CN111953265A - 用于旋转电机的控制装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于旋转电机的控制装置，应用于旋转电机系统。该旋转电机系统包括：旋转电机，所述旋转电机具有多相的绕组；第一逆变器，所述第一逆变器连接到每相的绕组的第一端；第二逆变器，所述第二逆变器连接到每相的绕组的第二端；高电位侧连接线；以及低电位侧连接线。控制装置获取与流向每相的绕组的基波电流具有相关性的参数。控制装置将参数与旋转电机中产生的谐波电压的振幅及相位相关联的对应信息存储在存储单元中。控制装置基于对应信息和获取的参数来对第一逆变器和第二逆变器中的每一个进行控制，以抑制谐波电压。

Description

用于旋转电机的控制装置
技术领域
本公开涉及一种用于旋转电机的控制装置。
背景技术
通常，已知包括具有开放式绕组的旋转电机的旋转电机系统(例如，参考JP-A-2017-077061)。在该旋转电机系统中，在构成旋转电机的每相的绕组的两端中，第一逆变器连接到第一端，第二逆变器连接到第二端。此外，第一逆变器的高电位侧和第二逆变器的高电位侧通过高电位侧连接线来连接。第一逆变器的低电位侧和第二逆变器的低电位侧通过低电位侧连接线来连接。
在如上所述的旋转电机系统中，当旋转电机被驱动时，可以执行H桥驱动。在H桥驱动中，对每个逆变器的上臂开关和下臂开关执行脉冲宽度调制(PWM)驱动。
在该旋转电机系统中，零相电流可能不会变为零。零相电流是通过将流过旋转电机中的每相的绕组的基波电流相加来获得的。当零相电流没有变为零时，产生包括3×(2n-1)次谐波电压的零相电压。零相电压是对旋转电机的干扰电压。旋转电机中的驱动损耗由于零相电压而增加。在JP-A-2017-077061中描述的技术中，存储产生的零相电压的平均值。然后，通过使用该平均值来控制每个逆变器，从而抑制零相电流。
当使用零相电压的平均值来控制逆变器时，在计算出平均值之前需要预定的计算周期。关于抑制零相电流的响应性变差。因此，例如，在旋转电机的转速改变的情况下，出现了一个问题，即如果零相电流瞬时改变，则零相电流不能被充分抑制。
发明内容
因此，期望提供一种旋转电机的控制装置，所述控制装置能够以良好的响应性来抑制零相电流。
本公开提供一种应用于旋转电机系统的用于旋转电机的控制装置。该旋转电机系统包括：旋转电机，所述旋转电机具有多相的绕组；第一逆变器，所述第一逆变器连接到直流电源，并且连接到每相的绕组的第一端；第二逆变器，所述第二逆变器连接到每相的绕组的第二端；高电位侧连接线，所述高电位侧连接线将第一逆变器的高电位侧和第二逆变器的高电位侧连接；以及低电位侧连接线，所述低电位侧连接线将第一逆变器的低电位侧和第二逆变器的低电位侧连接。
该控制装置包括：参数获取单元，所述参数获取单元获取与流向每相的绕组的基波电流具有相关性的参数；存储单元，所述存储单元中存储有将参数与旋转电机中产生的谐波电压的振幅及相位相关联的对应信息；以及控制单元，所述控制单元基于对应信息和获取的参数来对第一逆变器和第二逆变器中的每一个进行控制，以抑制谐波电压。
在包括具有开放式绕组的旋转电机的旋转电机系统中，当使用第一逆变器和第二逆变器来驱动旋转电机时，流向旋转电机的零相电流可能不会变为零。当零相电流流过时，旋转电机中会产生驱动损耗。因此，需要抑制零相电流。
在这种情况下，较为理想的是，响应于旋转电机的转速的变化，以良好的响应性来抑制零相电流。鉴于此，在如上所述的构造中，将谐波电压的振幅及相位与同流向每相的绕组的基波电流相关的参数相关联的对应信息存储在存储单元中。
另外，在控制各逆变器以抑制谐波电压时，基于对应信息和获取的参数来对各逆变器进行控制。由于各逆变器都是基于预先规定的对应信息来控制的，因此，与使用零相电压的平均值来控制各逆变器相比，可以以良好的响应性来对零相电流进行抑制。
附图说明
在附图中：
图1是旋转电机系统的总体构造图；
图2是第二模式中的电流路径的图；
图3是第一模式中的电流路径的图；
图4是根据第一实施方式的控制装置的电路构造的图；
图5A是基波电流的电流振幅与电流相位之间的关系的图，图5B是谐波电压的振幅与相位之间的关系的图；
图6是指令值映射的图；
图7是旋转电机的温度与谐波电压的振幅之间的关系的图；
图8是根据第一实施方式的控制处理的流程图；
图9是第一动作条件与第二动作条件之间的关系的图；
图10A和图10B是控制处理中对零相电流进行抑制的过程的图；
图11是根据第二实施方式的控制装置的电路构造的图；
图12是根据第三实施方式的控制装置的电路构造的图；
图13是根据第四实施方式的控制装置的电路构造的图；
图14是根据第四实施方式的控制处理的流程图。
具体实施方式
(第一实施方式)
下文将参考附图对根据本公开第一实施方式的用于旋转电机的控制装置进行描述。根据第一实施方式，控制装置应用于安装在车辆中的旋转电机系统100。
如图1所示，根据本实施方式的旋转电机系统100包括：旋转电机10、第一逆变器20、第二逆变器30和控制装置50。控制装置50对旋转电机10进行控制。
旋转电机10提供用于再生发电的功能和用于动力运行驱动的功能。具体而言，旋转电机10是电动发电机(MG)。旋转电机10向电池40输入电力，并且从电池40接收电力输出。在动力运行期间，旋转电机10使用由电池40供给的电力向车辆施加驱动力。在再生期间，旋转电机10使用车辆的减速能量来执行发电，并且向电池40输出电力。
旋转电机10包括用于三相的开放式绕组11。绕组11是对应于U相、V相和W相的多相的绕组。U相绕组11U、V相绕组11V和W相绕组11W各自包括第一绕组部12和第二绕组部13。第一绕组部12和第二绕组部13串联连接。旋转电机10的转子连接到车辆的驱动轮，以便能够传递动力(扭矩)。例如，旋转电机10是同步电动机。
旋转电机10的三相的绕组11经由第一逆变器20连接到电池40。电池40用作直流电源单元。电池40是能够充电和放电的蓄电池。具体而言，电池40是组装电池(也称为电池组)，在该组装电池中，多个锂离子蓄电池串联连接。此处，电池40可以是另一种类型的蓄电池。根据本实施方式，电池40对应于“直流电源”。
第一逆变器20由包括上臂开关22(22A、22B、22C)和下臂开关23(23A、23B、23C)的串联连接体并联连接而构成。上臂开关22是高电位侧的开关元件。下臂开关23是低电位侧的开关元件。每相的绕组11的第一端连接到对应相的上臂开关22与下臂开关23之间的连接点。此处，根据本实施方式，电压控制型半导体开关元件用作开关22、23中的每一个。更具体而言，使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)。续流二极管24反并联连接到每个开关。
第二逆变器30由包括上臂开关32(32A、32B、32C)和下臂开关33(33A、33B、33C)的串联连接体并联连接而构成。上臂开关32是高电位侧的开关元件。下臂开关33是低电位侧的开关元件。每相的绕组11的第二端连接到对应相的上臂开关32与下臂开关33之间的连接点。此处，根据本实施方式，电压控制型半导体开关元件用作开关32、33中的每一个。更具体而言，使用IGBT。续流二极管34反并联连接到每个开关。
电池40的高电位侧和第一逆变器20的高电位侧通过电源线LE来连接。电池40的低电位侧和第一逆变器20的低电位侧通过接地线LG来连接。此外，第一逆变器20的高电位侧和第二逆变器30的高电位侧通过高电位侧连接线LU来连接。第一逆变器20的低电位侧和第二逆变器30的低电位侧通过低电位侧连接线LD来连接。其结果是，第二逆变器30经由第一逆变器20连接到电池40。
在高电位侧连接线LU上设置切换开关53。根据本实施方式，电压控制型半导体开关元件用作切换开关53。更具体而言，使用IGBT。续流二极管54连接到切换开关53，使得电流从第二逆变器30流向第一逆变器20的方向是正向。
旋转电机系统100包括电压传感器51、电流传感器52、角度传感器55和温度传感器56。电压传感器51对电池40的电源电压Vbat进行检测。电流传感器52对流向旋转电机10的三相的绕组11的相电流Iu、Iv、Iw进行检测。角度传感器55(例如解析器)对旋转电机10的旋转角度进行检测。温度传感器56对旋转电机10的温度TM进行检测。每个传感器的检测值被输入到控制装置50。
控制装置50基于角度传感器55的检测值来对旋转电机10的电角度θ进行计算。此外，控制装置50执行控制处理，在该控制处理中，基于获取的检测值对第一逆变器20和第二逆变器30进行控制，以便将旋转电机10的控制变量控制为其指令值。例如，控制变量是扭矩Tr。此处，根据本实施方式，电流传感器52对应于“电流检测单元”。温度传感器56对应于“温度检测单元”。
具体而言，当对第一逆变器20进行控制时，控制装置50向开关22、23中的每一个输出对应于开关22、23中的每一个的第一驱动信号SG1，使得开关22、23在其间夹着死区时间的情况下交替地设定为接通状态(闭合状态)。第一驱动信号SG1被设定为指令开关切换到接通状态的接通指令和指令开关切换到关断状态(断开状态)的关断指令中的任一个。
此外，当对第二逆变器30进行控制时，控制装置50向开关32、33中的每一个输出对应于开关32、33中的每一个的第二驱动信号SG2，使得开关22、23在其间夹着死区时间的情况下交替地设定为接通状态。
此外，控制装置50基于获取的检测值来获取旋转电机10的动作状态。例如，旋转电机10的动作状态是高速旋转状态或低速旋转状态。此外，控制装置50基于获取的动作状态对切换信号SC进行计算，以便执行切换开关53的切换动作。然后，控制装置50将计算出的切换信号SC向切换开关53输出。控制装置50对第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2进行计算，以便与计算出的切换信号SC对应。
具体而言，当旋转电机10处于高速旋转状态时，切换信号SC被设定为接通指令。其结果是，切换开关53被切换到接通状态。第一逆变器20和第二逆变器30通过H桥驱动来驱动。在H桥驱动中，第一逆变器20和第二逆变器30通过PWM驱动来控制。在PWM驱动中，基于作为输出到旋转电机10的输出电压的目标值的目标电压与诸如三角波信号的载波信号之间的振幅的比较来对每相的上臂和下臂开关的状态进行控制。此处，根据本实施方式，PWM驱动对应于“开关驱动”。
图2示出当第一逆变器20和第二逆变器30通过H桥驱动来驱动时的电流路径的示例。在图2所示的示例中，执行控制，使得第一逆变器20的U相上臂开关22A和第二逆变器30的U相下臂开关33A、第一逆变器20的V相下臂开关23B和第二逆变器30的V相上臂开关32B以及第一逆变器20的W相下臂开关23C和第二逆变器30的W相上臂开关32C同步。此外，在由第一逆变器20的U相上臂开关22A和第二逆变器30的U相下臂开关33A组成的第一开关对、由第一逆变器20的V相下臂开关23B和第二逆变器30的V相上臂开关32B组成的第二开关对以及由第一逆变器20的W相下臂开关23C和第二逆变器30的W相上臂开关32C组成的第三开关对中的每一个中，可将一个开关固定在接通状态，而可只对另一个开关进行控制。此处，在图2中省略电压传感器51、电流传感器52等。这同样适用于图3。
如图2所示，当将第一逆变器20的上臂开关22A和下臂开关23B、23C以及第二逆变器30的上臂开关32B、32C和下臂开关33A设定为接通状态时，电流流过由箭头IH1至IH3指示的路径。
此外，当旋转电机10处于低速旋转状态时，切换信号SC设定为关断指令。其结果是，切换开关53被切换到关断状态。第一逆变器20和第二逆变器30通过Y连接(星形连接)驱动来驱动。在Y连接驱动中，第一逆变器20和第二逆变器30中的一个通过PWM驱动来控制，而另一个通过中性点驱动来驱动。此处，在中性点驱动中，在通过中性点驱动来驱动的逆变器的开关中，设置有切换开关53的一侧的上臂开关维持在接通状态。未设置切换开关53的一侧的下臂开关维持在关断状态。作为中性点驱动的结果，在通过中性点驱动来驱动的逆变器中设置有中性点。旋转电机10通过Y连接来连接。
图3示出当第一逆变器20和第二逆变器30通过Y连接驱动来驱动时的电流路径的示例。在图3所示的示例中，电池40侧的第一逆变器20通过PWM驱动来驱动。另外，电池40的相反侧的第二逆变器30通过中性点驱动来驱动。
如图3所示，当将第一逆变器20的上臂开关22A、下臂开关23B、23C以及第二逆变器30的上臂开关32A、32B、32C设定为接通状态时，电流流过由箭头IY1至IY3指示的路径。在下文中，第一逆变器20和第二逆变器30通过Y连接驱动来驱动的动作模式被称为第一模式。第一逆变器20和第二逆变器30通过H桥驱动来驱动的动作模式被称为第二模式。
接着，参考图4对控制装置50的电路构造进行描述。
两相转换单元69从由电流传感器52检测的相电流Iu、Iv、Iw中提取U相、V相、W相的基波电流。基于提取的基波电流和电角度θ，两相转换单元69将旋转电机10的三相固定坐标系中的基波电流转换为两相旋转坐标系(dq坐标系)中的基波电流的d轴分量Id和q轴分量Iq(在下文中，d轴电流和q轴电流)。
基于对旋转电机10设定的扭矩指令值Tr*，电流指令值计算单元60对d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Id*、Iq*进行计算，以作为用于将扭矩Tr设定为扭矩指令值Tr*的操作变量。扭矩Tr用作旋转电机10的控制变量。电流指令值计算单元60通过参考预先存储在控制装置50的存储单元57(见图1)中的d轴扭矩映射和q轴扭矩映射来对d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*进行计算。d轴扭矩映射和q轴扭矩映射是与扭矩指令值Tr*相关联地预先对d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*进行规定的映射信息。此处，例如，存储单元57是可重写的非易失性存储器，例如为只读存储器(ROM)。
基于从电流指令值计算单元60输出的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，电流控制器61对d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*进行计算，以作为用于将从两相转换单元69输出的d轴电流Id和q轴电流Iq设定为d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*的操作变量。基于电角度θ以及从电流控制器61输出的d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*，三相转换单元62将两相旋转坐标系中的d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*转换为三相固定坐标系中的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*。三相转换单元62将d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*转换为具有电角度θ且相位彼此偏移120°的正弦波信号的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*。
基于诸如三角波信号的载波信号以及从三相转换单元62输出的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*，第一驱动信号计算单元63对用于接通/关断第一逆变器20的开关22、23的第一驱动信号SG1进行计算。也就是说，第一驱动信号计算单元63对用于接通/关断第一逆变器20的开关22和23的第一驱动信号SG1进行计算，以将从两相转换单元69输出的d轴电流Id和q轴电流Iq控制为从电流指令值计算单元60输出的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*。
基于诸如三角波信号的载波信号以及从三相转换单元62输出的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*，第二驱动信号计算单元64对用于接通/关断第二逆变器30的开关32、33的第二驱动信号SG2进行计算。也就是说，第二驱动信号计算单元64对用于接通/关断第二逆变器30的开关32、33的第二驱动信号SG2进行计算，以将从两相转换单元69输出的d轴电流Id和q轴电流Iq控制为从电流指令值计算单元60输出的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*。
此处，如图3所示，在第一模式中，在第二逆变器30的高电位侧，流过由箭头IY1指示的路径的电流被一分为二。被分割的电流分别流过由箭头IY2、IY3指示的路径。因此，由流向旋转电机10的三相的绕组11的相电流Iu、Iv、Iw相加来获得的零相电流Iz始终为零。
同时，如图2所示，在第二模式中，由于电流从电池40流入由箭头IH1至IH3指示的每个路径中，因此，零相电流Iz可能不会变为零。当零相电流Iz没有变为零时，在旋转电机10中产生包括3×(2n-1)次谐波电压的零相电压Vz。旋转电机10中的驱动损耗增加。
如上所述，零相电流Iz和零相电压Vz是相关的。因此，还可以认为，由于检测到零相电压Vz，并且基于该零相电压Vz来执行相电流Iu、Iv、Iq的反馈控制，从而可以对零相电流Iz进行抑制。
然而，零相电压Vz是旋转电机10的干扰电压，并且始终变化。因此，为了使用零相电压Vz来对零相电流Iz进行抑制，需要在预定计算周期Δt内对零相电压Vz进行检测(见图10B)。然后，使用检测到的零相电压Vz的平均值来对零相电流Iz进行抑制。抑制零相电流Iz的响应性变差。因此，例如，在旋转电机10的转速NE基于车辆的加速和减速而改变的情况下，出现了一个问题，即如果零相电流Iz瞬时改变，则零相电流Iz不能被充分抑制。
本公开的发明人发现，流向三相的绕组11的基波电流和零相电压Vz是相关的。着眼于该发现，本公开的发明人发现，如果预先获取基波电流和零相电压Vz之间的相关性，则可以以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。在下文中，将使用三次谐波电压Vz作为零相电压Vz中的一个示例来进行描述。
图5A示出基波电流的电流振幅Ie与电流相位β之间的关系(见图4)，图5B示出谐波电压Vz的振幅Ψz与相位θz之间的关系。使用作为相电流Iu、Iv、Iw的转换的d轴电流Id和q轴电流Iq在(表达式1)和(表达式2)中表示电流振幅Ie和电流相位β。
Ie＝√(Id^2+Iq^2)…(表达式1)
Β＝arctan(Id/Iq)…(表达式2)
如图5A所示，谐波电压Vz的振幅Ψz具有振幅Ψz随电流相位β的增大或电流振幅Ie的增大而增大的相关性。此外，如图5B所示，谐波电压Vz的相位θz具有相位θz随电流相位β的减小或电流振幅Ie的减小而减小的相关性。
指示相关性的对应信息存储在控制装置50的存储单元57(见图1)中。根据本实施方式，指令值映射MPS被存储为对应信息。在指令值映射MPS中，根据d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，预先对谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz进行规定。图6示出指令值映射MPS。如图6所示，指令值映射MPS是根据对电流指令值设定的多个选择值Id1*至Id9*和Iq1*至Iq9*(图6中的示例中的九个值)，对振幅Ψz和相位θz的设定值Ψ11至Ψ99和θ11至θ99和θ11至θ99进行规定的映射信息。此处，根据本实施方式，d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*对应于“参数”。
在控制处理中，控制装置50基于指令值映射MPS来对逆变器20、30进行控制，以抑制谐波电压Vz。具体而言，如图4所示，控制装置50包括：角速度计算单元65、抑制指令值计算单元66、温度校正单元67和电压校正单元68。角速度计算单元65对电角速度ω进行计算，以作为电角度θ的时间微分值。
基于电角度θ、从电流指令值计算单元60输出的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*以及从角速度计算单元65输出的电角速度ω，抑制指令值计算单元66对抑制指令值R*进行计算，以作为用于抑制谐波电压Vz的操作变量。抑制指令值计算单元66基于d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，从存储单元57中存储的指令值映射MPS中选择谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz，并且对抑制指令值R*进行计算。使用振幅Ψz、相位θz、电角度θ和电角速度ω在(表达式3)中表示抑制指令值R*。
R*＝3ω×Ψz×sin(3θ+θz)…(表达式3)
温度校正单元67基于由温度传感器56检测的旋转电机10的温度TM来对从抑制指令值计算单元66输出的抑制指令值R*进行校正。图7示出旋转电机10的温度TM与谐波电压Vz的振幅Ψz之间的关系。如图7所示，谐波电压Vz的特征是振幅Ψz随温度TM的增加而减小。在指令值映射MPS中，存储对应于基准温度TMk的基准振幅Ψzk的设定值Ψ11至Ψ99。温度校正单元67对抑制指令值R*进行校正，使得构成抑制指令值R*的振幅的基准振幅Ψzk是与温度TM对应的振幅Ψz。
电压校正单元68使用由温度校正单元67校正的抑制指令值R*来对从三相转换单元62输出的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*进行校正。电压校正单元68通过将抑制指令值R*加到U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*来对U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*进行校正。因此，第一驱动信号计算单元63和第二驱动信号计算单元64基于由电压校正单元68校正的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*来对第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2进行计算。
图8示出根据本实施方式的控制处理的流程图。根据本实施方式，示出了在旋转电机10的动力运行期间执行的控制处理的流程图。在旋转电机10的动作期间，控制装置50每隔预定时间反复执行控制处理。
在开始控制处理时，首先，在步骤S10，控制装置50对动作模式是否为第二模式进行判断。控制装置50基于旋转电机10的转速NE和扭矩Tr来对动作模式进行判断。
图9示出第一动作条件CN1和第二动作条件CN2。此处，第一动作条件CN1是关于执行第一模式的转速NE的条件。第二动作条件CN2是关于执行第二模式的转速NE的条件。如图9所示，第二动作条件CN2设定成比第一动作条件CN1更接近高转速侧。在第一动作条件CN1与第二动作条件CN2之间的边界处设定阈值Nth。对旋转电机10的每个扭矩Tr设定第一动作条件CN1、第二动作条件CN2和阈值Nth。
当转速NE小于阈值Nth时，转速NE满足第一动作条件CN1。在这种情况下，由于逆变器20、30被切换到第一模式，因此，在步骤S10，控制装置50判断为“否”、即动作模式不是第二模式。在这种情况下，控制装置50结束控制处理。此处，例如，可以基于电角速度ω来计算转速NE。
同时，当转速NE大于阈值Nth时，转速NE满足第二动作条件CN2。在这种情况下，逆变器20、30被切换到第二模式。因此，在步骤S10，控制装置50判断为“是”、即动作模式是第二模式。在这种情况下，在步骤S12，控制装置50获取d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，以作为与基波电流相关联的参数。此处，根据本实施方式，步骤S10中的处理对应于“模式切换单元”。步骤S12中的处理对应于“参数获取单元”。
在步骤S14，控制装置50基于存储单元57中存储的指令值映射MPS和在步骤S12中获取的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，来选择谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz。在随后的步骤S16，控制装置50基于在步骤S14中选择的振幅Ψz和相位θz来对抑制指令值R*进行计算。
在步骤S18，控制装置50对在步骤S16中计算的抑制指令值R*进行校正。具体而言，控制装置50基于由温度传感器56检测的旋转电机10的温度TM来对抑制指令值R*的振幅进行校正。在随后的步骤S20，控制装置50基于在步骤S18中校正的抑制指令值R*来对U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*进行校正。具体而言，控制装置50通过将抑制指令值R*加到U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*来对U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*进行校正。
在步骤S22，控制装置50基于在步骤S20中校正的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*来对第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2进行计算。然后，控制装置50结束控制处理。基于校正的U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*来对第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2进行计算。因此，对第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2进行计算，以对旋转电机10中产生的谐波电压Vz进行抑制。由此，可以使用第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2来控制逆变器20、30，以对谐波电压Vz进行抑制。此处，根据本实施方式，步骤S14至S22的处理对应于“控制单元”。
接着，图10A和图10B示出了控制处理的示例。图10A和图10B示出了当基于车辆加速度零相电流Iz随着经过时间t而增大时，零相电流Iz被抑制的过程。图10A示出根据本实施方式的控制处理中零相电流Iz的抑制过程。图10B示出了现有技术中零相电流Iz的抑制过程。
如图10B所示，在现有技术中，零相电压Vz的平均值用于零相电流Iz的抑制。平均值的计算需要在多个定时对零相电压Vz进行检测，并且对检测到的零相电压Vz的平均值进行计算。需要预定的计算周期Δt。因此，不能以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
例如，在现有技术中，假设一种在预定时刻ta处对零相电压Vz的平均值进行计算以对零相电流Iz进行抑制的情况。此处，在图10B中，将对零相电压Vz的平均值进行计算表现为对抑制零相电流Ize进行计算，以对零相电流Iz进行抑制。在现有技术中，由于平均值的计算需要计算周期Δt，因此，在时刻ta处的抑制零相电流Ize在比时刻ta晚计算周期ΔT的时刻tb处被计算。因此，如图10B中的示例所示，当零相电流Iz随着经过时间t而增大时，即使基于时刻tb处的抑制零相电流Ize(时刻ta处的零相电流Iz)来对时刻tb处的零相电流Iz进行抑制，零相电流Iz与抑制零相电流Ize之间也会产生显著差值Δiz。其结果是，无法使用抑制零相电流Ize以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
如图10A所示，根据本实施方式，指令值映射MPS被存储在存储单元57中。在指令值映射MPS中，以对应于与基波电流相关联的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*的方式，预先对谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz进行规定。在根据本实施方式的控制处理中，使用指令值映射MPS来对抑制零相电流Ize进行计算。
根据本实施方式，预先对指令值映射MPS进行规定。因此，计算周期Δt大致为零。在该时刻ta，对在规定时刻ta处的零相电流Iz进行估算。因此，如图10A所示的示例中，即使零相电流Iz随着经过时间t而增大，零相电流Iz与抑制零相电流Iz之间产生的差值ΔIz也大致为零。其结果是，能使用抑制零相电流Ize以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
根据上文详细描述的本实施方式，获得了以下效果。
在包括具有开放式绕组11的旋转电机10的旋转电机系统100中，当使用第一逆变器20和第二逆变器30来驱动旋转电机10时，流向旋转电机10的零相电流Iz可能不会变为零。例如，在该旋转电机系统100中，旋转电机10可以在第一模式和第二模式中驱动，在所述第一模式中，第一逆变器20和第二逆变器30通过Y连接驱动来驱动，在所述第二模式中，第一逆变器20和第二逆变器30通过H桥驱动来驱动。在两种动作模式的第二种模式中，流向旋转电机10的零相电流Iz可能不会变为零。当零相电流Iz流向旋转电机10时，旋转电机10中会发生驱动损耗。因此，需要对零相电流Iz进行抑制。在这种情况下，较为理想的是，响应于旋转电机10的转速NE的变化，以良好的响应性来抑制零相电流Iz。
鉴于此，根据本实施方式，将谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz与同基波电流相关的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*相关联的指令值映射MPS存储在存储单元57中。此外，当控制逆变器20、30以对谐波电压Vz进行抑制时，基于指令值映射MPS以及获取的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*来对逆变器20、30进行控制。由于逆变器20、30是基于预先规定的指令值映射MPS进行控制的，因此，与使用谐波电压Vz的平均值来控制逆变器20、30相比，可以以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
具体而言，根据本实施方式，在指令值映射MPS中，d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*与谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz相关联。基于作为设定值的扭矩指令值Tr*来对d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*进行计算。因此，可以基于d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*来执行逆变器20、30的前馈控制。由此，与基于零相电压Vz的平均值来执行逆变器20、30的反馈控制相比，可以提高响应性。
根据本实施方式，指令值映射MPS存储在存储单元57中。从指令值映射MPS中选择逆变器20、30的控制所需的谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz。因此，即使在谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz与d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*之间的相关性不容易用关系表达式来表示的情况下、诸如当相关性是非线性时，也可以对谐波电压Vz的适当振幅Ψz和相位θz进行选择。由此，提高了零相电流Iz的抑制的稳健性。
根据本实施方式，基于旋转电机10的温度TM来对逆变器20、30的控制所需的谐波电压Vz的振幅Ψz进行校正。因此，例如，即使谐波电压Vz的振幅Ψz随着旋转电机10的磁体温度的变化而变化，也可以适当地对零相电流Iz进行抑制。
根据本实施方式，基于旋转电机10的转速NE，第一逆变器20和第二逆变器30的动作模式在第一模式与第二模式之间切换。具体而言，当转速NE小于阈值Nth时，将第一逆变器20和第二逆变器30的动作模式设定为第一模式。在第一种模式中，可以对通过中性点驱动来驱动的逆变器中的开关损耗进行抑制。另外，零相电流Iz可以被完全抑制。
此外，当转速NE大于阈值Nth时，将第一逆变器20和第二逆变器30的动作模式设定为第二模式。在第二模式中，通过PWM驱动来驱动逆变器20、30，能够将旋转电机10设为高旋转状态。同时，零相电流Iz可能不会变为零。根据本实施方式，在第二模式中，基于存储单元57中存储的指令值映射MPS以及获取的d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*来对逆变器20、30进行控制。因此，在第二模式中，可以以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
(第二实施方式)
以下，参考图11描述第二实施方式，主要关注于与如上所述的第一实施方式的不同之处。
根据本实施方式，控制装置50的构造与根据第一实施方式的控制装置50的构造不同。根据本实施方式的控制装置50与根据第一实施方式的控制装置50的不同之处在于，设置有基波电流提取单元70，而未设置温度校正单元67。
如图11所示，基波电流提取单元70从由电流传感器52检测的相电流Iu、Iv、Iw中提取U相、V相、W相的基波电流。基波电流提取单元70基于提取的基波电流和电角度θ对dq坐标系上的电流振幅Ie和电流相位β进行计算。
根据本实施方式，抑制指令值计算单元66基于从基波电流提取单元70输出的电流振幅Ie和电流相位β、电角度θ以及从角速度计算单元65输出的电角速度ω来对抑制指令值R*进行计算。对应于与基波电流相关的电流振幅Ie及电流相位β而预先对谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz进行规定的检测值映射MPD存储在存储单元57中。抑制指令值计算单元66基于电流振幅Ie和电流相位β，从存储单元57中存储的检测值映射MPD中选择谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz，并且对抑制指令值R*进行计算。
根据如上所述的本实施方式，将谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz与同基波电流相关的电流振幅Ie及电流相位β相关联的检测值映射MPD存储在存储单元57中。此外，当控制逆变器20、30以对谐波电压Vz进行抑制时，基于检测值映射MPD以及获取的电流振幅Ie和电流相位β来对逆变器20、30进行控制。
特别地，根据本实施方式，检测值映射MPD中的电流振幅Ie及电流相位β与谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz相关联。基于流向旋转电机10的绕组11的实际相电流Iu、Iv、Iw来对电流振幅Ie和电流相位β进行计算。因此，作为基于电流振幅Ie和电流相位β来对逆变器20、30进行控制的结果，可以精确地对零相电流Iz进行抑制。
(第三实施方式)
以下，参考图12描述第三实施方式，主要关注于与如上所述的第二实施方式的不同之处。
根据本实施方式，控制装置50的构造与根据第二实施方式的控制装置50的构造不同。根据本实施方式的控制装置50与根据第二实施方式的控制装置50的不同之处在于，未设置基波电流提取单元70。
如图12所示，抑制指令值计算单元66基于从两相转换单元69输出的d轴电流Id和q轴电流Iq、电角度θ以及从角速度计算单元65输出的电角速度ω来对抑制指令值R*进行计算。对应于与基波电流相关的d轴电流Id及q轴电流Iq而预先对谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz进行规定的检测值映射MPD存储在存储单元57中。抑制指令值计算单元66基于d轴电流Id和q轴电流Iq，从存储单元57中存储的检测值映射MPD中选择谐波电压Vz的振幅Ψz和相位θz，并且对抑制指令值R*进行计算。
根据如上所述的本实施方式，将谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz与同基波电流相关的d轴电流Id及q轴电流Iq相关联的检测值映射MPD存储在存储单元57中。此外，当控制逆变器20、30以对谐波电压Vz进行抑制时，基于检测值映射MPD以及获取的d轴电流Id和q轴电流Iq来对逆变器20、30进行控制。由于逆变器20、30是基于预先规定的检测值映射MPD进行控制的，因此，与使用谐波电压Vz的平均值来控制逆变器20、30相比，可以以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
特别地，在检测值映射MPD中，d轴电流Id及q轴电流Iq与谐波电压Vz的振幅Ψz及相位θz相关联。d轴电流Id和q轴电流Iq从两相转换单元69输出到电流控制器61，以对d轴电压指令值Vd*和q轴电压指令值Vq*进行计算。抑制指令值计算单元66可以使用d轴电流Id和q轴电流Iq来对逆变器20、30进行控制。因此，不需要在控制装置50中设置基波电流提取单元70来对抑制指令值R*进行计算。可以简化控制装置50的构造。
(第四实施方式)
以下，参考图13和图14来描述第四实施方式，主要关注于与如上所述的第一实施方式的不同之处。
根据本实施方式，控制装置50的构造与根据第一实施方式的构造不同。根据本实施方式的控制装置50与根据第一实施方式的控制装置50的不同之处在于，设置有第二抑制指令值计算单元71和指令值加法单元72，而未设置温度校正单元67。根据本实施方式，抑制指令值计算单元66被称为第一抑制指令值计算单元66，用于与第二抑制指令值计算单元71区分。
如图13所示，两相转换单元69从由电流传感器52检测的相电流Iu、Iv、Iw中提取U相、V相、W相的基波电流。两相转换单元69将提取的基波电流转换为d轴电流Id和q轴电流Iq。此外，两相转换单元69通过加上提取的基波电流来对零相电流Iz进行计算。零相电流Iz是交流电，并且包括作为主要分量的三次谐波分量。
基于电角度θ和角速度计算单元65输出的电角速度ω，第二抑制指令值计算单元71对零相电流抑制指令值Dz进行计算以作为用于将从两相转换单元69输出的零相电流Iz设定为零的操作变量。
指令值加法单元72使用从第二抑制指令值计算单元71输出的零相电流抑制指令值Dz，来对从第一抑制指令值计算单元66输出的抑制指令值R*进行校正。指令值加法单元72通过将零相电流抑制指令值Dz加到抑制指令值R*，来对抑制指令值R*进行校正。使用零相电流抑制指令值Dz在(表达式4)中表示校正后的U相抑制指令值Ru*。
R*＝3ω×Ψz×sin(3θ+θz)+Dz…(表达式4)
图14是根据本实施方式的控制处理的流程图。根据本实施方式，示出了在旋转电机1的动力运行期间执行的控制处理的流程图。在图14中，为了方便起见，与如上所述的图8所示的处理相同的处理被赋予相同的附图标记。省略其描述。
在根据本实施方式的控制处理中，当在步骤S10判断为“是”、即动作模式是第二模式时，在步骤S12，控制装置50获取d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*。此外，当在步骤S16中对抑制指令值R*进行计算时，在步骤S30，控制装置50从由电流传感器52检测的相电流Iu、Iv、Iw中获取零相电流Iz。此处，根据本实施方式，相电流Iu、Iv、Iw对应于“检测值”。步骤S12和步骤S30处的处理对应于“参数获取单元”。
在步骤S32，控制装置50基于在步骤S30中获取的零相电流Iz，来对零相电流抑制指令值Dz进行计算。在随后的步骤S34，控制装置50基于在步骤S34中计算出的零相电流抑制指令值Dz来对抑制指令值R*进行校正，并且前进至步骤S20。因此，作为基于在步骤S22计算出的第一驱动信号SG1和第二驱动信号SG2来对逆变器20、30进行控制的结果，可以基于d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*以及相电流Iu、Iv、Iw来对逆变器20、30进行控制。此处，根据本实施方式，步骤S14至步骤S22、步骤S32和步骤S34处的处理对应于“控制单元”。
根据如上所述的本实施方式，基于d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*以及相电流Iu、Iv、Iw来对逆变器20、30进行控制。作为基于d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*来对逆变器20、30进行控制的结果，可以以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。此外，作为基于相电流Iu、Iv、Iw来对逆变器20、30进行控制的结果，可以精确地对零相电流Iz进行抑制。因此，作为基于d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*以及相电流Iu、Iv、Iw来对逆变器20、30进行控制的结果，可以以良好的响应性来精确地对零相电流Iz进行抑制。
(其他实施方式)
本公开不限于根据如上所述的实施方式的描述，并且可以例如以如下方式来执行。
旋转电机10不限于具有三相的旋转电机。旋转电机10可以具有两相或四相以上。第一逆变器20和第二逆变器30各自仅需要是包括由相当于旋转电机10的相数的数量的上臂和下臂开关组成的多个串联连接体的逆变器。
第一逆变器20和第二逆变器30中设置的每个开关不限于IGBT，并且例如可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在这种情况下，MOSFET的体二极管可以用作与开关反并联连接的二极管。续流二极管不需要与MOSFET分开使用。
零相电压Vz中包含的谐波电压的次数是3的倍数，不包括6的倍数。因此，除了三次谐波电压之外，九次谐波电压、十五次谐波电压等也作为包含在零相电压Vz中的谐波电压而存在。作为存储了这些谐波电压的对应信息的结果，也可以以良好的响应性来对零相电流Iz进行抑制。
对应信息不限于映射MPS和映射MPD，还可以是关系表达式。例如，使用比例系数K1至K3在(表达式5)中表示指示三次谐波Vz的振幅Ψz与电流振幅Ie及电流相位β之间关系的关系表达式FΨz。此外，使用比例系数K4至K6在(表达式6)中表示指示三次谐波电压Vz的相位θz与电流振幅Ie及电流相位β之间关系的关系表达式Fθz。
FΨz＝K1+K2×Ie^2+K3×Ie×β…(表达式5)
Fθz＝K4+K5×Ie^2+K6×Ie×β…(表达式6)
此外，使用这些关系表达式FΨz、Fθz在(表达式7)中表示抑制指令值R*。
R*＝3ω×FΨz×sin(3θ+Fθz)…(表达式7)
这些关系表达式FΨz、Fθz存储在存储单元57中。作为将这些关系表达式FΨz、Fθz而不是映射MPS和映射MPD存储在存储单元57中的结果，可以减小存储单元57的存储容量。
根据如上所述的实施方式，给出了基于旋转电机10的温度TM来对从指令值映射MPS中选择的基准振幅Ψzk进行校正的示例。然而，本公开并不限于此。例如，用于各温度TM的指令值映射MPS可以存储在存储单元57中。作为基于温度TM从存储单元57中选择指令值映射MPS，并且使用该指令值映射MPS来设定振幅Ψz的结果，可以基于温度TM可变地对振幅Ψz进行设定。
根据如上所述的实施方式，给出了在高电位侧连接线LU上设置切换开关53的示例。然而，本公开并不限于此。切换开关53可以设置在低电位侧连接线LD上。替代地，切换开关53可以设置在高电位侧连接线LU和低电位侧连接线LD两者上。此外，还可以不设置切换开关53。
根据如上所述的实施方式，对在旋转电机10的动力运行期间执行的控制处理进行了描述。然而，可以在旋转电机10的发电期间执行控制处理。在旋转电机10的发电期间，也可以基于旋转电机10的动作状态在第一模式与第二模式之间切换动作模式，并且在发电的情况下的对应信息可以与在动力运行的情况下的对应信息一起存储在存储单元57中。
根据如上所述的实施方式，给出了作为开关驱动的示例的PWM驱动。然而，本公开并不限于此。例如，可以执行矩形波驱动。在矩形波驱动中，执行控制，使得在单个电角度期间，上臂和开关下臂开关在其间夹着死区时间的情况下各设定为接通状态一次，并且每相的上臂开关和下臂开关的开关模式彼此偏移120°。此外，可以执行过调制驱动。

Claims (9)

1.一种用于旋转电机的控制装置，应用于旋转电机系统，所述旋转电机系统包括：旋转电机，所述旋转电机具有多相的绕组；第一逆变器，所述第一逆变器连接到直流电源，并且连接到每相的所述绕组的第一端；第二逆变器，所述第二逆变器连接到每相的所述绕组的第二端；高电位侧连接线，所述高电位侧连接线将所述第一逆变器的高电位侧和所述第二逆变器的高电位侧连接；以及低电位侧连接线，所述低电位侧连接线将所述第一逆变器的低电位侧和所述第二逆变器的低电位侧连接，所述控制装置包括：
参数获取单元，所述参数获取单元获取与流向每相的所述绕组的基波电流具有相关性的参数；
存储单元，所述存储单元中存储有将所述参数与所述旋转电机中产生的谐波电压的振幅及相位相关联的对应信息；以及
控制单元，所述控制单元基于所述对应信息和获取的所述参数来对所述第一逆变器和所述第二逆变器中的每一个进行控制，以抑制所述谐波电压。
2.如权利要求1所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述参数是流向每相的所述绕组的电流的指令值。
3.如权利要求1所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，包括：
电流检测单元，所述电流检测单元对流向所述绕组的电流进行检测，其中所述参数是流向所述绕组的所述基波电流的振幅和相位。
4.如权利要求1所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，还包括：
电流检测单元，所述电流检测单元对流向所述绕组的电流进行检测，其中
所述参数是流向所述绕组的所述基波电流在dq坐标系中的d轴分量和q轴分量。
5.如权利要求1所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，还包括：
电流检测单元，所述电流检测单元对流向所述绕组的电流进行检测，其中
所述参数是流向所述绕组的电流的指令值，所述控制单元基于所述对应信息、所述电流的指令值和所述电流检测单元的检测值来对每个逆变器进行控制。
6.如权利要求1至5中任一项所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述存储单元中存储有所述参数与所述谐波电压的振幅及相位相关联的映射，以作为所述对应信息。
7.如权利要求1至5中任一项所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述存储单元中存储有将所述谐波电压的振幅及相位与所述参数相关联的关系表达式。
8.如权利要求1至5中任一项所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，还包括：
温度检测单元，所述温度检测单元对所述旋转电机的温度的进行检测，其中
所述控制单元基于由所述温度检测单元检测的所述温度来可变地对所述谐波电压的振幅进行设定。
9.如权利要求1至5中任一项所述的用于旋转电机的控制装置，其特征在于，
所述第一逆变器对于每相具有串联连接的上臂开关和下臂开关，并且在上臂开关与下臂开关之间的连接点连接到每相的所述绕组的所述第一端，
所述第二逆变器对于每相具有串联连接的上臂开关和下臂开关，并且在上臂开关与下臂开关之间的连接点连接到每相的所述绕组的所述第二端，
所述控制装置包括：
切换开关，所述切换开关设置在所述高电位侧连接线和所述低电位侧连接线中的至少一个上；以及
模式转换单元，所述模式转换单元响应于所述旋转电机的转速小于阈值而切换到第一模式，在所述第一模式中，所述切换开关处于断开状态，执行所述第一逆变器和所述第二逆变器中的一个逆变器的上臂开关和下臂开关的开关驱动，并且执行将另一个逆变器的上臂开关和下臂开关中的至少一个维持在接通状态的中性点驱动，且所述模式转换单元响应于所述转速大于或等于所述阈值而切换到第二模式，在所述第二模式中，所述切换开关处于闭合状态，并且执行每个逆变器中的上臂开关和下臂开关的开关驱动，
当所述模式切换单元切换到所述第二模式时，所述控制单元基于所述对应信息和获取的所述参数来对所述第一逆变器和所述第二逆变器中的每一个进行控制。
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