JP6458683B2 - 電力制御方法、及び、電力制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力制御方法、及び、電力制御装置に関する。

直流電力を交流電力に変換して三相交流モータに印加する電力制御方法の一つとして、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）電力制御方法が知られている。

一般的なＰＷＭ電力制御方法においては、モータに供給される電流が順次測定され、その測定電流、及び、モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値が求められる。そして、デューティ指令値とキャリア波との大きさが比較され、比較結果に基づいてＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号を用いてインバータのスイッチング素子のオン／オフを操作することにより、モータへの印加電圧のパルス幅が制御され、モータに所望の電力が供給される。

ここで、測定電流に含まれるノイズが最小となるように、スイッチング素子のオン区間又はオフ区間の中間点となる、キャリア波の大きさが最大又は最小となるタイミングにおいて、モータに供給される電流が測定される。電流が測定されてからデューティ指令値が算出されるまでの間にキャリア波が変化するため、算出されたデューティ指令値の大きさによっては、デューティ指令値の算出が完了した時点において、すでにデューティ指令値とキャリア波との大きさが等しくなるタイミングを過ぎていることがある。このような場合には、スイッチング素子を操作するタイミングが本来のタイミングから遅れてしまう。

この対策として、特許文献１においては、算出されたデューティ指令値が、デューティ指令値の算出が完了した時点でのキャリア波の大きさを上回る場合に、スイッチング素子がオンになるタイミング及びオフになるタイミングを共に遅らせる技術が開示されている。

特開２００９−１００５９９号公報

特許文献１に開示されている技術においては、スイッチング素子がオン及びオフとなるタイミングが共に遅らされることにより、モータへの印加電圧のパルス幅が確保される。しかしながら、電流の測定タイミングであるキャリア波が最大又は最小となるタイミングは、スイッチング素子のオン区間又はオフ区間の中間点に相当しなくなる。そのため、測定された電流に含まれるノイズの影響を十分に抑制することができなくなるので、モータの回転制御の精度が低下してしまうという課題があった。

本発明は、このような課題に着目してなされたものであり、モータの回転制御の精度を高めることができる電力制御装置、及び、電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の電力制御装置の制御方法の一態様は、デューティ指令値とキャリア波との大きさを比較し、該比較した結果に応じてモータの制御に用いるＰＷＭ信号を生成する電力制御方法であって、キャリア波の大きさが最大又は最小となる測定タイミングにおいて、モータに供給される電流を測定する電流測定ステップと、電流測定ステップによって測定された電流、及び、モータの要求トルクに応じて、指令値算出ステップにおいて算出されたデューティ指令値を算出する指令値算出ステップと、算出されたデューティ指令値と、デューティ指令値が算出された時点でのキャリア波との大小関係を判定する判定ステップと、判定ステップの判定結果に応じて、キャリア波の周波数を低く変更するキャリア周波数変更ステップと、を有する。

本発明の一態様によれば、キャリア周波数変更ステップにおいて、判定ステップでの判定結果に応じて、キャリア波の周波数を低く変更する。これにより、算出されたデューティ指令値が、デューティ指令値の算出が完了した時点でのキャリア波の大きさを上回ることが抑制される。そのため、デューティ指令値に基づくＰＷＭ信号によるスイッチング素子の操作タイミングと、キャリア波に基づく電流の測定タイミングとの間隔においてズレの発生を抑制することができる。

このようにスイッチング素子の操作タイミングと電流の測定タイミングとの間隔のズレの発生が抑制されることで、スイッチング素子のオン区間又はオフ区間の中間点付近でモータへの供給電流が測定されることになる。そのため、モータの制御に用いられる測定電流の高調波ノイズが抑制されるので、モータの回転制御の精度を高めることができる。

図１は、本発明の電源システムの概略構成図である。 図２は、ＰＷＭ信号生成部にて比較されるデューティ指令値とキャリア波との一例を示す図である。 図３は、ＰＷＭ信号生成部にて比較されるデューティ指令値とキャリア波との他の一例を示す図である。 図４Ａは、周波数が異なるキャリア波の比較図である。 図４Ｂは、周波数が異なるキャリア波の比較図である。 図５は、モータコントローラの動作を示すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の実施形態における電源システムの概略構成図である。

図１に示される電源システム１００は、電動車両に載置されているものとする。このシステムによれば、バッテリ１０１から、リレー１０２、及び、インバータ１０３を介して、モータ１０４に電力が供給される。

バッテリ１０１は、二次電池であり、直流電力を出力する。

リレー１０２は、電源システム１００全体の駆動又は停止を制御する。

インバータ１０３は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｔｒ１〜Ｔｒ６と、整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６とを備えている。整流素子Ｄ１〜Ｄ６は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれと並列に設けられるとともに、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の整流方向とは逆方向に電流が流れるように設けられている。また、スイッチング素子は２つずつ直列に接続されており、直列接続された２つのスイッチング素子の間と、モータ１０４の三相（ＵＶＷ）の入力部のうちのいずれかとがそれぞれ接続されている。

具体的には、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６が、それぞれ、直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の接続点とモータ１０４のＵ相の入力部とが接続され、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４の接続点とモータ１０４のＶ相の入力部とが接続され、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６の接続点とモータ１０４のＷ相の入力部とが接続されている。このように設けられたスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がモータコントローラ１１１から出力されるＰＷＭ信号に応じて操作されることにより、バッテリ１０１からモータ１０４に印加される電圧のパルス幅が制御される。一般に、このような制御が、ＰＷＭ電流制御と称されている。

なお、インバータ１０３に電力が印加されていなければモータ１０４の各相の入力部における電位はゼロであるものとする。また、コンデンサ１０５の電位差がＶｃａｐである。そのため、モータ１０４の各相の入力部に印加される電圧の電位は、「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲の値であるものとする。

モータ１０４は、回転子に永久磁石を備える永久磁石型の三相交流モータであり、三相（ＵＶＷ相）のそれぞれについて入力部を有している。モータ１０４は電動車両の駆動輪を駆動する駆動源であって、モータ１０４の回転に伴って電動車両の駆動輪が回転する。

コンデンサ１０５は、リレー１０２とインバータ１０３との間に配置され、インバータ１０３と並列に接続されている。コンデンサ１０５は、バッテリ１０１からモータ１０４に出力される直流電力を平滑化する。

電流センサ１０６は、インバータ１０３からモータ１０４の各相の入力部へと流れる電流のそれぞれの大きさを測定する。本実施形態では、電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗの３つの電流センサが、モータ１０４の各相の入力部への電源線に設けられている。電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗは、それぞれ、測定した各相の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをモータコントローラ１１１にフィードバック出力する。

回転子位置センサ１０７は、例えばレゾルバやエンコーダなどである。回転子位置センサ１０７は、モータ１０４の回転子の近傍に設けられており、モータ１０４の回転子の位相θを測定する。そして、回転子位置センサ１０７は、測定した回転子の位相θを示す回転子位置センサ信号を、モータコントローラ１１１に出力する。

電圧センサ１０８は、コンデンサ１０５と並列に設けられている。電圧センサ１０８は、コンデンサ１０５の両端の電位差であるコンデンサ電圧Ｖｃａｐを測定すると、コンデンサ電圧Ｖｃａｐをゲート駆動回路１０９に出力する。

ゲート駆動回路１０９は、モータコントローラ１１１から入力されるＰＷＭ信号に応じて、インバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を操作する。また、ゲート駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６について、温度を測定するとともに正常に動作しているか否かを検出する。ゲート駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６について測定した温度や検出した状態などを示すＩＧＢＴ信号を、モータコントローラ１１１へ出力する。ゲート駆動回路１０９は、電圧センサ１０８によって測定されたコンデンサ電圧Ｖｃａｐを示すコンデンサ電圧信号をモータコントローラ１１１に出力する。

車両コントローラ１１０は、モータ１０４に要求するトルクである要求トルクを示すトルク指令値Ｔ^*を算出すると、算出したトルク指令値Ｔ^*を、モータコントローラ１１１に出力する。

モータコントローラ１１１は、モータ１０４への印加電圧のパルス幅を制御するために、インバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれに対してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する。具体的には、モータコントローラ１１１は、電流センサ１０６から出力される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０７から出力される回転子の位相θと、車両コントローラ１１０から出力されるトルク指令値Ｔ^*とに基づいて、電圧指令値を算出する。次に、モータコントローラ１１１は、電圧指令値と、電圧センサ１０８から出力されるコンデンサ電圧Ｖｃａｐとを用いて、デューティ指令値を算出する。次に、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。次に、モータコントローラ１１１は、生成したＰＷＭ信号をゲート駆動回路１０９へ出力する。ゲート駆動回路１０９は、入力された各ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６をそれぞれ操作する。このようにすることで、モータ１０４への印加電圧のパルス幅が制御され、モータ１０４においてはトルク指令値Ｔ^*のトルクを発生することができる。

なお、電源システム１００においては、バッテリ１０１及びモータ１０４以外の構成、すなわち、インバータ１０３、電流センサ１０６、及び、モータコントローラ１１１などによって、電力制御装置が構成されるものとする。

ここで、モータコントローラ１１１において比較される、デューティ指令値とキャリア波との関係について説明する。

図２は、デューティ指令値とキャリア波との一例を示す図である。なお、この図においては、モータ１０４のｕ相への入力の制御に用いるデューティ指令値Ｄｕ^*についてのみ説明し、モータ１０４のｖ相、ｗ相への入力の制御に用いるデューティ指令値Ｄｖ^*、Ｄｗ^*については説明を省略する。

この図においては、横軸に時間が、縦軸にデューティ比が示されている。また、最大値が１（１００％）となり、最小値が０（０％）となるように規格化されたキャリア波が示されている。また、モータコントローラ１１１により算出されたデューティ指令値Ｄｕ^*が太線で示されている。なお、デューティ指令値Ｄｕ^*は、キャリア波の大きさと同様に、０から１までの範囲内の値となる。

また、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波との大きさを比較して、デューティ指令値Ｄｕ^*がキャリア波以上である場合には、スイッチング素子ＴｒがＯＦＦとなるようなＰＷＭ信号を生成する。一方、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値Ｄｕ^*がキャリア波よりも小さい場合には、スイッチング素子ＴｒがＯＮとなるようなＰＷＭ信号を生成する。このようにすることにより、キャリア波の周期に占めるスイッチング素子ＴｒがＯＮとなる区間の割合は、デューティ指令値Ｄｕ^*と等しくなる。

電流センサ１０６は、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）でモータ１０４への供給電流を測定する。例えば、電流センサ１０６が時刻Ｔａにおいてモータ１０４に流れる電流を測定すると、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔａからの算出時間Δｔだけ経過時点である時刻Ｔｂで、デューティ指令値Ｄｕ^*の算出を完了する。

算出されたデューティ指令値Ｄｕ^*は、デューティ指令値Ｄｕ^*の算出が完了した時点（時刻Ｔｂ）でのキャリア波の大きさよりも小さい。このような場合には、測定タイミング（時刻Ｔａ）から算出時間Δｔだけ経過した時点（時刻Ｔｂ）よりも後の時刻Ｔｏｎにおいて、デューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波との大きさが等しくなり、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子ＴｒはＯＮに操作される。したがって、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値Ｄｕ^*の算出が完了した時点（時刻Ｔｂ）においては、算出されたデューティ指令値Ｄｕ^*がキャリア波よりも小さいため、デューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波とを適切に比較することができる。

ここで、電流センサ１０６が、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）で三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定するのは、以下の理由による。

キャリア波がデューティ指令値Ｄｕ^*を下回るタイミングであるＴｏｎにおいてスイッチング素子ＴｒがＯＮとなり、キャリア波がデューティ指令値Ｄｕ^*を上回るタイミングであるＴｏｆｆにおいてスイッチング素子ＴｒがＯＦＦとなる。このようなスイッチング素子Ｔｒの操作に起因して、バッテリ１０１からモータ１０４へと流れる電流に高調波のノイズが含まれてしまうことがある。

ＰＷＭ電力制御方法においては、スイッチング素子Ｔｒの操作は極めて短い間隔で行われる。そのため、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングを平均化すれば、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）は、スイッチング素子Ｔｒが操作されるタイミングＴｏｎ及びＴｏｆｆから最も時間的な隔たりがあるとみなすことができる。したがって、キャリア波が最大となるタイミングにおいて電流センサ１０６が三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定することにより、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに含まれる高調波のノイズを低減することができる。これにより、モータ１０４の回転制御の精度を高めることができる。

なお、図２においては、電流センサ１０６による電流の測定タイミングが、キャリア波が最大となるタイミングである場合について説明したが、これに限らない。電流センサ１０６が、キャリア波が最大又は最小となるタイミングで電流を測定したとしても、同様に三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのノイズを低減することができる。電流の測定タイミングと同期してスイッチング素子Ｔｒが操作されるため、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングを平均化すれば、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングは、キャリア波が最大となるタイミングと最小となるタイミングとの中間点であるとみなすことができる。したがって、キャリア波が最大又は最小となるタイミングは、平均化されたスイッチング素子Ｔｒの操作タイミングから最も時間的な隔たりがあることになる。そのため、キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいて電流センサ１０６が電流を測定することにより、測定電流に含まれるスイッチング素子Ｔｒの操作に起因するノイズを抑制することができる。

図３は、モータコントローラ１１１にて比較されるデューティ指令値とキャリア波との他の一例を示す図である。

この図を用いて、電流センサ１０６が、キャリア波が最大又は最小となる時刻Ｔａ１及びＴａ２において電流を測定する場合について説明する。また、電流の測定タイミングである時刻Ｔａ１及びＴａ２から、算出時刻Δｔだけ経過した時刻Ｔｂ１及びＴｂ２までの前におけるキャリア波が点線で示されている。

まず、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ１）で電流が測定される場合について検討する。

モータコントローラ１１１は、算出時間Δｔ経過後の時刻Ｔｂ１以降において、デューティ指令値Ｄｕ１^*とキャリア波とを比較することが可能となる。なお、時刻Ｔｂ１においては、算出されたデューティ指令値Ｄｕ１^*がキャリア波よりも大きいため、モータコントローラ１１１は、スイッチング素子ＴｒがＯＮとなるＰＷＭ信号を生成してしまう。しかしながら、本来、デューティ指令値Ｄｕ１^*によってスイッチング素子ＴｒがＯＮとなるタイミングは、デューティ指令値Ｄｕ１^*とキャリア波とが同じ大きさとなる時刻Ｔｃ１となるべきである。

このように、デューティ指令値Ｄｕ１^*が時刻Ｔｂ１でのキャリア波よりも大きい場合には、本来のタイミングである時刻Ｔｃ１とは異なる時刻Ｔｂ１において、スイッチング素子Ｔｒが操作されてしまうため、モータ１０４への印加電力の制御の精度が低下してしまう。

次に、キャリア波が最小となるタイミング（時刻Ｔａ２）で電流が測定される場合について検討する。

このような場合には、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔａ２から算出時間Δｔ経過後の時刻Ｔｂ２以降において、デューティ指令値Ｄｕ２^*とキャリア波とを比較することができる。デューティ指令値Ｄｕ２^*が時刻Ｔｂ２でのキャリア波よりも小さい場合には、本来のタイミングとは異なるタイミングでスイッチング素子Ｔｒが操作されてしまうため、モータ１０４への印加電力の制御の精度が低下してしまう。

ここで、時刻Ｔｂ１におけるキャリア波の中央値（１／２（５０％））からの乖離量ΔＤｃは、時刻Ｔｂ２におけるキャリア波の中央値（１／２（５０％））からの乖離量Δｔと等しい。そこで、このような乖離量ΔＤｃは、算出時間Δｔと、キャリア波の周波数ｆとを用いて、次の式のように示すことができる。

したがって、デューティ指令値Ｄｕ１^*が「０．５＋ΔＤｃ」よりも小さい場合には、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来、デューティ指令値Ｄｕ１^*によってスイッチング素子Ｔｒが操作されるタイミングとにズレが生じることはない。また、デューティ指令値Ｄｕ２^*が「０．５−ΔＤｃ」よりも大きい場合には、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来、デューティ指令値Ｄｕ２^*によってスイッチング素子Ｔｒが操作されるタイミングとにズレが生じることはない。

したがって、デューティ指令値Ｄｕ^*が「０．５−ΔＤｃ」から「０．５＋ΔＤｃ」までの範囲であれば、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来のデューティ指令値Ｄｕ^*によってスイッチング素子ＴｒがＯＮとなるタイミングとにズレが生じない。そこで、この範囲の大きさである２ΔＤｃを上限変調率Ｍ^*と定義すると、上限変調率Ｍ^*は、次の式のように示すことができる。

また、上述のように、デューティ指令値Ｄｕ^*が、「０．５−ΔＤｃ」から「０．５＋ΔＤｃ」までの範囲内の値であれば、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、本来、デューティ指令値Ｄｕ^*によってスイッチング素子Ｔｒが制御されるタイミングとにズレが生じることはない。そこで、ズレが生じないデューティ指令値Ｄｕ^*の範囲は、上限変調率Ｍ^*を用いて、次の式のように示すことができる。

ここで、モータコントローラ１１１において、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と、コンデンサ１０５のコンデンサ電圧Ｖｃａｐとを用いて、次の式のように示すことができる。

式（４）を用いれば、式（３）は以下のように示すことができる。

したがって、モータコントローラ１１１は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が、（５）式を満たすか否かを判定することによって、モータコントローラ１１１によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、デューティ指令値Ｄｕ１^*によってスイッチング素子ＴｒがＯＮとなる本来のタイミングとにズレが生じるか否かを判定ことができる。

ここで、モータ１０４を搭載した電動車両が加速しているような場合には、モータ１０４の要求トルクＴ^*が通常よりも高い状態が続く。そのため、デューティ指令値Ｄ^*に応じた本来のタイミングでスイッチング素子Ｔｒを制御できるＰＷＭ信号を生成することができない状態が続くおそれがある。

そこで、モータコントローラ１１１にて求められるＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、デューティ指令値Ｄ^*によるスイッチング素子Ｔｒが操作される本来のタイミングとにズレが生じ続けないように、キャリア波の周波数を変更することが考えられる。以下では、キャリア波の周波数を変更することで、スイッチングタイミングのズレの発生を抑制する方法について説明する。

図４Ａは、異なる２種類の周波数のキャリア波を示す図である。なお、ここでは、電流センサ１０６は、キャリア波が最大となるタイミング（時刻Ｔａ）で電流を測定するものとする。

この図においては、周波数がｆである第１のキャリア波が点線で示されており、第１のキャリア波よりも周波数が低い周波数がｆ’（ｆ’＜ｆ）である第２のキャリア波が実線で示されている。なお、第２のキャリア波の周期は、周波数が高い第１のキャリア波の周期よりも長くなる。

上述のように、測定タイミングである時刻Ｔａから算出時間Δｔ経過時点でのキャリア波の大きさは、「０．５＋Ｍ^*／２」である。この値は、式（２）を用いると以下のように示すことができる。

したがって、キャリア波の周波数ｆが低くなると、測定タイミングからの算出時間Δｔ経過時点でのキャリア波の大きさが大きくなる。なお、測定タイミングからの算出時間Δｔ経過時点でのキャリア波の大きさが、ＰＷＭ信号を生成する際に、キャリア波と適切に比較可能なデューティ指令値Ｄ^*の大きさの上限値となる。したがって、キャリア波の周波数を低くすることで、デューティ指令値Ｄ^*の上限値を大きくすることができる。

また、ＰＷＭ信号を適切に生成するためには、デューティ指令値Ｄ^*は、測定タイミングからの算出時間Δｔ経過時点でのキャリア波の大きさ以下である必要があるため、次の式を満たす必要がある。

この式（７）を変形することにより、次の式を求めることができる。

したがって、ＰＷＭ信号を適切に生成するためには、キャリア波の周波数ｆは、式（８）を満たす必要がある。ここで、キャリア波の周波数ｆは高いほど、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｔｒの制御周期が細かくなる。そのため、モータ１０４の回転制御の精度を向上させるためには周波数ｆが高い方が好ましい。従って、キャリア波の周波数ｆは、式（８）を満たす範囲で最大となるように、次の式の値にすることが好ましい。

式（９）における算出時間Δｔは、固定値である。そのため、式（９）を用いて求められたキャリア波の周波数ｆは、算出されたデューティ指令値Ｄ^*に応じた値となる。したがって、電流センサ１０６が、キャリア波が最大となるタイミングで電流を測定する場合には、デューティ指令値Ｄ^*が大きくなるほど、変更後のキャリア周波数を低く設定する。

なお、図４においては、電流センサ１０６は、キャリア波が最大となるタイミングにおいて電流を測定する例について説明したが、これに限られるものではない。例えば、変形例として、電流センサ１０６は、キャリア波が最小となるタイミングにおいて電流を測定してもよい。

図４Ｂは、図４Ａと同様に、異なる２種類の周波数のキャリア波を示す図である。なお、電流センサ１０６は、キャリア波が最小となるタイミング（時刻Ｔａ）で電流を測定するものとする。

ここで、測定タイミングである時刻Ｔａから算出時間Δｔ経過時点でのキャリア波の大きさは、「０．５−Ｍ^*／２」である。この値は、式（２）を用いると以下のように示すことができる。

したがって、ＰＷＭ信号を適切に生成するためには、デューティ指令値Ｄ^*は、測定タイミングからの算出時間Δｔ経過時点でのキャリア波の大きさ以上であり、次の式を満たす必要がある。

この式（１１）を変形することにより、次の式を求めることができる。

上述のように、キャリア波の周波数は高いほうが好ましい。そのため、キャリア波の周波数ｆは、式（１２）を満たす範囲で最大となるように、次の式の値にすることが好ましい。

したがって、電流センサ１０６が、キャリア波が最小となるタイミングで電流を測定する場合には、デューティ指令値Ｄ^*が小さくなるほど、変更後のキャリア周波数が低くなる。

また、他の変形例として、電流センサ１０６は、キャリア波が最大及び最小となるタイミングにおいて電流を測定してもよい。

まず、電流センサ１０６が、キャリア波が最小となるタイミングにおいて電流を測定する場合について検討する。このような場合には、算出されたデューティ指令値が、電流の測定タイミングからの算出時間Δｔ経過時点でのデューティ指令値よりも小さい時に、ＰＷＭ信号生成部５０５においてデューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波とを適切に比較できないことになる。そのため、キャリア波の周波数を、式（９）を用いて変更する。

次に、電流センサ１０６が、キャリア波が最小となるタイミングにおいて電流を測定する場合について検討する。このような場合には、算出されたデューティ指令値が、電流の測定タイミングからの算出時間Δｔ経過時点でのデューティ指令値の大きさよりも大きい時に、ＰＷＭ信号生成部５０５においてデューティ指令値Ｄｕ^*とキャリア波とを適切に比較できないことになる。そのため、キャリア波の周波数を、式（１２）を用いて変更する。

次に、図５を用いて、図１のモータコントローラ１１１の構成について説明する。

図５は、モータコントローラ１１１の構成を示すブロック図である。

電流指令値演算部５０１は、図１の車両コントローラ１１０により算出されるトルク指令値Ｔ^*と、モータ１０４の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を算出する。

なお、モータ１０４の回転速度ωは、以下のように求められる。

位相演算部５０６は、図１の回転子位置センサ１０７から出力される回転子位置センサ信号に基づき、回転子位相θを算出する。

そして、回転速度演算部５０７は、位相演算部５０６が算出した回転子位相θを微分演算することで回転速度（電気角速度）ωを演算する。

電流制御部５０２には、電流指令値演算部５０１から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、位相変換部５０８からモータ１０４へと流れる電流の測定値であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが入力される。電流制御部５０２は、これらの入力値に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を算出する。具体的には、電流制御部５０２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*とｄ軸電流Ｉｄとの偏差がなくなるように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を求める。また、電流制御部５０２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とｑ軸電流Ｉｑとの偏差がなくなるように、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を求める。

なお、位相変換部５０８は、図１の電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗにより測定される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、位相演算部５０６にて算出された回転子位相θとに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを算出する。

なお、電流センサ１０６がキャリア波の大きさを測定するタイミングと、位相変換部５０８から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが変化するタイミングとは同期している。例えば、電流センサ１０６が、キャリア波の大きさが最大となるタイミングで、モータ１０４へ流れる電流を測定する場合には、キャリア波の大きさが最大となるタイミングと同期して、位相変換部５０８から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが変化する。

位相変換部５０３は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*と、位相演算部５０６から出力されるモータ１０４の回転子の位相θとを用いて、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を求める。

上述のようにモータ１０４の各相の入力部に供給される電位は「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲である。そのため、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲となる。

デューティ変換部５０４は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と、図１のコンデンサ１０５のコンデンサ電圧Ｖｃａｐとに基づいて、上述の式（４）を用いて、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*を生成し、ＰＷＭ信号生成部５０５に出力する。

また、デューティ変換部５０４は、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の全てが上述の式（５）を満たすか否かを判定する。なお、上述のように、この判定結果に応じて、キャリア波の周波数ｆの変更の要否を判断することができる。

三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*のうちのいずれか１つでも式（５）を満たさない場合には、デューティ変換部５０４は、キャリア波の周波数の変更が必要であると判定し、変更要求Ｃをキャリア周波数算出部５０９に出力する。

一方、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の全てが式（５）を満たす場合には、デューティ変換部５０４は、キャリア波の周波数の変更が不要であるため、変更要求Ｃをキャリア周波数算出部５０９に出力しない。

なお、式（５）における上限変調率Ｍ^*は、以下のようにして求めることができる。

キャリア周波数算出部５０９には、デューティ変換部５０４から、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*、及び、変更要求Ｃが入力される。

キャリア周波数算出部５０９は、変更要求Ｃが入力されていなければ、所定のキャリア周波数ｆを、ＰＷＭ信号生成部５０５、及び、上限変調率算出部５１０に出力する。

一方、キャリア周波数算出部５０９は、変更要求Ｃが入力されると、式（７）を用いて変更後のキャリア周波数ｆを求める。そして、キャリア周波数算出部５０９は変更後のキャリア周波数ｆを、ＰＷＭ信号生成部５０５、及び、上限変調率算出部５１０に出力する。

なお、キャリア周波数算出部５０９は、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*のうちの最も大きなデューティ指令値を用いてキャリア周波数ｆを算出する。例えば、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*のうち、デューティ指令値Ｄｕ^*が最も大きい場合には、最も大きなデューティ指令値Ｄｕ^*を用いてキャリア周波数ｆを算出する。このようにすることにより、デューティ指令値Ｄｖ^*、Ｄｗ^*についても、それらの指令値に応じたスイッチング素子Ｔｒの本来の制御タイミングを示すＰＷＭ信号を求めることができる。

上限変調率算出部５１０は、電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗが三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定してから、デューティ変換部５０４がデューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*を算出するまでの算出時間Δｔを予め記憶している。なお、算出時間Δｔには、電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗによる電流の測定時間（ＡＤ変換などの処理時間）が含まれていてもよい。

上限変調率算出部５１０は、キャリア周波数算出部５０９から出力されるキャリア波の周波数f、算出時間Δｔ、及び、式（２）を用いて、上限変調率Ｍ^*を算出する。

ＰＷＭ信号生成部５０５は、キャリア周波数算出部５０９から出力されるキャリア周波数ｆに基づいて三角波のキャリア波を生成する。なお、ＰＷＭ信号生成部５０５により生成されるキャリア波は規格化されており、最小値が０であり最大値が１であるものとする。

そして、ＰＷＭ信号生成部５０５は、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*と、キャリア波との大きさを比較し、その比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。図４Ａ及び図４Ｂに示したように、キャリア波の周波数が、デューティ指令値Ｄ^*に応じた値に変更されていることにより、適切なＰＷＭ信号を生成することができる。

本実施形態によって以下の効果を得ることができる。

このように、本実施形態の電力変換方法においては、電流センサ１０６によって、キャリア波の大きさが最大又は最小となる測定タイミングにおいてモータに供給される電流を測定する電流測定ステップが実行される。そして、デューティ変換部５０４によって、電流センサ１０６によって測定された電流、及び、モータ１０４の要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出ステップが実行される。さらに、デューティ変換部５０４によって、式（５）が満たされるか否かが判定されることにより、算出されたデューティ指令値と、デューティ指令値が算出された時点でのキャリア波との大小関係を判定する判定ステップが行われる。そして、キャリア周波数算出部５０９によって、デューティ変換部５０４による判定ステップの判定結果に応じて、キャリア波の周波数を低く変更するキャリア周波数変更ステップが行われる。

電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗが三相交流電流を測定してから、デューティ変換部５０４がデューティ指令値の算出を完了するまでの間（算出時間Δｔ）に、キャリア波の大きさは変化する。例えば、図３に示したように、時刻Ｔａ１における測定電流を用いて算出されたデューティ指令値Ｄｕ１^*が、算出時間Δｔ経過時点である時刻Ｔｂ１でのキャリア波の大きさを上回る場合には、デューティ指令値の算出が完了する前に、デューティ指令値とキャリア波とが同じ大きさとなってしまう。そのため、ＰＷＭ信号生成部５０５が生成したＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミング（時刻Ｔｂ１）と、デューティ指令値が示すスイッチング素子Ｔｒの本来の制御タイミング（時刻Ｔｃ１）とにズレが生じてしまう。したがって、ＰＷＭ信号生成部５０５は、適切なＰＷＭ信号を生成できない。

そこで、デューティ変換部５０４は、式（５）が満たされるか否かを判定する。この判定結果は、デューティ指令値が、デューティ指令値の算出が完了した時点におけるキャリア波を上回るか否か、すなわち、キャリア波の周波数を変更しなくてもＰＷＭ信号生成部５０５において適切なＰＷＭ信号を生成できるか否かを示している。そのため、式（５）が満たされず、キャリア波の周波数を変更しなければＰＷＭ信号生成部５０５において適切なＰＷＭ信号を生成できないと判断されると、キャリア波の周波数を低く変更する。

図４Ａに示したように、キャリア波の周波数が低いほど、適切にＰＷＭ信号が生成可能なデューティ指令値の上限値が大きくなる。また、図４Ｂに示したように、キャリア波の周波数が低いほど、適切にＰＷＭ信号が生成可能なデューティ指令値の下限値が小さくなる。そのため、キャリア波の周波数を低くすることで、適切なＰＷＭ信号を生成可能なデューティ指令値の範囲を大きくすることができる。

したがって、適切にＰＷＭ信号が生成することができれば、ＰＷＭ信号によるスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングと、デューティ指令値が示す本来のスイッチング素子Ｔｒの制御タイミングとのズレの発生を抑制することができる。そのため、キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいて三相交流電流の測定することにより、電流センサ１０６により測定される三相交流電流に含まれるノイズが抑制されるので、モータ１０４を制御する精度を向上させることができる。

また、本実施形態の電力変換方法においては、キャリア周波数算出部５０９は、キャリア波の周波数を、式（９）又は式（１３）に示される値に変更する。式（９）、及び、式（１３）は、ともに、算出されたデューティ指令値Ｄ^*を用いて適切にＰＷＭ信号を生成可能なキャリア波の周波数の範囲での上限値である。

そのため、キャリア波の周波数ｆを、式（９）又は式（１３）の値に変更することにより、キャリア周波数ｆが低くなりすぎて、ＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｔｒの制御周期が長くなり、モータ１０４の回転制御の精度が悪くなるのを抑制することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

１００ 電源システム
１０１ バッテリ
１０３ インバータ
１０４ モータ
１０５ コンデンサ
１０６ 電流センサ
１０９ ゲート駆動回路
１１１ モータコントローラ
５０１ 電流指令値演算部
５０４ デューティ変換部
５０５ ＰＷＭ信号生成部
５０９ キャリア周波数算出部
５１０ 上限変調率算出部

Claims (5)

1. デューティ指令値とキャリア波との大きさを比較し、該比較した結果に応じてモータの制御に用いるＰＷＭ信号を生成する電力制御方法であって、
   前記キャリア波の大きさが最大又は最小となる測定タイミングにおいて、前記モータに供給される電流を測定する電流測定ステップと、
   前記電流測定ステップによって測定された電流、及び、前記モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出ステップと、
   前記指令値算出ステップにおいて算出されたデューティ指令値と、該デューティ指令値が算出された時点での前記キャリア波との大小関係を判定する判定ステップと、
   前記判定ステップの判定結果に応じて、前記キャリア波の周波数を低く変更する周波数変更ステップと、を有する、
   ことを特徴とする電力制御方法。
2. 請求項１に記載の電力制御方法であって、
   前記周波数変更ステップにおいて、前記キャリア波の周波数を変更する場合には、前記デューティ指令値に応じて、変更後の前記キャリア波の周波数を求める、
   ことを特徴とする電力制御方法。
3. 請求項１又は２に記載の電力制御方法であって、
   前記電流測定ステップにおいて、前記キャリア波の大きさが最大となる測定タイミングにおいて、前記モータに供給される電流を測定し、
   前記判定ステップにおいて、前記指令値算出ステップにおいて算出されたデューティ指令値が、前記デューティ指令値が算出された時点での前記キャリア波よりも大きいか否かを判定し、
   前記周波数変更ステップにおいて、前記デューティ指令値が大きくなるほど、前記キャリア波の周波数を低く変更する、
   ことを特徴とする電力制御方法。
4. 請求項１又は２に記載の電力制御方法であって、
   前記電流測定ステップにおいて、前記キャリア波の大きさが最小となる測定タイミングにおいて、前記モータに供給される電流を測定し、
   前記判定ステップにおいて、前記指令値算出ステップにおいて算出されたデューティ指令値が、前記デューティ指令値が算出された時点での前記キャリア波よりも小さいか否かを判定し、
   前記周波数変更ステップにおいて、前記デューティ指令値が小さくなるほど、前記キャリア波の周波数を低く変更する、
   ことを特徴とする電力制御方法。
5. デューティ指令値とキャリア波との大きさを比較し、該比較した結果に応じてモータの制御に用いるＰＷＭ信号を生成する電力制御装置であって、
   前記キャリア波の大きさが最大又は最小となる測定タイミングにおいて、前記モータに供給される電流を測定する電流測定部と、
   前記電流測定部により測定された電流、及び、前記モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出部と、
   前記指令値算出部により算出されたデューティ指令値と、該デューティ指令値が算出された時点での前記キャリア波との大小関係を判定する判定部と、
   前記判定部の判定結果に応じて、前記キャリア波の周波数を低く変更する周波数変更部と、を有する、
   ことを特徴とする電力制御装置。

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