JP2016226190A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流の検出値に含まれる誤差の影響を抑制しつつ、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えが遅れることに伴うトルク応答性の低下を抑制する。
【解決手段】インバータ２０から回転電機１０に対して出力される出力電圧を調整することで、回転電機１０の制御を行う制御装置４０であって、ＰＷＭ変調制御を実施するＰＷＭ制御部４１と、矩形波制御（トルクフィードバック制御）を実施する矩形波制御部４２と、制御の切り替えを行う切り替え制御部４３と、を備え、切り替え制御部４３は、ｄｑ座標系において、フィルタ電流と、切り替え判定曲線とを比較し、フィルタ電流が、切り替え判定曲線より遅角側となっている場合に、矩形波制御から、ＰＷＭ制御への制御の切り替えを実施するとともに、回転電機１０の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで切り替え判定曲線を設定する。
【選択図】 図１

Description

インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整することで、回転電機の制御を行う回転電機の制御装置に関する。

インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整する制御において、電流フィードバック制御の一種であるパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）と、トルクフィードバック制御とが用いられている。

ＰＷＭ制御は、回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及びインバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、基本波と、基本波より周波数の高い搬送波とを比較する。そして、基本波と搬送波との比較に基づいて、インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整する。

また、トルクフィードバック制御は、出力電流の一周期において、所定の位相における複数の出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値、及び、トルク指令値に基づいて、出力電圧のパルスパターンを調整する。より具体的には、出力電流の一周期において、所定の位相における複数の出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値に基づいて出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、トルク推定値とトルク指令値との比較に基づいて、出力電圧のパルスパターンを調整する。

ＰＷＭ制御では、低回転領域においてトルク変動を抑制することができる一方で、電圧利用率に限界があるという問題がある。また、トルクフィードバック制御では、電圧利用率を大きくすることが可能となる一方で、低回転領域においてトルク変動が増加する。そこで、ＰＷＭ制御と、トルクフィードバック制御とを使い分ける構成が用いられている（例えば、特許文献１）。

特許第５２２１２６１号公報

上記特許文献１に記載の構成では、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えの判定において、回転電機の動作状態が過渡的な場合に、インバータから回転電機に出力される出力電流の検出値を用いて判定を行う。具体的には、ｄｑ座標系において、出力電流が所定の切り替え判定曲線より遅角側となった場合に、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えを実施する。また、回転電機の動作状態が定常的な場合に、出力電流の検出値に対して高周波成分の影響を抑制するフィルタ処理を行い、そのフィルタ処理された出力電流の検出値（フィルタ電流）の電流位相を用いて判定を行う。

ここで、回転電機の動作状態が過渡的な場合に、インバータから回転電機に出力される出力電流の検出値を用いて判定を行うと、出力電流の検出値に含まれる検出誤差による影響が問題となる。即ち、出力電流の検出値に含まれる検出誤差による影響を抑制するためには、切り替え判定曲線を遅角側に設ける必要が生じ、制御切り替えが遅れるという問題が生じる。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、回転電機の制御装置において、出力電流の検出値に含まれる誤差の影響を抑制しつつ、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えが遅れることに伴うトルク応答性の低下を抑制することを主たる目的とする。

第１の構成は、インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、前記出力トルクと前記トルク指令値との偏差に基づいて、前記出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、前記出力電流の検出値を取得し、複数の前記出力電流の検出値に対して、高調波成分を除去するフィルタ処理を行うフィルタ処理部（４３）と、を備え、前記切り替え制御部は、ｄｑ座標系において、前記フィルタ処理部によりフィルタ処理された前記出力電流の検出値と、切り替え判定曲線とを比較し、前記フィルタ処理された出力電流の検出値が、前記切り替え判定曲線より遅角側となっている場合に、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御から、前記第１制御部によるパルス幅変調制御への制御の切り替えを実施するとともに、前記回転電機の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定する、又は、前記フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正することを特徴とする。

上記構成では、出力電流の検出値に対して、フィルタ処理を実施し、そのフィルタ処理された出力電流の検出値（フィルタ電流）と、切り替え判定曲線とを比較する。これにより、出力電流の検出値に誤差が含まれる場合に、その誤差による影響を除去することが可能になる。

ここで、フィルタ電流を用いることで、出力電流の検出値における誤差の影響を除去できる一方で、回転電機の動作状態の変化に応じて、出力電流が変化する場合に、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えが遅れることが懸念される。そこで、回転電機の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、基準曲線を進角方向に補正することで、切り替え判定曲線を設定する、又は、フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正する。これにより、回転電機の動作状態の変化に応じて、出力電流が変化する場合に、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えを早めることができる。つまり、出力電流の検出値に含まれる誤差の影響を抑制しつつ、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えが遅れることに伴うトルク応答性の低下を抑制することが可能になる。

第２の構成は、インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、前記出力トルクと前記トルク指令値との偏差に基づいて、前記出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、前記インバータ装置から前記回転電機に対して出力される出力電流の検出値を取得し、複数の前記出力電流の検出値に対して、高調波成分を除去するフィルタ処理を行うフィルタ処理部（４３）と、を備え、前記切り替え制御部は、ｄｑ座標系において、前記フィルタ処理部によりフィルタ処理された前記出力電流の検出値と、切り替え判定曲線とを比較し、前記フィルタ処理された出力電流の検出値が、前記切り替え判定曲線より遅角側となっている場合に、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御から、前記第１制御部によるパルス幅変調制御への制御の切り替えを実施し、前記フィルタ処理部は、前記回転電機の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、前記フィルタ処理における時定数を設定することを特徴とする。

上記構成では、出力電流の検出値に対して、フィルタ処理を実施し、そのフィルタ処理された出力電流の検出値（フィルタ電流）と、切り替え判定曲線とを比較する。これにより、出力電流の検出値に誤差が含まれる場合に、その誤差による影響を除去することが可能になる。また、動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、フィルタ処理における時定数を設定することで、動作状態が急激に変化した場合に、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えが遅れることに伴うトルク応答性の低下を抑制することが可能になる。

第１実施形態の回転電機及びインバータ装置を表す電気的構成図。 第１実施形態の制御装置を表す機能ブロック図。 所望のトルク及び所望の回転速度を実現可能な制御モードを表す図。 過変調ＰＷＭ制御を表す図。 ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えを表す図。 従来技術における、定常時のＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えを表す図。 従来技術における、過渡時のＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えを表す図。 過渡時にフィルタ電流を用いて、ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えを行った場合の問題点を表す図。 第１実施形態の切り替え判定曲線の補正を表す図。 第１実施形態の制御切り替え処理を表すフローチャート。 第２実施形態の切り替え判定曲線の補正を表す図。 第３実施形態の切り替え判定曲線の補正を表す図。 第４実施形態のフィルタ時間設定処理を表すフローチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、回転電機１０は、多相巻線を有する永久磁石型同期電動機であり、具体的には、３相巻線を有する永久磁石型同期電動機である。回転電機１０のステータ１３（固定子）には、電機子巻線１４が巻回されている。電機子巻線１４は、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、回転電機１０は、巻線界磁型同期電動機であってもよい。

回転電機１０の電機子巻線１４には、インバータ２０が接続されている。インバータ２０には、直流電源２２が接続されている。インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、電機子巻線１４のＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。

本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎにはそれぞれ、還流ダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが並列に接続されている。また、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。

インバータ２０の高電位側の端子（各高電位側スイッチのコレクタ側の端子）には、直流電源２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのエミッタ側の端子）には、直流電源２２の負極端子が接続されている。また、インバータ２０は、高電位側の端子と、低電位側の端子との間に平滑コンデンサ２１を有している。なお、直流電源２２は、例えば、二次電池や、二次電池から供給される電力を昇降圧する昇降圧回路である。

また、制御装置４０は、回転電機１０のトルク指令値Ｔ＊と、インバータ２０から回転電機１０に対して出力される相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値と、直流電源２２の出力電圧ＶＢ（インバータ２０の入力電圧）の検出値と、ロータ１１の回転角度θの検出値と、を取得する。制御装置４０は、トルク指令値Ｔ＊を、制御装置４０より上位の制御装置から取得する。また、制御装置４０は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を電流センサ３１から取得する。また、制御装置４０は、電圧ＶＢの検出値を電圧センサ３２から取得する。また、制御装置４０は、回転角度θの検出値を回転電機１０に設けられた回転角センサ３３から取得する。そして、制御装置４０は、トルク指令値Ｔ＊、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ、電圧ＶＢ、回転角度θに基づいて、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオン制御（開閉制御）を実施する。

図２に、制御装置４０の機能ブロック図を示す。制御装置４０は、ＰＷＭ制御部４１（第１制御部）と、矩形波制御部４２（第２制御部）と、ＰＷＭ制御（電流フィードバック制御）と、矩形波制御（トルクフィードバック制御）との切り替えを行う切り替え制御部４３とを備える。以下、ＰＷＭ制御、矩形波制御、切り替え制御の順に説明を行う。ここで、矩形波制御とは、ワンパルス制御ともいい、電気角θｅの一周期において、所定の通電期間（例えば、１８０度）にわたって、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの電圧が、ＶＢ／２→０→−ＶＢ／２の順に変化するような制御をいう。以下、ＰＷＭ制御、矩形波制御、切り替え制御の順に説明を行う。

（ＰＷＭ制御）
３相２相変換部４５は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を、回転角度θに基づいて、ＵＶＷ座標系（３相）からｄｑ座標系（２相）に変換し、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを算出する。電流指令値生成部４６は、トルク指令値Ｔ＊に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。

偏差算出部４７ｄ，４７ｑは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑをそれぞれ算出する。ＰＩＤ演算部４８ｄ，４８ｑは、それぞれ偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、ＰＩＤ演算（比例・積分・微分演算）を実施する。ＰＩＤ演算部４８ｄの出力値が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１の基準値となるｄ軸電圧基準値Ｖｄｂ＊であり、ＰＩＤ演算部４８ｑの出力値が、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１の基準値となるｑ軸電圧基準値Ｖｑｂ＊である。

ここで、電機子巻線１４に印加される電圧のｄｑ軸成分は、電機子巻線１４を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項に加えて、異なる軸成分に比例する項や逆起電力といった、いわゆる干渉項を含む。

そこで、非干渉化制御部４９は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸干渉電圧Ｖｄ０及びｑ軸干渉電圧Ｖｑ０を算出する。そして、補正部５０ｄは、ｄ軸電圧基準値Ｖｄｂ＊からｄ軸干渉電圧Ｖｄ０を減算することで補正し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１を算出する。また、補正部５０ｑは、ｑ軸電圧基準値Ｖｑｂ＊からｑ軸干渉電圧Ｖｑ０を減算することで補正し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１を算出する。

２相３相変換部５１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１を、回転角度θに基づいて、ｄｑ座標系からＵＶＷ座標系に変換し、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１、及び、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１を算出する。電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１は、それぞれ、正弦波状であり、かつ、その中央値がゼロとされている。ここで、電圧ＶＢに対し、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１が大きい場合、つまり、変調率Ａｍｐが大きいときには、正弦波に所定の３次高調波を重畳したものを最終的な電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１として出力する。

搬送波生成部５２は、搬送波ＣＡとして三角波を生成する。本実施形態の搬送波生成部５２は、基本波の周波数に依存しない所定の周波数を有する搬送波ＣＡを出力する。

比較器５３Ｕは、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＵ１を出力する。比較器５３Ｖは、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＶ１を出力する。比較器５３Ｗは、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＷ１を出力する。比較器５３Ｕ，５３Ｖ，５３Ｗの出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、それぞれ、基本波である電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１をパルス幅変調したものである。

出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、切り替え部４４に入力される。そして、切り替え制御部４３によってＰＷＭ制御が選択されている場合、出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、切り替え部４４を介して、デッドタイム生成部５５に入力される。また、出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、ＮＯＴ回路５４Ｕ，５４Ｖ，５４Ｗによって反転され、デッドタイム生成部５５に入力される。

デッドタイム生成部５５は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの組み合わせにおいて、同一のレグに属するものが同時にオンされることで、直流電源２２が短絡されることを抑制する。具体的には、出力信号ｇＵ１と、その反転信号とがともにハイ状態となることを抑制し、出力信号ｇＶ１と、その反転信号とが、ともにハイ状態となることを抑制し、出力信号ｇＷ１と、その反転信号とが、ともにハイ状態となることを抑制する。

デッドタイム生成部５５によって、整形された出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１及び出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１の反転信号は、ゲート駆動回路５６に入力される。ゲート駆動回路５６は、ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１を駆動信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐとして、スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのそれぞれのゲートに出力する。また、ゲート駆動回路５６は、ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１の反転信号を駆動信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとして、スイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのそれぞれのゲートに出力する。

上述したＰＷＭ制御部４１の動作によって、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｄｑ座標に変換したｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが、それぞれ、トルク指令値Ｔ＊に基づき算出されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊となるように制御される。

（矩形波制御）
トルク推定部５７は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、回転電機１０の出力トルクの推定値であるトルク推定値Ｔｅを算出する。トルク推定値Ｔｅは、例えば回転電機１０の極対数ｐ、誘起電圧定数φ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出できる。

Ｔｅ＝ｐ｛φ・Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ｝
偏差算出部５８は、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差ΔＴを算出する。電圧位相算出部５９は、偏差ΔＴに基づいて、電圧位相操作量α＊を算出する。出力信号生成部６０は、電圧位相操作量α＊、及び、現在の回転角度θに基づいて、矩形波の位相を操作するべく、信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２を生成する。

出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、切り替え部４４に入力される。そして、切り替え制御部４３によって矩形波制御が選択されている場合、出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、切り替え部４４を介して、デッドタイム生成部５５に入力される。また、出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、ＮＯＴ回路５４Ｕ，５４Ｖ，５４Ｗによって反転され、デッドタイム生成部５５に入力される。デッドタイム生成部５５及びゲート駆動回路５６の動作は、ＰＷＭ制御と同等であるため、説明を省略する。

（切り替え制御）
図３に、ＰＷＭ制御を行う領域と、矩形波制御を行う領域と、を示す。図示されるように、低回転速度領域から中回転速度領域まではＰＷＭ制御を行う領域であり、高回転速度領域は矩形波制御を行う領域である。ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域との境界は、トルク指令値Ｔ＊が大きいほど低回転速度側となる。高回転速度領域において、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるのは、次の理由による。

電機子巻線１４の各相に印加可能な電圧の最大値は、直流電源２２の電圧ＶＢである。このため、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となる状態、即ち、変調率Ａｍｐが１００％以上（３次高調波を重畳した場合、１１５％以上）の状態では、電機子巻線１４の各相に実際に印加される電圧を電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１とすることができない。

図４（ａ）に、変調率Ａｍｐが１００％の場合に電機子巻線１４の各相に印加される電圧（例えば、ＶＵ）の推移を示し、図４（ｂ）に、変調率Ａｍｐが１００％よりも大きい場合に電機子巻線１４の各相に印加される電圧（例えば、ＶＵ）の推移を示す。図示されるように、変調率Ａｍｐが１００％よりも大きい場合には電機子巻線１４の各相に印加される電圧ＶＵの振幅は、直流電源２２の電圧ＶＢの１／２に制限されるため、正弦波形状の電圧とはならない。しかし、この場合であっても、図４（ａ）に示される電圧と比較すると、図４（ｂ）中斜線にて示す領域だけ電圧の利用度が向上している。

これにより、電機子巻線１４の各相に印加される電圧の実効値を、図４（ａ）に示したものと比較して大きくすることができ、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊によって定まる３相の電流指令値を電機子巻線１４に流すことが可能となる。したがって、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となった場合に、ＰＷＭ制御を継続することで、電機子巻線１４、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊によって定まる３相の電流を流すことが可能となる。図３に示すように、この変調率Ａｍｐが１００％以上とされる領域を過変調ＰＷＭ制御領域と呼ぶ。

電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の振幅が増加していくと、最終的には、電機子巻線１４の各相に印加される電圧は、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と同一周期で、「ＶＢ／２」と「−ＶＢ／２」とに交互に変化する矩形波状となる。ここで、理論的に、変調率Ａｍｐが４／πを超えることで、ＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが知られている。そこで、一般的に、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の振幅が、直流電源２２の電圧ＶＢの１２７％（＜４／π）の値となることで、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えが行われる。

図５に、ＰＷＭ制御及び矩形波制御によってとり得るｄｑ座標系の電流Ｉｄ，Ｉｑを示す。実線にて示す電流指令曲線ＣＬは、電流指令値生成部４６（図２）によって生成される電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の描く曲線である。電流指令曲線ＣＬは、回転電機１０の制御に対する要求に応じ、適宜設定されるものであり、本実施形態では、トルク指令値Ｔ＊を最小の電力損失で実現することのできる電流Ｉｄ，Ｉｑとなるように設定されている。

一方、２点鎖線にて示すのは、実際に回転電機１０に流すことの可能な電流の境界をｄｑ座標系上で定める制限曲線ＬＬである。制限曲線ＬＬは、直流電源２２の電圧ＶＢ及び回転電機１０の回転速度ＦＲに応じて定まるものである。このため、ＰＷＭ制御時には、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、電流指令曲線ＣＬと制限曲線ＬＬとの交点である上限ＰＭを超えることはできない。そこで、電流指令値Ｉｑ＊，Ｉｄ＊が上限ＰＭに達することで矩形波制御に切り替えられることになる。

矩形波制御が実施されている場合、電流Ｉｄ，Ｉｑは、電流指令曲線ＣＬによって規定される電流Ｉｄ，Ｉｑとは一致しない。即ち、矩形波制御とＰＷＭ制御とでは、例えば図５のベクトルＩ１とベクトルＩ２とが互いに等しいトルクＴを実現するにも関わらず、電流Ｉｄ，Ｉｑが異なるというように、トルク指令値Ｔ＊が同一でも、電流Ｉｄ，Ｉｑが相違する。しかし、矩形波制御によって生成されるトルクＴをＰＷＭ制御によって実現する際の電流ベクトルの長さが上限ＰＭ以下であるなら、矩形波制御によって生成されていたトルクＴをＰＷＭ制御によって生成することが可能である。

切り替え制御部４３（図２）は、ＰＷＭ制御における変調率Ａｍｐ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ＰＷＭ制御と矩形波制御との切り替えを行う。ＰＷＭ制御における変調率Ａｍｐは、インバータ２０の入力電圧ＶＢと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１とに基づいて算出される。

以下、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え処理について説明を行う。

図６に示すように、従来技術（例えば、特許第５２２１２６１号公報）において、定常状態では、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値をフィルタ処理したフィルタ電流Ｉｆの位相と、電流切り替え位相Ｃｆとの比較に基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを実施する。

図７に示すように、従来技術において、過渡状態では、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの実際値である実電流Ｉｒと、切り替え判定曲線ＣＣとの比較に基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを実施する。具体的には、実電流Ｉｒが、切り替え判定曲線ＣＣより遅角側となった場合に、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを実施する。なお、切り替え判定曲線ＣＣは、電流指令曲線ＣＬより遅角側に設けられている。

ここで、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値である実電流Ｉｒと切り替え判定曲線ＣＣとの比較を行う場合、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出誤差を考慮して、切り替え判定曲線ＣＣの設定を行う必要がある。即ち、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの実際の値が、切り替え判定曲線ＣＣを遅角側に超えていないにも関わらず、電流センサ３１の検出誤差によって、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値が切り替え判定曲線ＣＣを遅角側に超えていると判定される状況を抑制する必要がある。

仮に、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの実際値が、切り替え判定曲線ＣＣを遅角側に超えていないにも関わらず、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値が切り替え判定曲線ＣＣを遅角側に超えていると判定されると、矩形波制御とＰＷＭ制御との切り替えが頻繁に行われることになり、制御性が低下する。

一方、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出誤差によって、制御の切り替えが行われないように、切り替え判定曲線ＣＣをより遅角側に設定すると、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えが遅れる。この制御の切り替えの遅れによって、インバータ２０から回転電機１０に対して過剰に高い電圧が印加されることが懸念される。

そこで、本実施形態の切り替え制御部４３（フィルタ処理部）では、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出誤差の影響を除去するために、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値（実電流Ｉｒ）に対し、高調波成分を除去するフィルタ処理を実施する。そして、そのフィルタ処理された出力電流の検出値（フィルタ電流Ｉｆ）と、切り替え判定曲線ＣＣとを比較する。なお、フィルタ処理は、３相２相変換部４５において実施してもよい。

ここで、フィルタ電流Ｉｆを用いることで、出力電流の検出値における誤差の影響を除去できる一方で、回転電機１０の動作状態の変化に応じて出力電流が変化する場合に、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えが遅れることが懸念される。この切り替えの遅れについて図８を用いて説明する。

図８では、フィルタ電流Ｉｆは、切り替え判定曲線ＣＣより進角側となっている。一方、出力電流の実際値である実電流Ｉｒは、出力トルクＴの急減に伴って、切り替え判定曲線ＣＣより遅角側となっている。このような場合、実際にはＰＷＭ制御に適した状態となっているにも関わらず、フィルタの時定数に応じた時間が経過するまで、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えが実施されず、トルク応答性が低下することになる。

そこで、本実施形態では、回転電機１０の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで、切り替え判定曲線ＣＣを設定する。これにより、回転電機１０の動作状態の変化に応じて、出力電流が変化する場合に、トルクフィードバック制御からパルス幅変調制御への切り替えを早めることができる。つまり、出力電流の検出値に含まれる誤差の影響を抑制しつつ、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えが遅れることに伴うトルク応答性の低下を抑制することが可能になる。

ここで、回転電機１０の動作状態とは、具体的には、回転電機１０の出力トルクＴ、インバータ２０の入力電圧ＶＢ、及び、回転電機１０の回転速度ＦＲである。

出力トルクＴ（出力トルクＴの実際値、又は、トルク指令値Ｔ＊）が急激に減少する、つまり、出力トルクＴの単位時間当たりの減少量が大きい場合、早めにトルクフィードバック制御からＰＷＭ制御に切り替えることで、トルク応答性の低下を抑制することが可能になる。そこで、基準曲線を進角方向に補正することで、出力トルクＴの単位時間当たりの減少量が大きい場合に、矩形波制御からＰＷＭ制御に早く切り替えることが可能になる。本実施形態では、出力トルクＴが急激に減少しているか否かの判断には、トルク指令値Ｔ＊を用いる。

回転速度ＦＲが急激に減少する、つまり、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量が大きい場合、早めに矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えることで、トルク応答性の低下を抑制することが可能になる。そこで、基準曲線を進角方向に補正することで、回転速度ＦＲが減少する場合に、早めに矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えることが可能になる。

インバータの入力電圧ＶＢが急激に増加する、つまり、インバータ２０の入力電圧の単位時間当たりの増加量が大きい場合、インバータ２０の出力電圧が一定であるとすると、変調率Ａｍｐが急激に減少する。そこで、入力電圧ＶＢが急激に減少する場合、フィルタ電流が基準曲線を遅角側に超える前に、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えることで、トルク応答性の低下を抑制することができる。

また、本実施形態では、基準曲線として、電流指令曲線ＣＬを用いる構成とする。これにより、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え後、速やかに、出力電流Ｉｄ，Ｉｑを電流指令値Ｉｄ＊１，Ｉｑ＊１とすることが可能になる。このため、トルク応答性を向上させることが可能となる。また、本実施形態では、基準曲線をｄ軸弱め界磁方向（ｄ軸負方向）にシフトするように補正を行う。

図１０に本実施形態における矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え処理を表すフローチャートを示す。この切り替え処理は、制御装置４０によって、所定周期λ毎に実施される。

ステップＳ０１において、トルク指令値Ｔ＊を取得する。ステップＳ０２において、トルク指令値の単位時間当たりの変化量ΔＴ＊を算出する。具体的には、トルク指令値Ｔ＊の前回値と今回値との偏差を、所定周期λで除算することで、単位時間当たりの変化量ΔＴ＊を算出する。ステップＳ０３において、トルク指令値の単位時間当たりの変化量ΔＴ＊に基づいて、切り替え判定曲線ＣＣの第１補正値ΔＩｄ１を算出する。

ステップＳ０４において、回転速度ＦＲを取得する。具体的には、回転速度ＦＲは、回転角度θの単位時間当たりの変化量として算出することができる。ステップＳ０５において、回転速度の単位時間当たりの変化量ΔＦＲを算出する。具体的には、回転速度ＦＲの前回値と今回値との偏差を、所定周期λで除算することで、単位時間当たりの変化量ΔＦＲを算出する。ステップＳ０６において、回転速度の単位時間当たりの変化量ΔＦＲに基づいて、切り替え判定曲線ＣＣの第２補正値ΔＩｄ２を算出する。

ステップＳ０７において、入力電圧ＶＢを取得する。ステップＳ０８において、入力電圧の単位時間当たりの変化量ΔＶＢを算出する。具体的には、入力電圧ＶＢの前回値と今回値との偏差を、所定周期λで除算することで、単位時間当たりの変化量ΔＶＢを算出する。ステップＳ０９において、入力電圧の単位時間当たりの変化量ΔＶＢに基づいて、切り替え判定曲線ＣＣの第３補正値ΔＩｄ３を算出する。

ステップＳ１０において、補正値ΔＩｄ１〜ΔＩｄ３の中で最大のものを補正値として選択する。ステップＳ１１において、ステップＳ１０で選択された補正値分、基準曲線をｄ軸弱め界磁方向にシフトする補正を行う。

ステップＳ１２において、フィルタ電流Ｉｆを取得する。ステップＳ１３において、フィルタ電流Ｉｆが切り替え判定曲線ＣＣより遅角側か否かを判定する。フィルタ電流Ｉｆが切り替え判定曲線ＣＣより遅角側の場合（Ｓ１３：ＹＥＳ）、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替え処理を実施する。また、フィルタ電流Ｉｆが切り替え判定曲線ＣＣより遅角側でない場合（Ｓ１３：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。

本実施形態の構成では、出力トルクの単位時間当たりの減少量ΔＴ＊に基づいて第１補正値ΔＩｄ１を算出し、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量ΔＦＲに基づいて第２補正値ΔＩｄ２を算出し、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの増加量ΔＶＢに基づいて第３補正値ΔＩｄ３を算出する。そして、補正値ΔＩｄ１〜ΔＩｄ３のうち最大のものを補正値として選択し、その補正値に基づいて、基準曲線をｄ軸弱め界磁方向にシフトする補正を行う。このような構成にすることで、出力トルクＴの変化、回転速度ＦＲの変化、及び、入力電圧ＶＢの変化のいずれかによって、出力電流の実際値である実電流Ｉｒが、ＰＷＭ制御に適したものとなっている場合に、矩形波制御からＰＷＭ制御へ適切に切り替えることが可能になる。

（第２実施形態）
第１実施形態では、図９に示すように、基準曲線（電流指令曲線ＣＬ）をｄ軸界磁弱め方向にシフトすることで、切り替え判定曲線ＣＣを進角方向に補正する構成とした。これを変更し、図１１に示すように、基準曲線をｑ軸界磁弱め方向にシフトすることで、切り替え判定曲線ＣＣを進角方向に補正する構成としてもよい。

具体的には、第１実施形態と同様に、出力トルクＴの単位時間当たりの減少量に基づいて第１補正値ΔＩｑ１を算出し、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量に基づいて第２補正値ΔＩｑ２を算出し、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの増加量に基づいて第３補正値ΔＩｑ３を算出する。そして、補正値ΔＩｑ１〜ΔＩｑ３のうち最大のものを補正値として選択し、その補正値に基づいて、基準曲線をｑ軸弱め界磁方向にシフトする補正を行う構成とする。

（第３実施形態）
第１実施形態では、図９に示すように、基準曲線をｄ軸界磁弱め方向にシフトすることで、切り替え判定曲線を進角方向に補正する構成とした。これを変更し、図１２に示すように、基準曲線に対して、係数を積算することで、切り替え判定曲線を進角方向に補正する構成としてもよい。具体的には、切り替え制御部４３は、マップとして、基準曲線を構成するｄｑ座標上の各点を記憶している。そこで、基準曲線を構成するｄｑ座標上の各点のｑ成分に対し、１未満の係数を積算する。なお、基準曲線を構成するｄｑ座標上の各点のｄ成分及びｑ成分のそれぞれに対し、係数を積算する構成としてもよい。

さらに、第１実施形態と同様に、出力トルクＴの単位時間当たりの減少量に基づいて第１係数ｋ１を算出し、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量に基づいて第２係数ｋ２を算出し、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの増加量に基づいて第３係数ｋ３を算出する。そして、係数ｋ１〜ｋ３のうち最小のものを選択し、すなわち切り替え判定曲線ＣＣの補正量が最大のものを基準曲線に対して積算することで、切り替え判定曲線ＣＣを遅角方向に補正する。

（第４実施形態）
第４実施形態の切り替え制御部４３は、第１実施形態における切り替え判定曲線ＣＣの補正に加え、回転電機１０の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、フィルタ処理における時定数を設定する。図１３に、時定数の設定処理を示す。この処理は、切り替え制御部４３によって、所定周期λごとに実施される。

ステップＳ２０において、トルク指令値Ｔ＊を取得する。ステップＳ２１において、トルク指令値Ｔ＊の単位時間当たりの変化量ΔＴ＊を算出する。具体的には、トルク指令値Ｔ＊の前回値と今回値との偏差を、所定周期λで除算することで、単位時間当たりの変化量ΔＴ＊を算出する。ステップＳ２２において、トルク指令値の単位時間当たりの変化量ΔＴ＊に基づいて、フィルタ処理における第１時定数τ１を算出する。

ステップＳ２３において、回転速度ＦＲを取得する。ステップＳ２４において、回転速度ＦＲの単位時間当たりの変化量ΔＦＲを算出する。具体的には、回転速度ＦＲの前回値と今回値との偏差を、所定周期λで除算することで、単位時間当たりの変化量ΔＦＲを算出する。ステップＳ２５において、回転速度の単位時間当たりの変化量ΔＦＲに基づいて、フィルタ処理における第２時定数τ２を算出する。

ステップＳ２６において、入力電圧ＶＢを取得する。ステップＳ２７において、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの変化量ΔＶＢを算出する。具体的には、入力電圧ＶＢの前回値と今回値との偏差を、所定周期λで除算することで、単位時間当たりの変化量ΔＶＢを算出する。ステップＳ２８において、入力電圧の単位時間当たりの変化量ΔＶＢに基づいて、フィルタ処理における第３時定数τ３を算出する。

ステップＳ２９において、時定数τ１〜τ３の中で最小のもの、すなわち初期の時定数からの補正量が最大のものをフィルタの時定数（フィルタ時間）として設定し、処理を終了する。

回転電機１０の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、フィルタ処理における時定数を設定することで、動作状態が急激に変化した場合に、トルクフィードバック制御からＰＷＭ制御への切り替えが遅れることに伴うトルク応答性の低下を抑制することが可能になる。

具体的には、トルクＴの単位時間当たりの減少量が大きいほど、フィルタ時間を短く設定する。また、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量が大きいほど、フィルタ時間を短く設定する。また、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの増加量が大きいほど、フィルタ時間を短く設定する。

さらに、本実施形態では、時定数τ１〜τ３のうち最小のものをフィルタ時間として設定する。これにより、出力トルクＴの変化、回転速度ＦＲの変化、及び、入力電圧ＶＢの変化のいずれかによって、電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）の実際値が、ＰＷＭ制御に適したものとなっている場合に、矩形波制御からＰＷＭ制御へ適切に切り替えることが可能になる。

（他の実施形態）
・上記実施形態では、切り替え判定曲線ＣＣを進角方向に補正する構成としたが、これを変更し、フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正する構成としてもよい。

・第１実施形態において、出力トルクの単位時間当たりの減少量ΔＴ＊、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量ΔＦＲ、及び、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの増加量ΔＶＢのいずれか１つの値に基づいて、補正値を算出する構成としてもよい。また、補正値ΔＩｄ１〜ΔＩｄ３の平均値を用いて、切り替え判定曲線を補正する構成としてもよい。

・第４実施形態において、出力トルクの単位時間当たりの減少量ΔＴ＊、回転速度ＦＲの単位時間当たりの減少量ΔＦＲ、及び、入力電圧ＶＢの単位時間当たりの増加量ΔＶＢのいずれか１つの値に基づいて、フィルタ時間を算出する構成としてもよい。

・第４実施形態において、切り替え判定曲線ＣＣの補正を省略する構成としてもよい。

・回転電機１０の出力トルクＴの単位時間当たりの変化量を算出する際に、トルク指令値Ｔ＊を用いる構成とした。これを変更し、出力トルクＴの単位時間当たりの変化量を算出する際に、トルク推定値Ｔｅを用いる構成としてもよい。

・基準曲線として、電流指令曲線以外のものを用いてもよい。例えば、基準曲線として、電流指令曲線を遅角側にシフトさせた曲線を用いてもよい。

・出力トルクとトルク指令値との偏差に基づいて、出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御として、矩形波制御（ワンパルス制御）以外のものを行ってもよい。例えば、電流検出値とトルク指令値とから出力電圧のパルスパターンを選択し、トルク推定値Ｔｅとトルク指令値Ｔ＊との偏差に基づいて、出力電圧の位相を設定する制御を実施してもよい。

・以上、本発明の実施の形態について実施例を用いて説明したが、本発明は、こうした実施例に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得る。

１０…回転電機、２０…インバータ、４０…制御装置、４１…ＰＷＭ制御部、４２…矩形波制御部、４３…切り替え制御部。

Claims (12)

1. インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
   前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
   前記出力トルクと前記トルク指令値との偏差に基づいて、前記出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、
   前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、
   前記出力電流の検出値を取得し、複数の前記出力電流の検出値に対して、高調波成分を除去するフィルタ処理を行うフィルタ処理部（４３）と、を備え、
   前記切り替え制御部は、
   ｄｑ座標系において、前記フィルタ処理部によりフィルタ処理された前記出力電流の検出値と、切り替え判定曲線とを比較し、前記フィルタ処理された出力電流の検出値が、前記切り替え判定曲線より遅角側となっている場合に、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御から、前記第１制御部によるパルス幅変調制御への制御の切り替えを実施するとともに、前記回転電機の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定する、又は、前記フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正することを特徴とする制御装置。
2. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量として、前記回転電機の出力トルクの単位時間当たりの減少量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定する、又は、前記フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量として、前記回転電機の回転速度の単位時間当たりの減少量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定する、又は、前記フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正することを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。
4. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量として、前記インバータ装置の入力電圧の単位時間当たりの増加量に基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定する、又は、前記フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御装置。
5. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量として、前記回転電機の出力トルクの単位時間当たりの減少量に基づいて、第１補正値を算出し、前記動作状態の単位時間当たりの変化量として、前記回転電機の回転速度の単位時間当たりの減少量に基づいて、第２補正値を算出し、前記動作状態の単位時間当たりの変化量として、前記インバータ装置の入力電圧の単位時間当たりの増加量に基づいて、第３補正値を算出し、さらに、前記第１〜第３補正値のうち最大のものに基づいて、所定の基準曲線を進角方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定する、又は、前記フィルタ処理された出力電流を遅角方向に補正することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
6. 前記第１制御部は、ｄｑ座標系において、電力損失が最小となる電流指令曲線上の点を電流指令値として設定し、前記電流指令値と、前記出力電流の検出値とのｄ軸成分の偏差及びｑ軸成分の偏差に基づいて、前記基本波を設定し、
   前記切り替え制御部は、前記電流指令曲線に基づいて、前記基準曲線を設定することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の制御装置。
7. 前記切り替え制御部は、前記電流指令曲線を、前記基準曲線として設定することを特徴とする請求項６に記載の制御装置。
8. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、所定の基準曲線をｄ軸弱め界磁方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の制御装置。
9. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、所定の基準曲線をｑ軸弱め界磁方向に補正することで前記切り替え判定曲線を設定することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の制御装置。
10. 前記切り替え制御部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて係数を算出し、その係数を前記基準曲線に積算して進角方向に補正することで、前記切り替え判定曲線を設定することを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の制御装置。
11. 前記フィルタ処理部は、前記動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、前記フィルタ処理における時定数を設定することを特徴とすることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか1項に記載の制御装置。
12. インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
    前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
    前記出力トルクと前記トルク指令値との偏差に基づいて、前記出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、
    前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、
    前記インバータ装置から前記回転電機に対して出力される出力電流の検出値を取得し、複数の前記出力電流の検出値に対して、高調波成分を除去するフィルタ処理を行うフィルタ処理部（４３）と、を備え、
    前記切り替え制御部は、ｄｑ座標系において、前記フィルタ処理部によりフィルタ処理された前記出力電流の検出値と、切り替え判定曲線とを比較し、前記フィルタ処理された出力電流の検出値が、前記切り替え判定曲線より遅角側となっている場合に、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御から、前記第１制御部によるパルス幅変調制御への制御の切り替えを実施し、
    前記フィルタ処理部は、前記回転電機の動作状態の単位時間当たりの変化量に基づいて、前記フィルタ処理における時定数を設定することを特徴とする制御装置。

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