机供给的电流，根据其测定电流、以及电机的请求扭矩而求出占空指令值。而且，对占空指令值和载波的大小进行比较，基于比较结果而对逆变器的开关元件的接通/断开进行操作。由此，控制对电机的施加电压的脉冲宽度，对电机供给所需的电力。

与这样的PWM电力控制方法相关的处理利用半导体芯片实现。在多数情况下，对于半导体芯片规定能够稳定地进行动作的温度范围。因此，在半导体芯片本身的温度升高等情况下，如果半导体芯片因开关元件的操作而发热，则半导体芯片的温度有可能会超过上述温度范围。

因此，根据日本特开2009-100599号公报公开的技术，通过将载波的频率变更得较低，延长了能够进行开关元件的操作的操作期间。由此，开关元件的操作频率下降，因此半导体芯片的发热得到抑制。

发明内容

在上述这样的PWM电力控制方法中，在测定对电机供给的电流之后直至根据其测定电流而进行开关元件的操作的操作期间开始为止的期间，必须等待与操作期间相当的时间。

这里，在使用专利文献1中公开的技术的情况下，存在如下问题，即，其延迟时间会与操作期间的延长相应地延长，因此电机的旋转控制的精度有可能会下降。

本发明就是着眼于这样的问题而提出的，其目的在于提供能够提高电机的旋转控制的精度的电力控制方法以及电力控制装置。

根据本发明的电力控制装置的控制方法的一个方式，一种控制对电机供给的电力的电力控制方法，包含如下步骤：电流测定步骤，对在载波最大或最小的定时向电机供给的电流进行测定；指令值计算步骤，根据电流测定步骤中的测定电流、以及电机的请求扭矩而对占空指令值进行计算；操作步骤，在载波从最大值以及最小值中的一者向另一者单调地变化的期间，对载波和占空指令值的大小进行比较，根据该比较的结果对开关元件进行切换操作；判定步骤，判定是否将在该期间内执行操作步骤的操作期间变更为比载波的1个周期长；第1抑制步骤，在判定步骤中判定为对操作期间进行变更的情况下，在载波从变更后的操作期间的开始定时单调地变化的最初的载波的半个周期内，抑制开关元件的切换操作；比较步骤，在变更后的操作期间中的最初的半个周期和最后的载波的半个周期之间的中间期间，对所述载波的斜率进行变更，对载波和占空指令值的大小进行比较，根据该比较的结果而对开关元件进行切换操作；以及第2抑制步骤，在最后的载波的半个周期内，抑制开关元件的开关操作。

附图说明

图1是第1实施方式的电源系统的概略结构图。

图2是对开关元件的操作频率进行变更的处理的说明图。

图3是对开关元件的操作频率进行变更的处理的说明图。

图4A是表示比较处理和PWM信号的一个例子的图。

图4B是表示比较处理和PWM信号的一个例子的图。

图5是表示电机控制器的结构的框图。

图6是增益控制处理的说明图。

图7是第2实施方式的对开关元件的操作频率进行变更的处理的说明图。

图8是对开关元件的操作频率进行变更的处理的说明图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

(第1实施方式)

图1是第1实施方式的电源系统的概略结构图。

图1所示的电源系统100载置于电动车辆。根据该系统，从电池101经由继电器102以及逆变器103而对电机104供给电力。

电池101是二次电池，将直流电力输出。

继电器102对电源系统100整体的驱动或停止进行控制。

逆变器103具有多个开关元件(绝缘栅双极型晶体管IGBT)Tr1～Tr6、整流元件(二极管)D1～D6。整流元件D1～D6与开关元件Tr1～Tr6分别并联设置。与此同时，整流元件D1～D6设置为使得电流向开关元件Tr1～Tr6的整流方向的相反方向流动。另外，开关元件分别串联连接有2个，串联连接的2个开关元件之间与电机104的三相(UVW)的输入部中的任一相分别连接。

具体而言，开关元件Tr1以及Tr2、开关元件Tr3以及Tr4、开关元件Tr5以及Tr6分别串联连接。而且，开关元件Tr1以及Tr2的连接点与电机104的U相的输入部连接，开关元件Tr3以及Tr4的连接点与电机104的V相的输入部连接，开关元件Tr5以及Tr6的连接点与电机104的W相的输入部连接。根据从电机控制器111输出的PWM信号而对这样设置的开关元件Tr1～Tr6进行切换操作，由此对从电池101施加于电机104的电压的脉冲宽度进行控制。正常情况下，将这种控制成为PWM电力控制。此外，下面，将对开关元件Tr的切换操作简称为开关元件Tr的操作进行说明。

此外，将未从逆变器103施加电压的情况下的电机104的各相的输入部的电位设为零。另外，电容器105的电位差为Vcap。因此，施加于电机104的各相的输入部的电压的电位设为“-Vcap/2”至“+Vcap/2”的范围的值。

电机104是在转子具有永磁体的永磁体型的三相交流电机，对于三相(UVW相)分别具有输入部。电机104是对电动车辆的驱动轮进行驱动的驱动源，电动车辆的驱动轮随着电机104的旋转而旋转。

电容器105配置于继电器102与逆变器103之间，与逆变器103并联连接。电容器105对从电池101向逆变器103输入的直流电力进行平滑化。

电流传感器106对从逆变器103向电机104的各相的输入部流动的各电流的大小分别进行测定。在本实施方式中，电流传感器106U、106V、106W这3个电流传感器设置于针对电机104的各相的输入部的电源线。电流传感器106U、106V、106W分别将测定所得的各相的三相交流电流Iu、Iv、Iw向电机控制器111反馈输出。

转子位置传感器107例如是旋转编码器、编码器等。转子位置传感器107设置于电机104的转子的附近，对电机104的转子的相位θ进行测定。而且，转子位置传感器107将表示测定所得的转子的相位θ的转子位置传感器信号输出至电机控制器111。

电压传感器108与电容器105并联设置。如果对作为电容器105的两端的电位差的电容器电压Vcap进行测定，则电压传感器108将电容器电压Vcap输出至栅极驱动电路109。

栅极驱动电路109根据从电机控制器111输入的PWM信号而对逆变器103的开关元件Tr1～Tr6进行操作。另外，栅极驱动电路109对开关元件Tr1～Tr6的温度进行测定，并且检测是否正常地进行动作。栅极驱动电路109将表示对开关元件Tr1～Tr6测定所得的温度、检测出的状态等的IGBT信号向电机控制器111输出。栅极驱动电路109将表示利用电压传感器108测定所得的电容器电压Vcap的电容器电压信号输出至电机控制器111。

如果对表示作为对电机104请求的扭矩的请求扭矩的扭矩指令值T*进行计算，则车辆控制器110将计算出的扭矩指令值T*输出至电机控制器111。

电机控制器111为了控制向电机104施加的施加电压的脉冲宽度而分别对逆变器103的开关元件Tr1～Tr6输出脉冲宽度调制(PWM)信号。具体而言，电机控制器111基于从电流传感器106输出的三相交流电流Iu、Iv、Iw、从转子位置传感器107输出的转子的相位θ、以及从车辆控制器110输出的扭矩指令值T*而对电压指令值进行计算。然后，电机控制器111利用电压指令值、以及从电压传感器108输出的电容器电压Vcap而对占空指令值进行计算。然后，电机控制器111对占空指令值和载波进行比较，并根据比较结果而生成PWM信号。然后，电机控制器111将生成的PWM信号向栅极驱动电路109输出。栅极驱动电路109基于输入的各PWM信号而分别对逆变器103的开关元件Tr1～Tr6进行操作。由此，控制向电机104施加的施加电压的脉冲宽度，能够在电机104中产生扭矩指令值T*的扭矩。

此外，在电源系统100中，由逆变器103、电流传感器106、以及电机控制器111等构成电力控制装置。另外，电机控制器111由半导体芯片构成。

这里，说明电机控制器111对开关元件Tr的操作频率的变更方法。

图2是对开关元件的操作频率进行变更的处理的说明图。图2(a)中示出了未对操作频率进行变更的情况下的PWM信号生成处理。图2(b)中示出了利用现有技术对载波的频率进行变更而对操作频率进行变更的情况下的PWM信号生成处理。图2(c)中示出了在本发明中对载波的一部分的斜率进行变更而对操作频率进行变更的情况下的PWM信号生成处理。

图2(a)～图2(c)中分别记载有计算期间、比较处理、以及PWM信号。在计算期间内，示出了电机控制器111进行占空指令值的计算处理的期间。在比较处理中，对载波以及占空指令值进行比较。在PWM信号中，示出了高电平或低电平的信号。根据该信号的电平而对开关元件Tr进行操作。

另外，在图2(a)～图2(c)中，分别在计算期间与比较处理之间示出了箭头。该箭头表示从占空指令值的计算完毕的定时起直至开始进行计算出的占空指令值和载波的比较的定时为止的滞后。

此外，在未对频率进行变更的载波单调地增大或减小的期间、即从最小值变化至最大值(从波谷至波峰)、或者从最大值变化至最小值(从波峰至波谷)的期间，相当于载波的周期的一半。因此，将这样的未对频率进行变更的载波单调地增大或减小的期间称为载波的半个周期。另外，将与某个测定电流相应的占空指令值和载波的比较、以及进行与该比较结果相应的开关元件Tr的操作的期间称为操作期间。即，每个操作期间都进行开关元件Tr的操作。

首先，利用图2(a)说明未对开关元件Tr的操作频率进行变更的情况下的PWM信号生成处理。

时刻T1是载波最大的定时。在该时刻T1，电流传感器106对电流进行测定。而且，电机控制器111利用该测定电流开始进行在时刻T2～T3使用的占空指令值的计算。此外，在时刻T1～T2的期间，对已经计算出的占空指令值和载波的大小进行比较，生成与其比较结果相应的PWM信号。

具体而言，在占空指令值比载波大的情况下，生成使得开关元件Tr接通的PWM信号。另一方面，在占空指令值比载波小的情况下，生成使得开关元件Tr断开的PWM信号。此外，对占空指令值和载波相交叉的位置标注圆形标记，在标注该圆形标记的定时对开关元件Tr进行操作。

在时刻T1s，电机控制器111完成占空指令值的计算处理。

时刻T2是载波最小的定时。在该时刻T2，开始进行在时刻T1s下计算出的占空指令值和载波的比较。

在时刻T2之后也反复进行上述动作。

因此，在如图2(a)所示那样未对操作频率进行变更的情况下，每隔载波的半个周期而进行与测定电流相应的占空指令值和载波的比较、以及开关元件Tr的操作。因此，操作期间相当于载波的半个周期。

下面，利用图2(b)对利用现有技术对载波的频率进行变更而变更操作频率的情况下的PWM信号生成处理进行说明。该图中的载波与图2(a)所示的载波相比，周期变更为4倍，即，频率变更为1/4倍。

时刻T1是载波最小的定时。从该时刻T1起开始进行占空指令值和载波的比较处理。而且，电机控制器111开始利用该测定电流而进行在时刻T5以后所使用的占空指令值的计算。此外，在时刻T1～T5的期间，对已经计算出的占空指令值和载波的大小进行比较，生成与该比较结果相应的PWM信号。

在时刻T1s，电机控制器111完成占空指令值的计算处理。

时刻T5是载波最大的定时。在该时刻T5，开始进行在时刻T1s计算出的占空指令值和载波的比较处理。

在时刻T5之后也反复进行上述动作。

因此，在如图2(b)所示那样对载波的频率进行变更的情况下，每隔频率变更前的载波的半个周期的4倍的时间，进行与测定电流相应的占空指令值和载波的比较、以及开关元件Tr的操作。因此，操作期间相当于变更前的载波的半个周期的4倍的时间。这样，与图2(a)所示的情况相比，操作期间变为4倍，因此能够使操作频率降低1/4倍。

下面，利用图2(c)对本发明中对载波的一部分的斜率进行变更而变更操作频率的情况下的PWM信号生成处理进行说明。该图中的载波与图2(a)中的载波相比，改变了一部分(时刻T2～T4)的斜率。另外，在该图中，开关元件Tr的操作期间与图2(b)所示的操作期间相同，与图2(a)所示的操作期间相比，达到4倍。此外，在占空指令值和载波不交叉的情况下，不对开关元件Tr进行操作。

另外，将从变更后的操作期间的开始定时开始的、载波单调地变化的载波的半个周期的期间称为最初的半个周期。另一方面，将在操作期间的结束定时结束的载波的半个周期的期间称为最后的半个周期。而且，将操作期间的最初的半个周期和最后的半个周期之间的期间称为中间期间。

时刻T1是载波最大的定时，最初的半个周期开始。在该时刻T1，电流传感器106对电流进行测定。而且，电机控制器111利用该测定电流而开始对时刻T2～T4之间的占空指令值的计算。此外，从时刻T1起开始进行占空指令值和载波的比较处理，但在时刻T1～T2，占空指令值始终大于或等于载波，因此不进行开关元件的切换操作。

在时刻T1s，电机控制器111完成占空指令值的计算处理。

时刻T2是载波最小的定时，此时最初的半个周期结束、且中间期间开始。在该时刻T2，以在中间期间内使得载波从最小值向最大值单调地增加的方式对载波的斜率进行变更。而且，开始对时刻T1s下计算出的占空指令值、和变更斜率后的载波的比较处理。

同时，参照图中的计算期间，在时刻T2，电机控制器111开始进行时刻T4～T5之间的占空指令值的确定处理。此外，在时刻T2，不利用测定电流对占空指令值进行计算，而是根据中间期间的载波的斜率的正负而确定占空指令值。具体而言，中间期间内的载波的斜率为正，因此将载波的最小值(小值侧)确定为时刻T4～T5之间的占空指令值。此外，在中间期间内的载波的斜率为负的情况下，将载波的最大值(大值侧)确定为占空指令值。

在时刻T2s’，电机控制器111完成占空指令值的确定处理，将载波的最小值确定为占空指令值。此外，与利用测定电流对占空指令值进行计算的时间(时刻T1～T1’)相比，根据载波的斜率而确定占空指令值的时间(时刻T2～T2’)更短。

时刻T4是载波最大的定时，此时中间期间结束、且最后的半个周期开始。而且，在时刻T4，电机控制器111开始进行在时刻T2s’确定的占空指令值、和载波的比较处理。

时刻T5是载波最小的定时，此时最后的半个周期结束、且下一操作期间的最初的半个周期开始。在该时刻T5，占空指令值未被变更。同时，在时刻T5，电流传感器106对电流进行测定，电机控制器111基于其测定电流在下一操作期间开始进行在开关元件Tr的操作中使用的占空指令值的计算。

在时刻T5之后，也重复上述动作。此外，在本说明中，在时刻T5不进行占空指令值的设定，但有时例如因半导体芯片的处理方面的制约等而需要在载波最大或最小的定时将某个值设定为占空指令值。在这种情况下，在时刻T3，设定与时刻T2时相同的值的占空指令值，在时刻T5，设定与时刻T4时相同的值的占空指令值。

因此，如图2(c)所示，在每个操作期间(时刻T1～T5)内，进行与测定电流相应的占空指令值和载波的比较、以及开关元件Tr的操作。此外，该操作期间相当于载波的半个周期的4倍的时间。这样，与图2(a)所示的情况相比，操作期间变为4倍，因此能够使操作频率降低至1/4倍。

这里，对图2(c)所示那样的变更载波的一部分的斜率的情况下的动作进行总结如下。进行与测定电流相应的占空指令值和载波的比较、以及在该期间内进行开关元件Tr的操作的操作期间，从电流的测定定时(时刻T1)开始。此外，从操作期间的开始定时开始的载波单调地变化的半个周期(时刻T1～T2)是最初的半个周期。另一方面，在操作期间的结束定时结束的载波的单调变化结束的半个周期(时刻T4～T5)是最后的半个周期。而且，操作期间内的最初的半个周期和最后的半个周期之间的期间(时刻T2～T4)是中间期间。此外，在中间期间内，载波从最小值以及最大值中的一者向另一者单调地变化。

在中间期间(时刻T2～T4)内，在载波和与测定电流相应的占空指令值的大小关系颠倒的定时，对开关元件进行切换操作。另一方面，在最初的半个周期(时刻T1～T2)、以及最后的半个周期(时刻T4～T5)，将占空指令值设定为较大的值或者较小的值，不改变占空指令值和载波的大小关系而对开关元件进行切换操作。因此，在变更后的操作期间(时刻T1～T5)，仅在中间期间(时刻T2～T4)对开关元件Tr进行切换操作。这样，在每个变更后的操作期间内对开关元件Tr进行切换操作，因此能够使开关元件Tr的操作频率降低。

图3是开关元件的操作频率的变更处理的说明图。图3与图2相同，图3(a)是操作频率未变更的情况下的PWM信号生成处理的说明图。图3(b)是利用现有技术对载波的频率进行变更的情况下的PWM信号生成处理的说明图。图3(c)是根据本发明对载波的一部分的斜率进行变更的情况下的PWM信号生成处理的说明图。在该图中，示出了比图2更长的期间的PWM信号生成处理。

在图3(b)所示的变更频率的情况下、以及图3(c)所示的变更载波的一部分的斜率的情况下，分别在每个变更前的载波的半个周期的4倍的期间内进行开关元件Tr的操作。

在对载波的一部分的斜率进行变更时，在最初的半个周期，在中间期间的载波的斜率为正的情况下，占空指令值变为载波的最大值，在中间期间的载波的斜率为负的情况下，占空指令值变为载波的最小值。另一方面，在最后的半个周期，在中间期间的载波的斜率为正的情况下，占空指令值变为载波的最小值，在中间期间的载波的斜率为负的情况下，占空指令值变为载波的最大值。这样，利用图3(c)对占空指令值的设定动作进行了具体说明。

参照时刻T1～T5的操作期间，中间期间(时刻T2～T4)内的载波的斜率为正，因此在最后的半个周期(时刻T4～T5)内将载波的最小值设定为占空指令值。而且，参照下一操作期间(时刻T5～T9)，在最初的半个周期(时刻T5～T6)，占空指令值保持载波的最小值不变而未被变更。这是与中间期间(时刻T6～T8)内的载波的负的斜率相应的值。

因此，电机控制器111在某个操作期间的中间期间的结束定时，将与该中间期间的斜率相应的载波的最大值或者最小值的一者设定为占空指令值。由此，在某个操作期间中的最后的半个周期内，占空指令值变为与中间期间的载波的斜率相应的值。而且，即使在下一操作期间中的最初的半个周期内也不改变地使用该占空指令值。由此，下一操作期间的最初的半个周期的占空指令值变为与中间期间的载波的斜率相应的值。

这里，对图2(a)及图3(a)所示的未变更操作频率的情况下、以及图2(b)及图3(b)所示的变更载波的频率的情况下的、占空指令值和占空比的关系进行说明。此外，占空比是指PWM信号的针对开关元件Tr的操作周期的ON区间的比率。

图4A是表示比较处理和PWM信号的一个例子的图。

在该图的比较处理中，由实线示出了未变更操作频率的情况下的载波。另外，虚线示出了变更频率的情况下的载波。此外，占空指令值在未变更操作频率的情况下、以及变更频率的情况下分别相同，并由粗实线示出。

另外，在该图的PWM信号中，未变更操作频率的情况下的PWM信号由粗实线示出。另外，变更频率的情况下的PWM信号由粗虚线示出。

未变更操作周期的情况下的占空比为PWM信号的ON区间的总和，与变更频率的情况下的占空比相等。这是因为，即使载波的斜率不同，既然载波在一定的周期内反复出现最大值和最小值，则占空指令值比载波大的区间的总和也与占空比相等。

因此，在图2(b)及图3(b)所示那样变更频率的情况下，直接使用计算出的占空指令值，由此能够将占空比设为所需值。

下面，对图2(b)及图3(b)所示的变更频率的情况下、图2(c)及图3(c)所示的变更载波的一部分的斜率的情况下的、占空指令值和占空比的关系进行说明。

图4B是表示比较处理和PWM信号的另一个例子的图。

在该图的比较处理中，对于变更频率的情况，占空指令值由粗虚线示出，载波由虚线示出。此外，该占空指令值设为Db*。另外，关于抑制开关元件的操作的情况，占空指令值由粗实线示出，载波由实线示出。此外，该占空指令值中的时刻T2～T4(中间期间)的占空指令值设为Dc*。

另外，在该图的PWM信号中，未变更操作频率的情况下、以及变更频率的情况下的PWM信号一致，且由实线示出。

这里，在变更频率的情况下、以及抑制开关元件的操作的情况下，为了使占空比相等，需要使开关元件Tr的操作定时一致。为此，占空指令值Dc*需要设为占空指令值Db*的2倍的大小。这是因为，抑制开关元件的操作的情况与变更频率的情况相比，中间期间内的载波的斜率变为2倍。此外，该斜率的倍率能够通过中间期间除操作期间而求出。

因此，在抑制开关元件的操作的情况下，将计算出的占空指令值校正为由比较期间除操作期间而求出的值的2倍，由此能够将占空比设为所需值。

此外，如果将操作期间相对于载波的半个周期的倍率表示为变更倍率K(图2(b)、图2(c)、图3(b)、图3(c)、图4A、图4B中，K＝4)，则变更后的操作期间变为变更前的载波的半个周期的“K-2”倍。因此，占空指令值的校正倍率变为“K/(K-2)”倍。

下面，利用图5对图1的电机控制器111的结构进行说明。

图5是表示电机控制器111的结构的图。

电流指令值计算部501基于由图1的车辆控制器110计算出的扭矩指令值T*、以及电机104的旋转速度ω而对d轴电流指令值Id*以及q轴电流指令值Iq*进行计算。

此外，以下面的方式对电机104的旋转速度ω进行求解。

相位运算部507基于从图1的转子位置传感器107输出的转子位置传感器信号而对转子相位θ进行计算。

而且，旋转速度运算部508对相位运算部507计算出的转子相位θ进行微分运算，由此对旋转速度(电角速度)ω进行运算。

在电流控制部502中，输入有从电流指令值计算部501输出的d轴电流指令值Id*以及q轴电流指令值Iq*、以及作为从相位变换部509向电机104流动的电流的测定值的d轴电流Id以及q轴电流Iq。电流控制部502基于上述输入值而对d轴电压指令值Vd*以及q轴电压指令值Vq*进行计算。具体而言，电流控制部502以不使d轴电流指令值Id*和d轴电流Id之间出现偏差的方式求出d轴电压指令值Vd*。另外，电流控制部502以不使q轴电流指令值Iq*和q轴电流Iq之间出现偏差的方式求出q轴电压指令值Vq*。

这里，在大幅变更电压指令值的情况下，从电压指令值变更为目标值之后直至实际对电机104的施加电压达到目标值为止，有时需要时间。这样在变更指令值之后直至反映出实际值为止的状态，被称为过渡状态。因此，在电压指令值被大幅变更的定时，通过进行后述那样的针对电压指令值的增益控制处理，能够缩短过渡状态的时间。

此外，相位变换部509基于由图1的电流传感器106U、106V、106W测定所得的三相交流电流Iu、Iv、Iw、以及由相位运算部507计算出的转子相位θ而对d轴电流Id以及q轴电流Iq进行计算。

此外，电流传感器106对载波的大小进行测定的定时、和从相位变换部509输出的d轴电流Id以及q轴电流Iq变化的定时同步。例如，在电流传感器106在载波的大小最大的定时对向电机104流动的电流进行测定的情况下，从相位变换部509输出的d轴电流Id以及q轴电流Iq与载波的大小最大的定时同步地变化。

相位变换部503利用d轴电压指令值Vd*以及q轴电压指令值Vq*、以及从相位运算部507输出的电机104的转子的相位θ而求出三相交流电压指令值Vu0*、Vv0*、Vw0*。而且，相位变换部503将求出的三相交流电压指令值Vu0*、Vv0*、Vw0*输出至电压校正部504。

如上所述，对电机104的各相的输入部供给的电位处于“-Vcap/2”至“+Vcap/2”的范围。因此，三相交流电压指令值Vu*、Vv*、Vw*处于“-Vcap/2”至“+Vcap/2”的范围。

电压校正部504中从相位变换部503输入有三相交流电压指令值Vu0*、Vv0*、Vw0*，并从操作期间计算部510输入有切换周期的变更倍率K。如利用图4B说明的那样，电压校正部504将三相交流电压指令值Vu0*、Vv0*、Vw0*分别设为“K/(K-2)”倍而设为校正后电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

这里，如上所述，从电压指令值被变更起直至施加电压达到该值为止，处于被称为过渡状态的状态。电压校正部504进行这样的校正，由此使得开关元件Tr的操作定时变为所需的定时，因此包含过渡状态在内能够使电流控制性能变得良好。

此外，可以不进行电压校正部504的校正。在这种情况下，过渡状态下的电流控制性能会变差。然而，既然利用测定电流而对占空指令值进行求解，则进行反馈控制，因此除了过渡状态以外的稳定状态下的电流控制性能、即测定电流相对于电流指令值的追随性，与进行电压校正部504的校正的情况下大致等同。

这里，对操作期间计算部510的变更倍率K的计算方法进行说明。

操作期间计算部510中输入有电机控制器111的半导体温度、电机104的旋转速度ω、以及电机104的扭矩指令值T*。操作期间计算部510基于上述输入而确定操作期间的变更的有无、以及变更后的操作期间的倍率K。此外，在变更操作期间的情况下，变更倍率K设定为比2大的值。

变更倍率K越大，开关元件Tr的操作频率越小，因此能够减小半导体芯片的发热量。因此，半导体芯片的温度越高，将变更倍率K设定为越大。另外，旋转速度ω的绝对值越接近0，电机104的散热越得到抑制，因此变更倍率K设定为越大。另外，扭矩指令值T*的绝对值越大，将变更倍率K设定得越大。

操作期间计算部510将变更倍率K输出至电压校正部504以及PWM信号生成部506。

占空变换部505基于校正后电压指令值Vu*、Vv*、Vw*、以及图1的电容器105的电容器电压Vcap并利用下式(1)，生成占空指令值Du*、Dv*、Dw*并输出至PWM信号生成部506。

[式1]

PWM信号生成部506中输入有占空指令值Du*、Dv*、Dw*、以及变更倍率K。

在需要操作期间的变更的情况下，PWM信号生成部506对占空指令值Du*、Dv*、Dw*进行图2(c)中说明的处理。具体而言，在最初的半个周期、以及最后的半个周期内，根据中间期间的载波的斜率而将占空指令值设定为较大值或较小值。此外，在中间期间内，利用电压校正部504将占空指令值的变更倍率校正为K倍。而且，PWM信号生成部506对这样的载波、和占空指令值Du*、Dv*、Dw*进行比较而生成PWM信号。

另一方面，在不需要操作期间的变更的情况下，PWM信号生成部506不对占空指令值Du*、Dv*、Dw*进行图2(c)中说明的处理，对载波和占空指令值Du*、Dv*、Dw*进行比较而生成PWM信号。在该情况下，在中间期间内，对于占空指令值部不利用电压校正部504进行校正。

这里，利用图6对电流控制部502的增益控制处理进行说明。

图6是电流控制部502的增益控制处理的说明图。

图6(a)是表示未进行增益控制处理的情况下的指令值和施加电压的图。在该图中，从电流控制部502输出的电压指令值向电机104中的施加电压的变换值V*由实线示出，针对电机104的实际的施加电压V由虚线示出。此外，下面，为了方便，将从电流控制部502输出的电压指令值向电机104中的施加电压的变换值V*称为电压指令值V*而进行说明。

在从电压指令值V*向目标值变化之后直至实际的施加电压V达到目标值为止，存在延迟时间。因此，如该图所示，即使电压指令值以矩形变化，实际的针对电机的施加电压也未变为矩形，直至与电压指令值一致为止需要时间。这样的直至施加电压与电压指令值一致为止的状态是过渡状态。

图6(b)是表示进行增益控制处理的情况下的电压指令值和施加电压的图。在该图中，进行增益控制处理的情况下的电压指令值V*由实线示出，针对电机104的实际的施加电压V由虚线示出。如该图所示，对电压指令值V*进行增益控制，从而能够缩短直至实际的针对电机的施加电压V与电压指令值V*一致为止的过渡状态的期间。此外，图6(b)是增益控制处理的一个例子，并不局限于图示的增益控制处理的方法。

这里，如果操作期间变长，则从求出电压指令值V*的定时起直至实际对开关元件进行操作为止的延迟时间变长。因此，在进行增益控制处理的情况下，直至根据增益控制处理后的电压指令值V*而使得施加电压实际达到目的值为止的时间变长。因此，例如，在增益量较大等情况下，在产生过冲时，过冲被放大，有可能使得施加电压分散。

因此，操作期间越长(变更倍率K越大)，电流控制部502越减小增益量，操作期间越短，电流控制部502越增大增益量。由此，能够抑制过冲变得长期化而使得施加电压分散，并能够缩短过渡状态的时间。

通过第1实施方式的电力控制方法，能够获得下面的效果。

在第1实施方式的电力控制方法中，在载波最大或最小的定时，电流传感器106执行对向电机104供给的电流进行测定的电流测定步骤。然后，在电机控制器111中，根据测定电流以及电机104的请求扭矩而执行对占空指令值进行计算的指令值计算步骤。然后，对载波和占空指令值的大小进行比较，根据比较结果而执行对开关元件进行切换操作的操作步骤。

而且，在电机控制器111中，执行判定是否需要进行与某个测定电流相应的占空指令值和载波的比较、以及与该比较的结果相应的开关元件Tr的操作的操作期间的变更的判定步骤。而且，在半导体芯片的温度较高而在判定步骤中判定为需要操作期间的变更的情况下，执行第1抑制步骤、比较步骤、以及第2抑制步骤。

在第1抑制步骤中，在最初的半个周期内，抑制开关元件的开关操作。在比较步骤中，在中间期间内，对载波的斜率进行变更，对变更后的载波和占空指令值进行比较，根据比较结果而对开关元件进行操作。而且，在第2抑制步骤中，在最后的半个周期内，抑制开关元件的开关操作。

由此，在变更后的操作期间内，仅在中间期间内对开关元件进行操作。另一方面，在最初的半个周期以及最后的半个周期内，抑制开关元件Tr的操作。因此，在变更后的操作期间内，仅在中间期间内对开关元件进行操作，因此能够降低开关元件Tr的操作频率。因此，能够抑制半导体芯片的温度升高，因此能够保护半导体芯片。

并且，在执行比较步骤的中间期间内，根据在指令值计算步骤中计算出的占空指令值和载波的比较结果而对开关元件进行操作。因此，在操作期间内与载波比较的占空指令值并非在该操作期间之前计算出的占空指令值，而是在其操作期间中计算出的占空指令值。因此，对于从电流测定步骤的电流的测定定时起直至开始与该测定电流相应的占空指令值和载波的比较为止的延迟时间，可以设为比操作期间短。

另外，根据第1实施方式的电力控制方法，在最初的半个周期内，根据中间期间的载波的斜率的正负而将载波的最大值以及最小值的一者设定为所述占空指令值。另一方面，在最后的半个周期内，将载波的最大值以及最小值的另一者设定为所述占空指令值。通过以该方式设定占空指令值，在最初的半个周期、以及最后的半个周期内，使得载波和占空指令值不交叉，因此能够抑制开关元件Tr的开关操作。

另外，根据第1实施方式的电力控制方法，在执行第1抑制步骤的最初的半个周期、以及执行第2抑制步骤的最后的半个周期内，不变更载波的频率。这里，由于半导体芯片的制约，对于载波的斜率的变更，有时仅能在载波最大或最小的定时进行变更。在这种情况下，在最初的半个周期以及最后的半个周期内，也不变更载波的斜率，因此从载波的最大值以及最小值的一者变化为另一者，因此能够在中间期间的开始以及结束定时对载波的斜率进行变更。因此，能够提高设计的自由度。

另外，根据第1实施方式的电力控制方法，在中间期间内，使用基于在包含该中间期间在内的操作期间的开始定时测定所得的电流而求出的占空指令值。因此，从电流的测定定时起直至设定与该测定电流相应的占空指令值为止的延迟时间，相当于最初的半个周期的时间。

另一方面，在如现有技术那样将载波的频率变更为较低的情况下，从电流的测定定时起直至设定与该测定电流相应的占空指令值为止的延迟时间，相当于变更后的操作期间。因此，根据本实施方式，能够缩短从电流的测定定时起直至设定与该测定电流相应的占空指令值为止的延迟时间，因此能够提高电机104的旋转控制的精度。

并且，在载波最大或最小的定时中，除了电流测定定时以外，不对电流进行测定而不对占空指令值进行计算。因此，能够降低电机控制器的处理负荷。

另外，根据第1实施方式的电压控制方法，在电压校正部504中，执行如下校正步骤，即，针对三相交流电压指令值Vu0*、Vv0*、Vw0*，根据变更后的操作期间、以及中间期间的长度而进行校正。具体而言，在校正步骤中，电压指令值与倍率(K/(K-2)倍)相应地增大，该倍率(K/(K-2)倍)是通过与变更倍率K相应的较长操作期间的长度除以中间期间的长度而求出的。

通过执行比较步骤，中间期间内的载波的斜率被变更，因此占空比未变为与原来的占空指令值相应的值。因此，通过进行这样的校正步骤而考虑了斜率的变更，能够将占空比设为与原来的占空指令值相应的值。因此，能够在与测定电流相应的原来的定时对开关元件Tr进行操作，因此能够提高电机104的旋转控制的精度。

另外，根据第1实施方式的电压控制方法，在电流指令值计算部502中，执行根据变更倍率K而进行增益控制处理的增益控制步骤。

这里，从电压指令值发生变化起直至实际的施加电压与指令值一致为止产生延迟，该延迟的状态被称为过渡状态。为了缩短该过渡状态的时间，在电压指令值变化的定时进行增益控制处理。这里，操作期间越长则延迟时间越长，因此在增益倍率较大的情况下，有可能因增益控制处理而使得施加电压过冲而分散。因此，通过与操作期间的变更倍率K相应的增益控制，具体而言，通过变更倍率K越大则越减小增益控制处理中的增益量，能够减小过冲的可能性，并能够缩短过渡状态的时间。

另外，根据第1实施方式的电力控制方法，执行如下判定步骤，即，根据半导体芯片的温度、电机104的旋转速度、以及电机104的扭矩指令值中的至少1个而判定是否对操作期间进行变更。对于半导体芯片而规定能够稳定地进行动作的温度范围。因此，在半导体芯片的测定温度较高的情况下，对操作期间进行变更。在电机104的旋转速度较低的情况下，对操作期间进行变更。另外，在电机104的扭矩指令值T*的绝对值较大的情况下，对操作期间进行变更。因此，在半导体芯片的温度有可能超过能稳定地进行动作的温度范围的情况下，通过降低开关元件Tr的操作频率而抑制半导体芯片的发热，因此能够保护半导体芯片。

(第2实施方式)

在第1实施方式中，对如下例子进行了说明，即，在最初的半个周期、以及最后的半个周期内，不对载波的斜率进行变更，仅在中间期间内对斜率进行变更，但并不局限于此。对以下情况进行说明，即，即使在最初的半个周期、以及最后的半个周期内，也与中间期间同样地对载波的斜率进行变更，载波的斜率的绝对值在操作期间的整个区间内不变化。

图7是操作期间的斜率的绝对值未变化的情况下的PWM信号控制的说明图。在该图中，示出了变更倍率K为4的情况下的操作期间(时刻T1～T5)的PWM信号控制。

在时刻T1、即载波最大的定时，电流传感器106对电流进行测定。而且，电机控制器111利用其测定电流而开始进行指令值的计算。

在时刻T1～T2的最初的半个周期内，对载波的斜率进行变更，中间期间(时刻T2～T4)的载波的斜率与绝对值相等。另外，中间期间(时刻T2～T4)内的载波的斜率为正，因此占空指令值变为载波的最大值(较大值)。这样，在最初的半个周期内，载波和占空指令值不交叉，因此不对开关元件Tr进行开关操作。同时，在时刻T1，电机控制器111开始进行时刻T2～T4之间的占空指令值的计算处理。

在时刻T1s，电机控制器111完成占空指令值的计算处理。

在时刻T2，即，如果中间期间开始，则电机控制器111开始进行在时刻T1s计算出的占空指令值和载波的比较处理。此外，在中间期间内，载波从最小值向最大值单调地增大，载波和占空指令值相交叉，因此对开关元件Tr进行开关操作。同时，在时刻T2，电机控制器111开始进行占空指令值的确定处理。

如果到达时刻T2s’，则电机控制器111完成占空指令值的确定处理。在该确定处理中，中间期间的斜率为正，因此作为从时刻T4开始的最后的半个周期的占空指令值而确定载波的最小值(较小值)。此外，在中间期间的斜率为负的情况下，将载波的最大值(较大值)确定为最后的半个周期的占空指令值。

在时刻T4，即，如果中间期间结束，则电机控制器111开始进行在时刻T2s’确定的占空指令值和载波的比较。

在时刻T5、即最后的半个周期结束而下一操作期间开始的定时，对载波的斜率的正负进行切换。

由此，在变更后的操作期间(时刻T1～T5)内，仅在中间期间(时刻T2～T4)对开关元件Tr进行操作，在最初的半个周期(时刻T1～T3)、以及最后的半个周期(时刻T4～T5)不对开关元件Tr进行操作。因此，在每个变更前的载波的半个周期的4倍的长度即每个操作期间内对开关元件Tr进行操作，因此能够将操作频率设为1/4倍。

图8是开关元件的操作频率的变更处理的说明图。图8(a)是未变更操作频率的情况下的PWM信号生成处理的说明图。图8(b)是抑制图7所示的开关元件的操作的情况下的PWM信号生成处理的说明图。在该图中，示出了比图7更长的期间的PWM信号生成处理。

参照该图，在整个区间内，示出了未变更载波的斜率的绝对值的情况。而且，如时刻T5、T9等那样，在从某个操作期间到达下一操作期间的定时、即操作期间开始或结束的定时，对载波的斜率的正负进行切换。通过进行这样的动作，能够实施本实施方式的发明。

通过第2实施方式的电力控制方法，能够获得下面的效果。

根据第2实施方式的电力控制方法，在第1抑制步骤、比较步骤、以及第2抑制步骤中，载波的斜率的绝对值相等，在第1抑制步骤的开始定时，对载波的斜率的正负进行切换。

由此，能够降低开关元件Tr的操作频率，并且通过抑制载波的斜率的绝对值的频繁的变更，能够降低电机控制器111的处理负荷。另外，利用电机控制器无需频繁地进行载波的斜率的绝对值的变更，在载波的最大值或最小值的定时以外也能够进行斜率的正负的切换。在这种情况下，也能够实施本发明，因此能够提高设计的自由度。

以上对本发明的实施方式进行了说明，但上述实施方式不过示出了本发明的应用例的一部分而已，其主旨并非将本发明的技术范围限定为上述实施方式的具体结构。另外，可以适当地对上述实施方式进行组合。

Claims (9)

1.一种电力控制方法，其控制对电机供给的电力，

该电力控制方法具有：

电流测定步骤，在载波最大或最小的定时，测定向所述电机供给的电流；

指令值计算步骤，根据所述电流测定步骤中的测定电流以及所述电机的请求扭矩，对占空指令值进行计算；

操作步骤，在所述载波从最大值以及最小值中的一者向另一者单调地变化的期间，对所述载波和所述占空指令值的大小进行比较，根据该比较的结果，对开关元件进行切换操作；

判定步骤，判定是否将在该期间内执行所述操作步骤的操作期间变更为比所述载波的1个周期长；

第1抑制步骤，在所述判定步骤中判定为对所述操作期间进行变更的情况下，在从所述变更后的操作期间的开始定时起载波单调地变化的最初的载波的半个周期内，抑制所述开关元件的切换操作；

比较步骤，在所述变更后的操作期间中的所述最初的载波的半个周期和最后的载波的半个周期之间的中间期间，对所述载波的斜率进行变更，对所述载波和所述占空指令值的大小进行比较，根据该比较的结果而对所述开关元件进行切换操作；以及

第2抑制步骤，在所述最后的载波的半个周期，抑制所述开关元件的开关操作。

2.根据权利要求1所述的电力控制方法，其中，

在所述第1抑制步骤中，根据所述中间期间的载波的斜率的正负，将所述载波的最大值以及最小值中的一者设定为所述占空指令值，

在所述第2抑制步骤中，将另一者设定为所述占空指令值。

3.根据权利要求1或2所述的电力控制方法，其中，

在所述第1抑制步骤以及所述第2抑制步骤中，不对所述载波的斜率进行变更。

4.根据权利要求1或2所述的电力控制方法，其中，

在所述第1抑制步骤、所述比较步骤以及所述第2抑制步骤中，所述载波的斜率的绝对值相等，

在所述第1抑制步骤的开始定时，对所述载波的斜率的正负进行切换。

5.根据权利要求1或2所述的电力控制方法，其中，

在所述比较步骤中，将使用在该变更后的操作期间的开始定时测定出的电流而计算出的占空指令值与所述载波进行比较。

6.根据权利要求1或2所述的电力控制方法，其中，

还具有校正步骤，该校正步骤根据所述变更后的操作期间以及所述中间期间的长度，对所述占空指令值进行校正。

7.根据权利要求1或2所述的电力控制方法，

还具有增益控制步骤，该增益控制步骤进行与操作期间的变更倍率相应的增益控制。

8.根据权利要求1或2所述的电力控制方法，其中，

在所述判定步骤中，根据执行所述电力控制方法的半导体芯片的温度、所述电机的旋转速度以及电机的扭矩指令值中的至少一个，判定是否对所述操作期间进行变更。

9.一种电力控制装置，其具有：

电流传感器，其在载波的大小最大或最小的定时，测定向电机供给的电流；以及

控制器，其在所述载波最大或最小的定时，测定向所述电机供给的电流，根据所述测定的电流以及所述电机的请求扭矩，对占空指令值进行计算，在所述载波从最大值以及最小值中的一者单调地变化期间，对所述载波和所述占空指令值的大小进行比较，根据该比较的结果，对开关元件进行切换操作，

在该电力控制装置中，

所述控制器，

判定是否对为了对所述开关元件进行切换操作而执行所述操作步骤的操作期间进行变更，

在判定为对所述操作期间进行变更的情况下，在从所述变更后的操作期间的开始定时起载波单调地变化的最初的载波的半个周期内，抑制所述开关元件的开关操作，

在所述变更后的操作期间中的所述最初的载波的半个周期和最后的载波的半个周期之间的中间期间内，对载波的斜率进行变更，在该变更后的载波从最大值以及最小值中的一者向另一者单调地变化期间，对所述载波和所述占空指令值的大小进行比较，根据该比较的结果，对所述开关元件进行切换操作，

在所述最后的载波的半个周期内，抑制所述开关元件的开关操作。