KR101907368B1 - 전력 제어 방법 및 전력 제어 장치 - Google Patents

Abstract

전력 제어 방법은, 전류 측정 스텝과, 명령값 산출 스텝과, 조작 스텝과, 조작 스텝이 그 기간 내에 실행되는 조작 기간을 캐리어파의 1주기보다 길게 변경할지 여부를 판정하는 판정 스텝과, 조작 기간을 변경한다고 판정되는 경우에는, 변경 후의 조작 기간의 최초의 캐리어파의 반주기에 있어서 스위칭 소자의 전환 조작을 억제하는 제1 억제 스텝과, 변경 후의 조작 기간 중 최초의 반주기와 최후의 반주기의 사이의 중간 기간에 있어서 캐리어파의 기울기를 변경하고, 캐리어파와 듀티 명령값의 비교 결과에 따라 스위칭 소자를 전환 조작하는 비교 스텝과, 최후의 반주기에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 조작을 억제하는 제2 억제 스텝을 갖는다.

Description

전력 제어 방법 및 전력 제어 장치

본 발명은 전력 제어 방법 및 전력 제어 장치에 관한 것이다.

직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 3상 교류 모터에 인가하는 전력 제어 방법의 하나로서, 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 전력 제어 방법이 알려져 있다.

일반적인 PWM 전력 제어 방법에 있어서는, 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에 모터에 공급되는 전류가 순차적으로 측정되고, 그 측정 전류 및 모터의 요구 토크에 따라, 듀티 명령값이 구해진다. 그리고, 듀티 명령값과 캐리어파의 크기가 비교되고, 비교 결과에 기초하여 인버터의 스위칭 소자의 온/오프를 조작한다. 이와 같이 함으로써, 모터로의 인가 전압의 펄스 폭이 제어되고, 모터에 원하는 전력이 공급된다.

이러한 PWM 전력 제어 방법에 관한 처리는, 반도체 칩에 의해 실현되고 있다. 대부분의 경우, 반도체 칩에는, 안정적으로 동작 가능한 온도 범위가 정해져 있다. 그 때문에, 반도체 칩 자체의 온도가 높게 되어 있는 경우 등에 있어서, 반도체 칩이 스위칭 소자의 조작에 기인하여 발열해 버리면, 반도체 칩이 상기 온도 범위를 초과해 버릴 우려가 있다.

그래서, 일본 특허 공개 제2009-100599호 공보에 개시되어 있는 기술에 따르면, 캐리어파의 주파수를 낮게 변경함으로써, 스위칭 소자의 조작이 행해질 수 있는 조작 기간을 길게 한다. 이와 같이 함으로써, 스위칭 소자의 조작 빈도가 저하되므로, 반도체 칩의 발열이 억제된다.

상술한 바와 같이 PWM 전력 제어 방법에서는, 모터에 공급되는 전류가 측정되고 나서, 그 측정 전류에 따라 스위칭 소자의 조작이 행해지는 조작 기간이 개시될 때까지의 동안, 조작 기간에 상당하는 시간만큼 기다리지 않으면 안된다.

여기서, 특허문헌 1에 개시되어 있는 기술을 사용하는 경우에는, 조작 기간을 길게 한 만큼 이 지연 시간이 커져 버리므로, 모터의 회전 제어의 정밀도가 저하될 우려가 있다고 하는 과제가 있었다.

본 발명은 이러한 과제에 착안하여 이루어진 것이며, 모터의 회전 제어의 정밀도를 높일 수 있는 전력 제어 방법, 및 전력 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 전력 제어 장치의 제어 방법의 일 형태에 따르면, 모터에 공급하는 전력을 제어하는 전력 제어 방법이며, 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에 있어서 모터에 공급되는 전류를 측정하는 전류 측정 스텝과, 전류 측정 스텝에 있어서의 측정 전류 및 모터의 요구 토크에 따라, 듀티 명령값을 산출하는 명령값 산출 스텝과, 캐리어파가 최댓값 및 최솟값 중 한쪽에서부터 다른 쪽으로 단조롭게 변화하는 동안에, 캐리어파와 듀티 명령값의 크기를 비교하고, 해당 비교한 결과에 따라 스위칭 소자를 전환 조작하는 조작 스텝과, 조작 스텝이 그 기간 내에 실행되는 조작 기간을 캐리어파의 1주기보다 길게 변경할지 여부를 판정하는 판정 스텝과, 판정 스텝에 있어서 조작 기간을 변경한다고 판정되는 경우에는, 변경 후의 조작 기간의 개시 타이밍에서부터 캐리어파가 단조롭게 변화하는 최초의 캐리어파의 반주기에 있어서, 스위칭 소자의 전환 조작을 억제하는 제1 억제 스텝과, 변경 후의 조작 기간 중 최초의 반주기와, 최후의 캐리어파의 반주기의 사이의 중간 기간에 있어서, 상기 캐리어파의 기울기를 변경하여, 캐리어파와 듀티 명령값의 크기를 비교하고, 해당 비교한 결과에 따라 스위칭 소자를 전환 조작하는 비교 스텝과, 최후의 캐리어파의 반주기에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 조작을 억제하는 제2 억제 스텝을 갖는다.

도 1은 제1 실시 형태의 전원 시스템의 개략 구성도이다.
도 2는 스위칭 소자의 조작 빈도를 변경하는 처리의 설명도이다.
도 3은 스위칭 소자의 조작 빈도를 변경하는 처리의 설명도이다.
도 4a는 비교 처리와 PWM 신호의 일례를 도시하는 도면이다.
도 4b는 비교 처리와 PWM 신호의 일례를 도시하는 도면이다.
도 5는 모터 컨트롤러의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 6은 게인 제어 처리의 설명도이다.
도 7은 제2 실시 형태의 스위칭 소자의 조작 빈도를 변경하는 처리의 설명도이다.
도 8은 스위칭 소자의 조작 빈도를 변경하는 처리의 설명도이다.

이하, 도면을 참조하여, 본 발명의 실시 형태에 대하여 설명한다.

(제1 실시 형태)

도 1은, 제1 실시 형태에 있어서의 전원 시스템의 개략 구성도이다.

도 1에 도시되는 전원 시스템(100)은, 전동 차량에 적재되어 있는 것으로 한다. 이 시스템에 따르면, 배터리(101)로부터, 릴레이(102) 및 인버터(103)를 통하여, 모터(104)에 전력이 공급된다.

배터리(101)는 이차 전지이며, 직류 전력을 출력한다.

릴레이(102)는, 전원 시스템(100) 전체의 구동 또는 정지를 제어한다.

인버터(103)는, 복수의 스위칭 소자(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 IGBT)(Tr1 내지 Tr6)와, 정류 소자(다이오드)(D1 내지 D6)를 구비하고 있다. 정류 소자(D1 내지 D6)는, 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)의 각각과 병렬로 설치된다. 이와 함께, 정류 소자(D1 내지 D6)는, 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)의 정류 방향과는 역방향으로 전류가 흐르도록 설치되어 있다. 또한, 스위칭 소자는 2개씩 직렬로 접속되어 있고, 직렬 접속된 2개의 스위칭 소자의 사이와, 모터(104)의 3상(UVW)의 입력부 중 어느 것이 각각 접속되어 있다.

구체적으로는, 스위칭 소자(Tr1 및 Tr2), 스위칭 소자(Tr3 및 Tr4), 스위칭 소자(Tr5 및 Tr6)가, 각각 직렬로 접속되어 있다. 그리고, 스위칭 소자(Tr1 및 Tr2)의 접속점과 모터(104)의 U상의 입력부가 접속되고, 스위칭 소자(Tr3 및 Tr4)의 접속점과 모터(104)의 V상의 입력부가 접속되고, 스위칭 소자(Tr5 및 Tr6)의 접속점과 모터(104)의 W상의 입력부가 접속되어 있다. 이와 같이 설치된 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)가 모터 컨트롤러(111)로부터 출력되는 PWM 신호에 따라 전환 조작됨으로써, 배터리(101)로부터 모터(104)로 인가되는 전압의 펄스 폭이 제어된다. 일반적으로, 이러한 제어가, PWM 전력 제어라고 칭해지고 있다. 또한, 이하에서는, 스위칭 소자(Tr)가 전환 조작되는 것을, 간단히 스위칭 소자(Tr)의 조작이라고 칭하여 설명한다.

또한, 인버터(103)로부터 전압이 인가되지 않은 경우의 모터(104)의 각 상의 입력부에 있어서의 전위는 제로인 것으로 한다. 또한, 콘덴서(105)의 전위차가 Vcap이다. 그 때문에, 모터(104)의 각 상의 입력부에 인가되는 전압의 전위는, 「-Vcap/2」에서부터 「+Vcap/2」까지의 범위의 값인 것으로 한다.

모터(104)는, 회전자에 영구 자석을 구비하는 영구 자석형의 3상 교류 모터이며, 3상(UVW상)의 각각에 대하여 입력부를 갖고 있다. 모터(104)는 전동 차량의 구동륜을 구동하는 구동원이며, 모터(104)의 회전에 수반하여 전동 차량의 구동륜이 회전한다.

콘덴서(105)는, 릴레이(102)와 인버터(103)의 사이에 배치되고, 인버터(103)와 병렬로 접속되어 있다. 콘덴서(105)는, 배터리(101)로부터 인버터(103)로 입력되는 직류 전력을 평활화한다.

전류 센서(106)는, 인버터(103)로부터 모터(104)의 각 상의 입력부로 흐르는 전류의 각각의 크기를 측정한다. 본 실시 형태에서는, 전류 센서(106U, 106V, 106W)의 3개의 전류 센서가, 모터(104)의 각 상의 입력부로의 전원선에 설치되어 있다. 전류 센서(106U, 106V, 106W)는, 각각, 측정한 각 상의 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 모터 컨트롤러(111)에 피드백 출력한다.

회전자 위치 센서(107)는, 예를 들어 리졸버나 인코더 등이다. 회전자 위치 센서(107)는, 모터(104)의 회전자의 근방에 설치되어 있고, 모터(104)의 회전자의 위상 θ를 측정한다. 그리고, 회전자 위치 센서(107)는, 측정한 회전자의 위상 θ를 나타내는 회전자 위치 센서 신호를, 모터 컨트롤러(111)에 출력한다.

전압 센서(108)는, 콘덴서(105)와 병렬로 설치되어 있다. 전압 센서(108)는, 콘덴서(105)의 양단의 전위차인 콘덴서 전압 Vcap를 측정하면, 콘덴서 전압 Vcap를 게이트 구동 회로(109)에 출력한다.

게이트 구동 회로(109)는, 모터 컨트롤러(111)로부터 입력되는 PWM 신호에 따라, 인버터(103)의 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)를 조작한다. 또한, 게이트 구동 회로(109)는, 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)에 대하여, 온도를 측정함과 함께 정상적으로 동작하고 있는지 여부를 검출한다. 게이트 구동 회로(109)는, 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)에 대하여 측정한 온도나 검출한 상태 등을 나타내는 IGBT 신호를, 모터 컨트롤러(111)에 출력한다. 게이트 구동 회로(109)는, 전압 센서(108)에 의해 측정된 콘덴서 전압 Vcap를 나타내는 콘덴서 전압 신호를 모터 컨트롤러(111)에 출력한다.

차량 컨트롤러(110)는, 모터(104)에 요구되는 토크인 요구 토크를 나타내는 토크 명령값 T^*를 산출하면, 산출한 토크 명령값 T^*를, 모터 컨트롤러(111)에 출력한다.

모터 컨트롤러(111)는, 모터(104)로의 인가 전압의 펄스 폭을 제어하기 위해, 인버터(103)의 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)의 각각에 대하여 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 출력한다. 구체적으로는, 모터 컨트롤러(111)는, 전류 센서(106)로부터 출력되는 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)와, 회전자 위치 센서(107)로부터 출력되는 회전자의 위상 θ와, 차량 컨트롤러(110)로부터 출력되는 토크 명령값 T^*에 기초하여, 전압 명령값을 산출한다. 이어서, 모터 컨트롤러(111)는, 전압 명령값과, 전압 센서(108)로부터 출력되는 콘덴서 전압 Vcap를 사용하여, 듀티 명령값을 산출한다. 이어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값과 캐리어파를 비교하고, 비교 결과에 따라 PWM 신호를 생성한다. 이어서, 모터 컨트롤러(111)는, 생성한 PWM 신호를 게이트 구동 회로(109)에 출력한다. 게이트 구동 회로(109)는, 입력된 각 PWM 신호에 기초하여 인버터(103)의 스위칭 소자(Tr1 내지 Tr6)를 각각 조작한다. 이와 같이 함으로써, 모터(104)로의 인가 전압의 펄스 폭이 제어되고, 모터(104)에 있어서는 토크 명령값 T^*의 토크를 발생시킬 수 있다.

또한, 전원 시스템(100)에 있어서는, 인버터(103), 전류 센서(106) 및 모터 컨트롤러(111) 등에 의해, 전력 제어 장치가 구성되는 것으로 한다. 또한, 모터 컨트롤러(111)는, 반도체 칩에 의해 구성된다.

여기서, 모터 컨트롤러(111)에 의한 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도의 변경 방법에 대하여 설명한다.

도 2는, 스위칭 소자의 조작 빈도를 변경하는 처리의 설명도이다. 도 2의 (a)에는, 조작 빈도를 변경하지 않는 경우의 PWM 신호 생성 처리가 도시되어 있다. 도 2의 (b)에는, 종래 기술을 사용하여, 캐리어파의 주파수를 변경하여 조작 빈도를 변경하는 경우의, PWM 신호 생성 처리가 도시되어 있다. 도 2의 (c)에는, 본원 발명에 있어서, 캐리어파의 일부의 기울기를 변경하여 조작 빈도를 변경하는 경우의, PWM 신호 생성 처리가 도시되어 있다.

도 2의 (a) 내지 (c)에는, 각각 산출 기간, 비교 처리 및 PWM 신호가 기재되어 있다. 산출 기간에 있어서는, 모터 컨트롤러(111)가 듀티 명령값의 산출 처리를 행하는 기간이 나타나 있다. 비교 처리에 있어서는, 캐리어파 및 듀티 명령값이 비교된다. PWM 신호에 있어서는, 하이 레벨 또는 로우 레벨의 신호가 나타나 있다. 이 신호의 레벨에 따라, 스위칭 소자(Tr)가 조작된다.

또한, 도 2의 (a) 내지 (c)의 각각에 있어서, 산출 기간과 비교 처리의 사이에, 화살표가 나타나 있다. 이 화살표는, 듀티 명령값의 산출이 완료된 타이밍에서부터, 산출한 듀티 명령값과 캐리어파의 비교를 개시하는 타이밍까지의 지연을 나타내고 있다.

또한, 주파수를 변경하지 않은 캐리어파가 단조롭게 증가 또는 감소하는 기간, 즉 최솟값에서부터 최댓값까지(골부에서부터 산부까지), 또는 최댓값에서부터 최솟값까지(산부에서부터 골부까지) 변화하는 기간은, 캐리어파의 주기의 절반에 상당한다. 그래서, 이러한 주파수를 변경하지 않은 캐리어파가 단조롭게 증가 또는 감소하는 기간을, 캐리어파의 반주기라고 칭하기로 한다. 또한, 어떠한 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교, 및 그 비교 결과에 따른 스위칭 소자(Tr)의 조작이 행해지는 기간을, 조작 기간이라고 칭하기로 한다. 즉, 스위칭 소자(Tr)의 조작은, 조작 기간마다 행해진다.

우선, 도 2의 (a)를 사용하여, 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도를 변경하지 않는 경우의 PWM 신호 생성 처리에 대하여 설명한다.

시각(T1)은, 캐리어파가 최대가 되는 타이밍이다. 이 시각(T1)에 있어서, 전류 센서(106)는 전류를 측정한다. 그리고, 모터 컨트롤러(111)는, 이 측정 전류를 사용하여 시각(T2 내지 T3)에서 사용되는 듀티 명령값의 산출을 개시한다. 또한, 시각(T1 내지 T2)까지의 동안에 있어서는, 이미 산출된 듀티 명령값과 캐리어파의 크기가 비교되고, 그 비교 결과에 따른 PWM 신호가 생성된다.

구체적으로는, 듀티 명령값이 캐리어파보다 큰 경우에는, 스위칭 소자(Tr)가 온이 되는 PWM 신호가 생성된다. 한편, 듀티 명령값이 캐리어파보다 작은 경우에는, 스위칭 소자(Tr)가 오프가 되는 PWM 신호가 생성된다. 또한, 듀티 명령값과 캐리어파가 교차하는 위치에 동그라미 표시가 부여되어 있고, 이 동그라미 표시가 부여된 타이밍에 스위칭 소자(Tr)가 조작된다.

시각(T1s)에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 산출 처리를 완료한다.

시각(T2)은, 캐리어파가 최소가 되는 타이밍이다. 이 시각(T2)에 있어서, 시각(T1s)에서 산출된 듀티 명령값과 캐리어파의 비교를 개시한다.

시각(T2)보다 후에 있어서도, 상술한 동작이 반복된다.

따라서, 도 2의 (a)에 도시한 바와 같이 조작 빈도를 변경하지 않는 경우에는, 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교, 및 스위칭 소자(Tr)의 조작은, 캐리어파의 반주기마다 행해진다. 따라서, 조작 기간은, 캐리어파의 반주기에 상당한다.

이어서, 도 2의 (b)를 사용하여, 종래 기술을 사용하여, 캐리어파의 주파수를 변경하여 조작 빈도를 변경하는 경우의, PWM 신호 생성 처리에 대하여 설명한다. 이 도면에서의 캐리어파는, 도 2의 (a)에 도시된 캐리어파와 비교하면, 주기가 4배, 즉 주파수가 1/4배로 변경되어 있다.

시각(T1)은, 캐리어파가 최소가 되는 타이밍이다. 이 시각(T1)에서부터 듀티 명령값과 캐리어파의 비교 처리를 개시한다. 그리고, 모터 컨트롤러(111)는, 이 측정 전류를 사용하여 시각(T5) 이후에 사용되는 듀티 명령값의 산출을 개시한다. 또한, 시각(T1 내지 T5)까지의 동안에 있어서는, 이미 산출된 듀티 명령값과 캐리어파의 크기가 비교되고, 그 비교 결과에 따른 PWM 신호가 생성된다.

시각(T1s)에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 산출 처리를 완료한다.

시각(T5)은, 캐리어파가 최대가 되는 타이밍이다. 이 시각(T5)에 있어서, 시각(T1s)에서 산출된 듀티 명령값과 캐리어파의 비교 처리를 개시한다.

시각(T5)보다 후에 있어서도, 상술한 동작이 반복된다.

따라서, 도 2의 (b)에 도시한 바와 같이 캐리어파의 주파수를 변경하는 경우에는, 주파수의 변경 전의 캐리어파의 반주기의 4배의 시간마다, 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교, 및 스위칭 소자(Tr)의 조작이 행해진다. 따라서, 조작 기간은, 변경 전의 캐리어파의 반주기의 4배의 시간에 상당한다. 이와 같이, 도 2의 (a)에 도시한 경우와 비교하면, 조작 기간이 4배가 되기 때문에, 조작 빈도를 1/4배로 저하시킬 수 있다.

이어서, 도 2의 (c)를 사용하여, 본원 발명에 있어서 캐리어파의 일부의 기울기를 변경하여 조작 빈도를 변경하는 경우의 PWM 신호 생성 처리에 대하여 설명한다. 이 도면에 있어서의 캐리어파는, 도 2의 (a)에 있어서의 캐리어파와 비교하면, 일부(시각(T2 내지 T4))의 기울기가 변경되어 있다. 또한, 이 도면에 있어서는, 스위칭 소자(Tr)의 조작 기간은, 도 2의 (b)에 도시된 조작 기간과 마찬가지로, 도 2의 (a)에 도시된 조작 기간과 비교하면 4배가 되는 것으로 한다. 또한, 듀티 명령값과 캐리어파가 교차하지 않는 경우에는, 스위칭 소자(Tr)는 조작되지 않는 것으로 한다.

또한, 변경된 조작 기간의 개시 타이밍에서부터 시작되는, 캐리어파가 단조롭게 변화하는 캐리어파의 반주기의 기간을, 최초의 반주기라고 칭하기로 한다. 한편, 조작 기간의 종료 타이밍에 끝나는 캐리어파의 반주기의 기간을, 최후의 반주기라고 칭하기로 한다. 그리고, 조작 기간에 있어서의 최초의 반주기와 최후의 반주기의 사이의 기간을, 중간 기간이라고 칭하기로 한다.

시각(T1)은, 캐리어파가 최대가 되는 타이밍이며, 최초의 반주기가 개시된다. 이 시각(T1)에 있어서, 전류 센서(106)는 전류를 측정한다. 그리고, 모터 컨트롤러(111)는, 그 측정 전류를 사용하여 시각(T2 내지 T4)인 동안의 듀티 명령값의 산출을 개시한다. 또한, 시각(T1)에서부터, 듀티 명령값과 캐리어파의 비교 처리가 개시되지만, 시각(T1 내지 T2)에 있어서는, 듀티 명령값은 항상 캐리어파 이상이기 때문에, 스위칭 소자의 전환 조작은 되지 않는다.

시각(T1s)에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 산출 처리를 완료한다.

시각(T2)은, 캐리어파가 최소가 되는 타이밍이며, 최초의 반주기가 종료됨과 함께 중간 기간이 개시된다. 이 시각(T2)에 있어서는, 중간 기간인 동안에 캐리어파가 최솟값에서부터 최댓값으로 단조롭게 증가하도록, 캐리어파의 기울기가 변경된다. 그리고, 시각(T1s)에서 산출된 듀티 명령값과, 기울기를 변경한 캐리어파의 비교 처리를 개시한다.

동시에, 도면 중의 산출 기간을 참조하면, 시각(T2)에 있어서는, 모터 컨트롤러(111)는, 시각(T4 내지 T5)인 동안의 듀티 명령값의 결정 처리를 개시한다. 또한, 시각(T2)에 있어서는, 측정 전류를 사용하여 듀티 명령값이 산출되는 것이 아니라, 중간 기간의 캐리어파의 기울기의 정부에 따라 듀티 명령값이 결정된다. 구체적으로는, 중간 기간에 있어서의 캐리어파의 기울기가 정이기 때문에, 시각(T4 내지 T5)인 동안의 듀티 명령값으로서 캐리어파의 최솟값(로우 사이드)이 결정된다. 또한, 중간 기간에 있어서의 캐리어파의 기울기가 부인 경우에는, 듀티 명령값으로서 캐리어파의 최댓값(하이 사이드)이 결정된다.

시각(T2s')에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 결정 처리를 완료하여, 캐리어파의 최솟값을 듀티 명령값으로서 결정한다. 또한, 측정 전류를 사용하여 듀티 명령값을 산출하는 시간(시각(T1 내지 T1'))보다, 캐리어파의 구배에 따라 듀티 명령값을 결정하는 시간(시각(T2 내지 T2'))의 쪽이 짧다.

시각(T4)은, 캐리어파가 최대가 되는 타이밍이며, 중간 기간이 종료됨과 함께 최후의 반주기가 개시된다. 그리고, 시각(T4)에 있어서는, 모터 컨트롤러(111)는, 시각(T2s')에서 결정된 듀티 명령값과, 캐리어파의 비교 처리를 개시한다.

시각(T5)은, 캐리어파가 최소가 되는 타이밍이며, 최후의 반주기가 종료됨과 함께 다음 조작 기간의 최초의 반주기가 개시된다. 이 시각(T5)에 있어서는, 듀티 명령값은 변경되지 않는다. 동시에, 시각(T5)에 있어서, 전류 센서(106)는 전류를 측정하고, 모터 컨트롤러(111)는, 그 측정 전류에 기초하여 다음 조작 기간에서 스위칭 소자(Tr)의 조작에 사용하는 듀티 명령값의 산출을 개시한다.

시각(T5)보다 후에 있어서도, 상술한 동작이 반복된다. 또한, 본 설명에 있어서는, 시각(T5)에 있어서, 듀티 명령값의 설정이 되어 있지 않지만, 예를 들어 반도체 칩의 처리 상의 제약 등에 의해, 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에, 어떠한 값을 듀티 명령값으로 설정할 필요가 있는 경우가 있다. 이러한 경우에는, 시각(T3)에 있어서 시각(T2)과 동일한 값의 듀티 명령값을 설정하고, 시각(T5)에 있어서, 시각(T4)과 동일한 값의 듀티 명령값을 설정한다.

따라서, 도 2의 (c)에 도시한 바와 같이 함으로써, 조작 기간(시각(T1 내지 T5))마다, 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교, 및 스위칭 소자(Tr)의 조작이 행해지게 된다. 또한, 이 조작 기간은, 캐리어파의 반주기의 4배의 시간에 상당한다. 이와 같이, 도 2의 (a)에 도시한 경우와 비교하면, 조작 기간이 4배가 되기 때문에, 조작 빈도를 1/4배로 저하시킬 수 있다.

여기서, 도 2의 (c)에 도시된 바와 같은, 캐리어파의 일부의 기울기를 변경하는 경우의 동작을 정리하면, 이하와 같이 된다. 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교, 및 스위칭 소자(Tr)의 조작이 그 기간 내에 행해지는 조작 기간은, 전류의 측정 타이밍(시각(T1))에서부터 개시된다. 또한, 조작 기간의 개시 타이밍에서부터 개시되는 캐리어파가 단조롭게 변화하는 반주기(시각(T1 내지 T2))는, 최초의 반주기이다. 한편, 조작 기간의 종료 타이밍에 끝나는 캐리어파의 단조 변화가 종료되는 반주기(시각(T4 내지 T5))는, 최후의 반주기이다. 그리고, 조작 기간에 있어서의 최초의 반주기와 최후의 반주기의 사이의 기간(시각(T2 내지 T4))은, 중간 기간이다. 또한, 중간 기간에 있어서는, 캐리어파는 최솟값 및 최댓값 중 한쪽에서부터 다른 쪽으로 단조롭게 변화한다.

중간 기간(시각(T2 내지 T4))에 있어서는, 캐리어파와 측정 전류에 따른 듀티 명령값의 대소 관계가 역전하는 타이밍에 있어서, 스위칭 소자가 전환 조작된다. 한편, 최초의 반주기(시각(T1 내지 T2)) 및 최후의 반주기(시각(T4 내지 T5))에 있어서는, 듀티 명령값이 하이 사이드 또는 로우 사이드로 설정되어 있고, 듀티 명령값과 캐리어파의 대소 관계는 바뀌지 않고, 스위칭 소자가 전환 조작되지 않는다. 따라서, 변경 후의 조작 기간(시각(T1 내지 T5))에 있어서는, 중간 기간(시각(T2 내지 T4))에 있어서만 스위칭 소자(Tr)가 전환 조작되게 된다. 이와 같이 스위칭 소자(Tr)는, 변경 후의 조작 기간마다 전환 조작되기 때문에, 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도를 저하시킬 수 있다.

도 3은, 스위칭 소자의 조작 빈도의 변경 처리의 설명도이다. 도 3은, 도 2와 마찬가지로, 도 3의 (a)는, 조작 빈도를 변경하지 않는 경우의 PWM 신호 생성 처리의 설명도이다. 도 3의 (b)는, 종래 기술을 사용하여, 캐리어파의 주파수를 변경하는 경우의 PWM 신호 생성 처리의 설명도이다. 도 3의 (c)는, 본원 발명에 의해, 캐리어파의 일부의 기울기를 변경하는 경우의 PWM 신호 생성 처리의 설명도이다. 이 도면에 있어서는, 도 2보다 긴 기간의 PWM 신호 생성 처리가 도시되어 있다.

도 3의 (b)에 도시된 주파수를 변경하는 경우, 및 도 3의 (c)에 도시된 캐리어파의 일부의 기울기를 변경하는 경우의 각각에 있어서, 스위칭 소자(Tr)의 조작은, 변경 전의 캐리어파의 반주기의 4배의 기간마다 행해진다.

캐리어파의 일부의 기울기를 변경할 때에 있어서, 최초의 반주기에서는, 중간 기간의 캐리어파의 기울기가 정인 경우에는 듀티 명령값은 캐리어파의 최댓값이 되고, 부인 경우에는 캐리어파의 최솟값이 된다. 한편, 최후의 반주기에서는, 중간 기간의 캐리어파의 기울기가 정인 경우에는 듀티 명령값은 캐리어파의 최솟값이 되고, 부인 경우에는 캐리어파의 최댓값이 된다. 이와 같이 듀티 명령값의 설정 동작에 대하여, 구체적으로 도 3의 (c)를 사용하여 설명한다.

시각(T1 내지 T5)의 조작 기간을 참조하면, 중간 기간(시각(T2 내지 T4))에 있어서의 캐리어파의 기울기가 정이기 때문에, 최후의 반주기(시각(T4 내지 T5))에 있어서, 캐리어파의 최솟값이 듀티 명령값으로 설정된다. 그리고, 다음 조작 기간(시각(T5 내지 T9))을 참조하면, 최초의 반주기(시각(T5 내지 T6))에서는, 듀티 명령값은 캐리어파의 최솟값인 채이며 변경되어 있지 않다. 이것은, 중간 기간(시각(T6 내지 T8))에서의 캐리어파의 부의 기울기에 따른 값이다.

따라서, 모터 컨트롤러(111)는, 어떠한 조작 기간의 중간 기간의 종료 타이밍에, 그 중간 기간의 기울기에 따른 캐리어파의 최댓값 또는 최솟값 중 한쪽을 듀티 명령값으로 설정한다. 이와 같이 함으로써, 어떠한 조작 기간 중 최후의 반주기에 있어서는, 듀티 명령값은, 중간 기간의 캐리어파의 기울기에 따른 값이 된다. 그리고, 이 듀티 명령값은, 다음 조작 기간 중 최초의 반주기에 있어서도 바뀌지 않고 사용된다. 이와 같이 함으로써, 다음 조작 기간의 최초의 반주기의 듀티 명령값은, 중간 기간의 캐리어파의 기울기에 따른 값이 된다.

여기서, 도 2의 (a) 및 도 3의 (a)에 도시한 조작 빈도를 변경하지 않는 경우와, 도 2의 (b) 및 도 3의 (b)에 도시한 캐리어파의 주파수를 변경하는 경우에 있어서의, 듀티 명령값과 듀티비의 관계에 대하여 설명한다. 또한, 듀티비란, PWM 신호에 있어서의, 스위칭 소자(Tr)의 조작 주기에 대한 ON 구간의 비율이다.

도 4a는, 비교 처리와 PWM 신호의 일례를 도시하는 도면이다.

이 도면의 비교 처리에는, 조작 빈도를 변경하지 않는 경우의 캐리어파가 실선으로 나타나 있다. 또한, 주파수를 변경하는 경우의 캐리어파가 점선으로 나타나 있다. 또한, 듀티 명령값은, 조작 빈도를 변경하지 않는 경우, 및 주파수를 변경하는 경우의 각각에 있어서 동일하며, 굵은 실선으로 나타나 있다.

또한, 이 도면의 PWM 신호에는, 조작 빈도를 변경하지 않는 경우의 PWM 신호가 굵은 실선으로 나타나 있다. 또한, 주파수를 변경하는 경우의 PWM 신호가 굵은 점선으로 나타나 있다.

조작 주기를 변경하지 않는 경우의 듀티비는, PWM 신호의 ON 구간의 총합이며, 주파수를 변경하는 경우의 듀티비와 동등하다. 이것은, 캐리어파의 구배가 상이해도, 캐리어파가 일정한 주기로 최댓값과 최솟값을 반복하는 이상, 듀티 명령값이 캐리어파보다 커지는 구간의 총합은, 듀티비와 동등해지기 때문이다.

따라서, 도 2의 (b) 및 도 3의 (b)에서 도시한 바와 같이 주파수를 변경하는 경우에 있어서는, 산출된 듀티 명령값을 그대로 사용함으로써, 듀티비를 원하는 값으로 할 수 있다.

이어서, 도 2의 (b) 및 도 3의 (b)에 도시한 주파수를 변경하는 경우와, 도 2의 (c) 및 도 3의 (c)에 도시한 캐리어파의 일부의 기울기를 변경하는 경우에 있어서의, 듀티 명령값과 듀티비의 관계에 대하여 설명한다.

도 4b는, 비교 처리와 PWM 신호의 다른 일례를 도시하는 도면이다.

이 도면의 비교 처리에는, 주파수를 변경하는 경우에 대하여, 듀티 명령값이 굵은 점선으로, 캐리어파가 점선으로 나타나 있다. 또한, 이 듀티 명령값은, Db^*인 것으로 한다. 또한, 스위칭 소자의 조작을 억제하는 경우에 대하여, 듀티 명령값이 굵은 실선으로, 캐리어파가 실선으로 나타나 있다. 또한, 이 듀티 명령값 중 시각(T2 내지 T4)(중간 기간)에 있어서의 듀티 명령값은, Dc^*인 것으로 한다.

또한, 이 도면의 PWM 신호에는, 조작 빈도를 변경하지 않는 경우, 및 주파수를 변경하는 경우의 PWM 신호는 일치하고 있으며, 실선으로 나타나 있다.

여기서, 주파수를 변경하는 경우, 및 스위칭 소자의 조작을 억제하는 경우에 있어서, 듀티비를 동등하게 하기 위해서는, 스위칭 소자(Tr)의 조작 타이밍을 일치시킬 필요가 있다. 그를 위해서는, 듀티 명령값 Dc^*는, 듀티 명령값 Db^*의 2배의 크기가 될 필요가 있다. 이것은, 스위칭 소자의 조작을 억제하는 경우에는, 주파수를 변경하는 경우와 비교하면, 중간 기간에 있어서의 캐리어파의 기울기는, 2배이기 때문이다. 또한, 이 기울기의 배율은, 조작 기간을 중간 기간으로 나눔으로써 구할 수 있다.

따라서, 스위칭 소자의 조작을 억제하는 경우에 있어서는, 산출된 듀티 명령값을, 조작 기간을 비교 기간으로 나누어 구해지는 2배로 보정함으로써, 듀티비를 원하는 값으로 할 수 있다.

또한, 조작 기간의 캐리어파의 반주기에 대한 배율을 변경 배율 K(도 2의 (b), (c), 도 3의 (b), (c), 도 4a, 도 4b에 있어서는 K=4)로서 나타내면, 변경 후의 조작 기간은 변경 전의 캐리어파의 반주기의 「K-2」배가 된다. 그 때문에, 듀티 명령값의 보정 배율은, 「K/(K-2)」배가 된다.

이어서, 도 5를 사용하여, 도 1의 모터 컨트롤러(111)의 구성에 대하여 설명한다.

도 5는, 모터 컨트롤러(111)의 구성을 도시하는 블록도이다.

전류 명령값 산출부(501)는, 도 1의 차량 컨트롤러(110)에 의해 산출되는 토크 명령값 T^*와, 모터(104)의 회전 속도 ω에 기초하여, d축 전류 명령값 Id^* 및 q축 전류 명령값 Iq^*를 산출한다.

또한, 모터(104)의 회전 속도 ω는, 이하와 같이 구해진다.

위상 연산부(507)는, 도 1의 회전자 위치 센서(107)로부터 출력되는 회전자 위치 센서 신호에 기초하여, 회전자 위상 θ를 산출한다.

그리고, 회전 속도 연산부(508)는, 위상 연산부(507)가 산출한 회전자 위상 θ를 미분 연산함으로써 회전 속도(전기 각속도) ω를 연산한다.

전류 제어부(502)에는, 전류 명령값 산출부(501)로부터 출력되는 d축 전류 명령값 Id^* 및 q축 전류 명령값 Iq^*와, 위상 변환부(509)로부터 모터(104)로 흐르는 전류의 측정값인 d축 전류 Id 및 q축 전류 Iq가 입력된다. 전류 제어부(502)는, 이들 입력값에 기초하여, d축 전압 명령값 Vd^* 및 q축 전압 명령값 Vq^*를 산출한다. 구체적으로는, 전류 제어부(502)는, d축 전류 명령값 Id^*와 d축 전류 Id의 편차가 없어지도록, d축 전압 명령값 Vd^*를 구한다. 또한, 전류 제어부(502)는, q축 전류 명령값 Iq^*와 q축 전류 Iq의 편차가 없어지도록, q축 전압 명령값 Vq^*를 구한다.

여기서, 전압 명령값이 크게 변경되는 경우에는, 전압 명령값이 목표값으로 변경되고 나서, 실제로 모터(104)로의 인가 전압이 목표값이 될 때까지 시간을 요하는 경우가 있다. 이와 같이 명령값이 변경되고 나서 실제의 값이 반영될 때까지의 상태는, 과도 상태라고 칭해진다. 그래서, 전압 명령값이 크게 변경되는 타이밍에 있어서, 후술하는 바와 같은, 전압 명령값에 대하여 게인 제어 처리를 행함으로써, 과도 상태의 시간을 짧게 할 수 있다.

또한, 위상 변환부(509)는, 도 1의 전류 센서(106U, 106V, 106W)에 의해 측정되는 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)와, 위상 연산부(507)에서 산출된 회전자 위상 θ에 기초하여, d축 전류 Id 및 q축 전류 Iq를 산출한다.

또한, 전류 센서(106)가, 캐리어파의 크기를 측정하는 타이밍과, 위상 변환부(509)로부터 출력되는 d축 전류 Id 및 q축 전류 Iq가 변화하는 타이밍은 동기하고 있다. 예를 들어, 전류 센서(106)가, 캐리어파의 크기가 최대가 되는 타이밍에, 모터(104)에 흐르는 전류를 측정하는 경우에는, 캐리어파의 크기가 최대가 되는 타이밍과 동기하여, 위상 변환부(509)로부터 출력되는 d축 전류 Id 및 q축 전류 Iq가 변화한다.

위상 변환부(503)는, d축 전압 명령값 Vd^* 및 q축 전압 명령값 Vq^*와, 위상 연산부(507)로부터 출력되는 모터(104)의 회전자의 위상 θ를 사용하여, 3상 교류 전압 명령값 Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*를 구한다. 그리고, 위상 변환부(503)는, 구한 3상 교류 전압 명령값 Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*를 전압 보정부(504)에 출력한다.

상술한 바와 같이 모터(104)의 각 상의 입력부에 공급되는 전위는 「-Vcap/2」에서부터 「+Vcap/2」까지의 범위이다. 그 때문에, 3상 교류 전압 명령값 Vu^*, Vv^*, Vw^*는, 「-Vcap/2」에서부터 「+Vcap/2」까지의 범위가 된다.

전압 보정부(504)에는, 위상 변환부(503)로부터 3상 교류 전압 명령값 Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*와, 조작 기간 산출부(510)로부터 스위칭 주기의 변경 배율 K가 입력된다. 도 4b를 사용하여 설명한 바와 같이, 전압 보정부(504)는, 3상 교류 전압 명령값 Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*를 각각 「K/(K-2)」배하고, 보정 후 전압 명령값 Vu^*, Vv^*, Vw^*로 한다.

여기서, 상술한 바와 같이, 전압 명령값이 변경되고 나서 인가 전압이 그 값이 될 때까지에는 과도 상태라고 칭해지는 상태가 있다. 전압 보정부(504)가 이러한 보정을 행함으로써, 스위칭 소자(Tr)의 조작 타이밍이 원하는 타이밍이 되기 때문에, 과도 상태도 포함하여 전류 제어 성능을 좋게 할 수 있다.

또한, 전압 보정부(504)에 의한 보정이 행해지지 않아도 된다. 이러한 경우에는, 과도 상태에서의 전류 제어 성능은 떨어져 버린다. 그러나, 측정 전류를 사용하여 듀티 명령값을 구하는 이상, 피드백 제어가 행해지기 때문에, 과도 상태 이외의 정상 상태에 있어서의 전류 제어 성능, 즉 측정 전류의 전류 명령값으로의 추종성은, 전압 보정부(504)에 의한 보정이 행해지는 경우와 거의 동등하게 된다.

여기서, 조작 기간 산출부(510)에 의한 변경 배율 K의 산출 방법에 대하여 설명한다.

조작 기간 산출부(510)에는, 모터 컨트롤러(111)의 반도체 온도와, 모터(104)의 회전 속도 ω와, 모터(104)의 토크 명령값 T^*가 입력된다. 조작 기간 산출부(510)는, 이들 입력에 기초하여, 조작 기간의 변경의 유무, 및 변경 후의 조작 기간의 배율 K를 결정한다. 또한, 조작 기간이 변경되는 경우에는, 변경 배율 K는 2보다 큰 값이 설정된다.

변경 배율 K가 클수록, 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도가 작아지기 때문에, 반도체 칩의 발열량을 작게 할 수 있다. 그 때문에, 반도체 칩의 온도가 높을수록 변경 배율 K는 크게 설정된다. 또한, 회전 속도 ω의 절댓값이 0에 가까울수록, 모터(104)에 있어서의 방열이 억제되기 때문에, 변경 배율 K는 크게 설정된다. 또한, 토크 명령값 T^*의 절댓값이 클수록, 변경 배율 K는 크게 설정된다.

조작 기간 산출부(510)는, 변경 배율 K를, 전압 보정부(504) 및 PWM 신호 생성부(506)에 출력한다.

듀티 변환부(505)는, 보정 후 전압 명령값 Vu^*, Vv^*, Vw^*와, 도 1의 콘덴서(105)의 콘덴서 전압 Vcap에 기초하여, 다음 식 (1)을 사용하여, 듀티 명령값 Du^*, Dv^*, Dw^*를 생성하고, PWM 신호 생성부(506)에 출력한다.

PWM 신호 생성부(506)에는, 듀티 명령값 Du^*, Dv^*, Dw^* 및 변경 배율 K가 입력된다.

PWM 신호 생성부(506)는, 조작 기간의 변경이 필요한 경우에는, 듀티 명령값 Du^*, Dv^*, Dw^*에 대하여, 도 2의 (c)에서 설명된 바와 같은 처리를 행한다. 구체적으로는, 최초의 반주기 및 최후의 반주기에 있어서는, 듀티 명령값은, 중간 기간의 캐리어파의 구배에 따라 하이 사이드 또는 로우 사이드로 설정된다. 또한, 중간 기간에 있어서는, 듀티 명령값은, 전압 보정부(504)에 의해 변경 배율 K배로 보정되어 있다. 그리고, PWM 신호 생성부(506)는, 이러한 캐리어파와, 듀티 명령값 Du^*, Dv^*, Dw^*를 비교하여, PWM 신호를 생성한다.

한편, PWM 신호 생성부(506)는, 조작 기간의 변경이 필요하지 않은 경우에는, 듀티 명령값 Du^*, Dv^*, Dw^*에 대하여, 도 2의 (c)에서 설명된 바와 같은 처리를 행하지 않고, 캐리어파와 듀티 명령값 Du^*, Dv^*, Dw^*를 비교하여 PWM 신호를 생성한다. 이 경우에는, 중간 기간에 있어서, 듀티 명령값은, 전압 보정부(504)에 의한 보정은 행해지지 않는다.

여기서, 전류 제어부(502)에 의한 게인 제어 처리에 대하여 도 6을 사용하여 설명한다.

도 6은, 전류 제어부(502)에 의한 게인 제어 처리의 설명도이다.

도 6의 (a)는, 게인 제어 처리를 행하지 않는 경우의 명령값과 인가 전압을 도시하는 도면이다. 이 도면에 있어서는, 전류 제어부(502)로부터 출력되는 전압 명령값의 모터(104)에 있어서의 인가 전압으로의 변환값 V^*가 실선으로, 모터(104)로의 실제의 인가 전압 V가 점선으로 나타나 있다. 또한, 이하에서는, 설명의 편의상, 전류 제어부(502)로부터 출력되는 전압 명령값의 모터(104)에 있어서의 인가 전압으로의 변환값 V^*를 전압 명령값 V^*라고 칭하여 설명한다.

전압 명령값 V^*가 목표값으로 변화하고 나서, 실제의 인가 전압 V가 목표값이 될 때까지는 지연 시간이 존재한다. 그 때문에, 이 도면에 도시하는 바와 같이, 전압 명령값이 직사각형으로 변화해도, 실제의 모터로의 인가 전압은 직사각형으로 되지 않고, 전압 명령값과 일치할 때까지 시간을 요한다. 이러한 인가 전압이 전압 명령값과 일치할 때까지의 상태가, 과도 상태이다.

도 6의 (b)는, 게인 제어 처리를 행하는 경우의 전압 명령값과 인가 전압을 도시하는 도면이다. 이 도면에 있어서는, 게인 제어 처리가 행해지고 있는 경우의 전압 명령값 V^*가 실선으로, 모터(104)로의 실제의 인가 전압 V가 점선으로 나타나 있다. 이 도면에 도시하는 바와 같이, 전압 명령값 V^*가 게인 제어됨으로써, 실제의 모터로의 인가 전압 V가 전압 명령값 V^*와 일치할 때까지의 과도 상태의 기간을 짧게 할 수 있다. 또한, 도 6의 (b)는 게인 제어 처리의 일례이며, 도시된 게인 제어 처리의 방법에 한정되는 것은 아니다.

여기서, 조작 기간이 길어지면, 전압 명령값 V^*가 구해지는 타이밍에서부터, 실제로 스위칭 소자가 조작될 때까지의 지연 시간이 길어진다. 그 때문에, 게인 제어 처리를 행하는 경우에는, 게인 제어 처리 후의 전압 명령값 V^*에 의해 실제로 인가 전압이 목적값이 될 때까지의 시간이 길어진다. 그 때문에, 예를 들어 게인양이 큰 경우 등에는, 오버슈트가 발생할 때에는 오버슈트가 증폭되어, 인가 전압이 발산해 버릴 우려가 있다.

그래서, 전류 제어부(502)는, 조작 기간이 길어질수록(변경 배율 K가 클수록) 게인양을 작게 하고, 조작 기간이 짧아질수록 게인양을 크게 한다. 이와 같이 함으로써, 오버슈트가 장기화하여 인가 전압이 발산해 버리는 것을 억제하면서, 과도 상태의 시간을 짧게 할 수 있다.

제1 실시 형태의 전력 제어 방법에 의해, 이하의 효과를 얻을 수 있다.

제1 실시 형태의 전력 제어 방법에 있어서는, 전류 센서(106)는, 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에 있어서, 모터(104)에 공급되는 전류를 측정하는 전류 측정 스텝을 실행한다. 이어서, 모터 컨트롤러(111)에 있어서는, 측정 전류 및 모터(104)의 요구 토크에 따라, 듀티 명령값을 산출하는 명령값 산출 스텝이 행해진다. 이어서, 캐리어파와 듀티 명령값의 크기가 비교되고, 비교 결과로 스위칭 소자가 전환 조작되는 조작 스텝이 실행된다.

그리고, 모터 컨트롤러(111)에 있어서, 어떠한 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교, 및 그 비교 결과에 따른 스위칭 소자(Tr)의 조작이 행해지는 조작 기간의 변경이 필요한지 여부를 판정하는 판정 스텝이 실행된다. 그리고, 반도체 칩의 온도가 높고, 판정 스텝에 있어서 조작 기간의 변경이 필요하다고 판정되는 경우에는, 제1 억제 스텝, 비교 스텝 및 제2 억제 스텝이 실행된다.

제1 억제 스텝에 있어서는, 최초의 반주기에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 조작이 억제된다. 비교 스텝에 있어서는, 중간 기간에 있어서, 캐리어파의 기울기를 변경하고, 변경 후의 캐리어파와 듀티 명령값이 비교되고, 비교 결과에 따라 스위칭 소자가 조작된다. 그리고, 제2 억제 스텝에 있어서는, 최후의 반주기에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 조작이 억제된다.

이와 같이 함으로써, 변경 후의 조작 기간에 있어서는, 중간 기간에 있어서만 스위칭 저지가 조작된다. 한편, 최초의 반주기 및 최후의 반주기에 있어서는, 스위칭 소자(Tr)의 조작이 억제된다. 따라서, 변경 후의 조작 기간에 있어서는, 중간 기간에 있어서만 스위칭 소자가 조작되게 되므로, 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도를 낮출 수 있다. 그 때문에, 반도체 칩의 온도의 상승을 억제할 수 있으므로, 반도체 칩을 보호할 수 있다.

또한, 비교 스텝이 행해지는 중간 기간에 있어서는, 명령값 산출 스텝에서 산출된 듀티 명령값과 캐리어파의 비교 결과에 따라, 스위칭 소자가 조작된다. 따라서, 조작 기간에 있어서 캐리어파와 비교되는 듀티 명령값은, 그 조작 기간보다 먼저 산출된 것이 아니라, 그 조작 기간 중에 산출된 것이 된다. 그 때문에, 전류 측정 스텝에 의한 전류의 측정 타이밍에서부터 그 측정 전류에 따른 듀티 명령값과 캐리어파의 비교가 개시될 때까지의 지연 시간을, 조작 기간보다 짧게 할 수 있다.

또한, 제1 실시 형태의 전력 제어 방법에 따르면, 최초의 반주기에 있어서는, 중간 기간의 캐리어파의 기울기의 정부에 따라, 캐리어파의 최댓값 및 최솟값 중 한쪽이 상기 듀티 명령값으로 설정된다. 한편, 최후의 반주기에 있어서는, 캐리어파의 최댓값 및 최솟값 중 다른 쪽이 상기 듀티 명령값으로 설정된다. 듀티 명령값이 이와 같이 설정됨으로써, 최초의 반주기 및 최후의 반주기에 있어서, 캐리어파와 듀티 명령값은 교차하지 않게 되므로, 스위칭 소자(Tr)의 스위칭 조작을 억제할 수 있다.

또한, 제1 실시 형태의 전력 제어 방법에 따르면, 제1 억제 스텝이 행해지는 최초의 반주기, 및 제2 억제 스텝이 행해지는 최후의 반주기에 있어서는, 캐리어파의 주파수가 변경되지 않는다. 여기서, 반도체 칩의 제약에 의해, 캐리어파의 기울기의 변경은, 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에서밖에 변경할 수 없는 것이 있다. 그러한 경우라도, 최초의 반주기 및 최후의 반주기에 있어서는, 캐리어파의 기울기가 변경되지 않으므로, 캐리어파의 최댓값 및 최솟값 중 한쪽에서부터 다른 쪽으로 변화하기 때문에, 중간 기간의 개시 및 종료 타이밍에 캐리어파의 구배를 변경할 수 있다. 따라서, 설계의 자유도를 높일 수 있다.

또한, 제1 실시 형태의 전력 제어 방법에 따르면, 중간 기간에 있어서는, 그 중간 기간이 포함되는 조작 기간의 개시 타이밍에 측정된 전류에 기초하여 구해진 듀티 명령값이 사용된다. 그 때문에, 전류의 측정 타이밍에서부터, 그 측정 전류에 따른 듀티 명령값이 설정될 때까지의 지연 시간은, 최초의 반주기의 시간에 상당한다.

한편, 종래 기술과 같이 캐리어파의 주파수를 낮게 변경하는 경우에 있어서는, 전류의 측정 타이밍에서부터, 그 측정 전류에 따른 듀티 명령값이 설정될 때까지의 지연 시간은, 변경 후의 조작 기간에 상당한다. 그 때문에, 본 실시 형태에 의해, 전류의 측정 타이밍에서부터, 그 측정 전류에 따른 듀티 명령값이 설정될 때까지의 지연 시간을 짧게 할 수 있으므로, 모터(104)의 회전 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.

더불어, 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍 중, 전류 측정 타이밍 이외에 있어서는, 전류가 측정되지 않고, 듀티 명령값을 산출하지 않는다. 그 때문에, 모터 컨트롤러의 처리 부하를 저감할 수 있다.

또한, 제1 실시 형태의 전압 제어 방법에 따르면, 전압 보정부(504)에 있어서, 3상 교류 전압 명령값 Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*에 대하여, 변경 후의 조작 기간 및 중간 기간의 길이에 따라 보정하는 보정 스텝을 실행한다. 구체적으로는, 보정 스텝에 있어서, 변경 배율 K만큼 길어진 조작 기간의 길이를 중간 기간의 길이로 제산하여 구해지는 배율(K/(K-2)배)만큼, 전압 명령값이 커진다.

비교 스텝이 실행됨으로써, 중간 기간에 있어서의 캐리어파의 기울기가 변경되기 때문에, 듀티비가 본래의 듀티 명령값에 따른 값으로 되지 않는다. 그래서, 이러한 보정 스텝을 행함으로써 기울기의 변경이 고려되므로, 듀티비를 본래의 듀티 명령값에 따른 값으로 할 수 있다. 따라서, 측정 전류에 따른 본래의 타이밍에 스위칭 소자(Tr)를 조작할 수 있기 때문에, 모터(104)의 회전 제어의 정밀도를 향상시킬 수 있다.

또한, 제1 실시 형태의 전압 제어 방법에 따르면, 전류 명령값 산출부(502)에 있어서, 변경 배율 K에 따라 게인 제어 처리를 행하는, 게인 제어 스텝이 실행된다.

여기서, 전압 명령값이 변화하고 나서 실제의 인가 전압이 명령값과 일치할 때까지에는 지연이 발생하고, 이 지연되는 상태는 과도 상태라고 칭해진다. 이 과도 상태의 시간을 짧게 하기 위해, 전압 명령값이 변화하는 타이밍에 게인 제어 처리가 행해지고 있다. 여기서, 조작 기간이 길어질수록 지연 시간이 길어지기 때문에, 게인 배율이 큰 경우에는, 게인 제어 처리에 의해 인가 전압이 오버슈트하여 발산해 버릴 우려가 있다. 그래서, 조작 기간의 변경 배율 K에 따른 게인 제어, 구체적으로는 변경 배율 K가 클수록 게인 제어 처리에 있어서의 게인양을 작게 함으로써, 오버슈트해 버릴 우려를 저감하면서, 과도 상태의 시간을 짧게 할 수 있다.

또한, 제1 실시 형태의 전력 제어 방법에 따르면, 반도체 칩의 온도, 모터(104)의 회전 속도, 및 모터(104)의 토크 명령값 중 적어도 하나에 따라, 조작 기간을 변경할지 여부를 판정하는 판정 스텝이 실행된다. 반도체 칩에는, 안정적으로 동작 가능한 온도 범위가 정해져 있다. 그 때문에, 반도체 칩의 측정 온도가 높은 경우에는, 조작 기간이 변경된다. 모터(104)의 회전 속도가 낮은 경우에는, 조작 기간이 변경된다. 또한, 모터(104)의 토크 명령값 T^*의 절댓값이 큰 경우에는, 조작 기간이 변경된다. 따라서, 반도체 칩의 온도가 안정적으로 동작 가능한 온도 범위를 초과해 버릴 우려가 있는 경우에는, 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도를 저하시킴으로써 반도체 칩의 발열이 억제되므로, 반도체 칩을 보호할 수 있다.

(제2 실시 형태)

제1 실시 형태에 있어서는, 최초의 반주기 및 최후의 반주기에 있어서는, 캐리어파의 기울기는 변경되지 않고, 중간 기간에 있어서만 기울기를 변경하는 예에 대하여 설명하였지만, 이것에 제한되지 않는다. 최초의 반주기 및 최후의 반주기에 있어서도, 중간 기간과 마찬가지로 캐리어파의 기울기가 변경되어, 조작 기간의 전구간에 있어서 캐리어파의 기울기의 절댓값이 변하지 않는 경우에 대하여 설명한다.

도 7은, 조작 기간에 있어서의 기울기의 절댓값이 변화하지 않는 경우의 PWM 신호 제어의 설명도이다. 이 도면에서는, 변경 배율 K가 4인 경우의 조작 기간(시각(T1 내지 T5))의 PWM 신호 제어가 도시되어 있다.

시각(T1), 즉 캐리어파가 최대가 되는 타이밍에 있어서, 전류 센서(106)는 전류를 측정한다. 그리고, 모터 컨트롤러(111)는, 그 측정 전류를 사용하여 명령값의 산출을 개시한다.

시각(T1 내지 T2)의 최초의 반주기에 있어서는, 캐리어파의 기울기는 변경되어 있고, 중간 기간(시각(T2 내지 T4))에 있어서의 캐리어파의 기울기와 절댓값이 동등하다. 또한, 중간 기간(시각(T2 내지 T4))의 캐리어파의 기울기가 정이기 때문에, 듀티 명령값은, 캐리어파의 최댓값(하이 사이드)이 된다. 이와 같이, 최초의 반주기에 있어서는, 캐리어파와 듀티 명령값은 교차하지 않으므로, 스위칭 소자(Tr)는 스위칭 조작되지 않는다. 동시에, 시각(T1)에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 시각(T2 내지 T4)인 동안의 듀티 명령값의 산출 처리를 개시한다.

시각(T1s)에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 산출 처리를 완료한다.

시각(T2), 즉 중간 기간이 개시되면, 모터 컨트롤러(111)는, 시각(T1s)에서 산출된 듀티 명령값과 캐리어파의 비교 처리를 개시한다. 또한, 중간 기간에 있어서는, 캐리어파는 최솟값에서부터 최댓값으로 단조롭게 증가하고 있고, 캐리어파와 듀티 명령값은 교차하므로, 스위칭 소자(Tr)는 스위칭 조작된다. 동시에, 시각(T2)에 있어서, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 결정 처리를 개시한다.

시각(T2s')이 되면, 모터 컨트롤러(111)는, 듀티 명령값의 결정 처리를 완료한다. 이 결정 처리에 있어서는, 중간 기간의 기울기가 정이기 때문에, 시각(T4)에서부터 시작되는 최후의 반주기의 듀티 명령값으로서, 캐리어파의 최솟값(로우 사이드)이 결정된다. 또한, 중간 기간의 기울기가 부인 경우에는, 최후의 반주기의 듀티 명령값으로서, 캐리어파의 최댓값(하이 사이드)이 결정된다.

시각(T4), 즉 중간 기간이 종료되면, 모터 컨트롤러(111)는, 시각(T2s')에서 결정된 듀티 명령값과 캐리어파의 비교를 개시한다.

시각(T5), 즉 최후의 반주기가 종료되고 다음 조작 기간이 개시되는 타이밍에, 캐리어파의 구배의 정부를 전환한다.

이와 같이 함으로써, 변경 후의 조작 기간(시각(T1 내지 T5))에 있어서는, 중간 기간(시각(T2 내지 T4))에 있어서만 스위칭 소자(Tr)가 조작되고, 최초의 반주기(시각(T1 내지 T3)) 및 최후의 반주기(시각(T4 내지 T5))에 있어서는, 스위칭 소자(Tr)가 조작되지 않는다. 따라서, 변경 전의 캐리어파의 반주기의 4배의 길이인 조작 기간마다 스위칭 소자(Tr)가 조작되기 때문에, 조작 빈도를 1/4배로 할 수 있다.

도 8은, 스위칭 소자의 조작 빈도의 변경 처리의 설명도이다. 도 8의 (a)는, 조작 빈도가 변경되지 않는 경우의 PWM 신호 생성 처리의 설명도이다. 도 8의 (b)는, 도 7에 도시한 스위칭 소자의 조작을 억제하는 경우의 PWM 신호 생성 처리의 설명도이다. 이 도면에 있어서는, 도 7보다 긴 기간의 PWM 신호 생성 처리가 도시되어 있다.

이 도면을 참조하면, 전구간에 걸쳐, 캐리어파의 기울기의 절댓값은 변경되지 않음이 도시되어 있다. 그리고, 시각(T5, T9) 등과 같이, 어떠한 조작 기간에서부터 다음 조작 기간이 되는 타이밍, 즉 조작 기간이 개시 또는 종료되는 타이밍에 있어서, 캐리어파의 구배의 정부가 전환된다. 이러한 동작을 함으로써, 본 실시 형태의 발명을 실시할 수 있다.

제2 실시 형태의 전력 제어 방법에 의해, 이하의 효과를 얻을 수 있다.

제2 실시 형태의 전력 제어 방법에 따르면, 제1 억제 스텝, 비교 스텝 및 제2 억제 스텝에 있어서는, 캐리어파의 기울기의 절댓값이 동등하고, 제1 억제 스텝의 개시 타이밍에 있어서, 캐리어파의 기울기의 정부를 전환한다.

이와 같이 함으로써, 스위칭 소자(Tr)의 조작 빈도를 낮출 수 있음과 함께, 캐리어파의 기울기의 절댓값의 빈번한 변경을 억제함으로써, 모터 컨트롤러(111)의 처리 부하를 저감할 수 있다. 또한, 모터 컨트롤러에 따라서는, 캐리어파의 기울기의 절댓값의 변경은 빈번히 행할 수 없지만, 기울기의 정부의 전환은 캐리어파의 최댓값 또는 최솟값이 되는 타이밍 이외에도 행할 수 있는 경우가 있다. 이러한 경우에 있어서도, 본 발명을 실시할 수 있으므로, 설계의 자유도를 높일 수 있다.

이상, 본 발명의 실시 형태에 대하여 설명하였지만, 상기 실시 형태는 본 발명의 적용예의 일부를 나타낸 것에 지나지 않으며, 본 발명의 기술적 범위를 상기 실시 형태의 구체적 구성에 한정한다는 취지가 아니다. 또한, 상기 실시 형태는 적절히 조합 가능하다.

Claims (9)

1. 모터에 공급하는 전력을 제어하는 전력 제어 방법이며,
   캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에 있어서, 상기 모터에 공급되는 전류를 측정하는 전류 측정 스텝과,
   상기 전류 측정 스텝에 있어서의 측정 전류, 및 상기 모터의 요구 토크에 따라, 듀티 명령값을 산출하는 명령값 산출 스텝과,
   상기 캐리어파가 최댓값 및 최솟값 중 한쪽에서부터 다른 쪽으로 단조롭게 변화하는 동안에, 상기 캐리어파와 상기 듀티 명령값의 크기를 비교하고, 해당 비교한 결과에 따라 스위칭 소자를 전환 조작하는 조작 스텝과,
   상기 조작 스텝이 그 기간 내에 실행되는 조작 기간을 상기 캐리어파의 1주기보다 길게 변경할지 여부를 판정하는 판정 스텝과,
   상기 판정 스텝에 있어서 상기 조작 기간을 변경한다고 판정되는 경우에는, 상기 변경 후의 조작 기간의 개시 타이밍에서부터 캐리어파가 단조롭게 변화하는 최초의 캐리어파의 반주기에 있어서, 상기 스위칭 소자의 전환 조작을 억제하는 제1 억제 스텝과,
   상기 변경 후의 조작 기간 중, 상기 최초의 캐리어파의 반주기와, 최후의 캐리어파의 반주기의 사이의 중간 기간에 있어서, 상기 캐리어파의 기울기를 변경하여, 상기 캐리어파와 상기 듀티 명령값의 크기를 비교하고, 해당 비교한 결과에 따라 상기 스위칭 소자를 전환 조작하는 비교 스텝과,
   상기 최후의 캐리어파의 반주기에 있어서, 상기 스위칭 소자의 스위칭 조작을 억제하는 제2 억제 스텝을 갖는, 전력 제어 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1 억제 스텝에 있어서는, 상기 중간 기간의 캐리어파의 기울기의 정부에 따라, 상기 캐리어파의 최댓값 및 최솟값 중 한쪽이 상기 듀티 명령값으로 설정되고,
   상기 제2 억제 스텝에 있어서는, 다른 쪽이 상기 듀티 명령값으로 설정되는, 전력 제어 방법.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 억제 스텝 및 상기 제2 억제 스텝에 있어서는, 상기 캐리어파의 기울기는 변경되지 않는, 전력 제어 방법.
4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 억제 스텝, 상기 비교 스텝 및 상기 제2 억제 스텝에 있어서는, 상기 캐리어파의 기울기의 절댓값이 동등하고,
   상기 제1 억제 스텝의 개시 타이밍에 있어서, 상기 캐리어파의 기울기의 정부를 전환하는, 전력 제어 방법.
5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 비교 스텝에 있어서는, 해당 변경 후의 조작 기간의 개시 타이밍에 측정된 전류를 사용하여 산출된 듀티 명령값이 상기 캐리어파와 비교되는, 전력 제어 방법.
6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 듀티 명령값을, 상기 변경 후의 조작 기간 및 상기 중간 기간의 길이에 따라 보정하는 보정 스텝을 더 갖는, 전력 제어 방법.
7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 조작 기간의 변경 배율에 따른 게인 제어를 행하는 게인 제어 스텝을 더 갖는, 전력 제어 방법.
8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 판정 스텝에 있어서는, 상기 전력 제어 방법이 실행되는 반도체 칩의 온도, 상기 모터의 회전 속도 및 모터의 토크 명령값 중 적어도 어느 하나에 따라, 상기 조작 기간을 변경할지 여부를 판정하는, 전력 제어 방법.
9. 캐리어파의 크기가 최대 또는 최소가 되는 측정 타이밍에 있어서, 모터에 공급되는 전류를 측정하는 전류 센서와,
   상기 캐리어파가 최대 또는 최소가 되는 타이밍에 있어서, 상기 모터에 공급되는 전류를 측정하고, 상기 측정된 전류 및 상기 모터의 요구 토크에 따라, 듀티 명령값을 산출하고, 상기 캐리어파가 최댓값 및 최솟값 중 한쪽에서부터 다른 쪽으로 단조롭게 변화하는 동안에 상기 캐리어파와 상기 듀티 명령값의 크기를 비교하고, 해당 비교한 결과에 따라 스위칭 소자를 전환 조작하는 컨트롤러를 갖는 전력 제어 장치이며,
   상기 컨트롤러는,
   상기 스위칭 소자의 전환 조작이 실행되는 조작 기간을 변경할지 여부를 판정하고,
   상기 조작 기간을 변경한다고 판정되는 경우에는, 상기 변경 후의 조작 기간의 개시 타이밍에서부터 캐리어파가 단조롭게 변화하는 최초의 캐리어파의 반주기에 있어서, 상기 스위칭 소자의 스위칭 조작을 억제하고,
   상기 변경 후의 조작 기간 중, 상기 최초의 캐리어파의 반주기와, 최후의 캐리어파의 반주기의 사이의 중간 기간에 있어서, 캐리어파의 기울기를 변경하고, 해당 변경한 캐리어파가 최댓값 및 최솟값 중 한쪽에서부터 다른 쪽으로 단조롭게 변화하는 동안에, 상기 캐리어파와 상기 듀티 명령값의 크기를 비교하고, 해당 비교한 결과에 따라 상기 스위칭 소자를 전환 조작하고,
   상기 최후의 캐리어파의 반주기에 있어서, 상기 스위칭 소자의 스위칭 조작을 억제하는, 전력 제어 장치.

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