JP2017169251A - オープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２台のインバータにより制御されるオープン巻線誘導機システムでは、オープン巻線誘導機に発生する逆起電力の３次高調波によって引き起こされる零相電流はデッドタイム補償では抑制できず、またPI制御では補償しきれない。【解決手段】電流制御器に比例共振制御部を設ける。比例共振制御部は、座標変換された検出零相電流（０軸電流）と０軸電流指令を入力して０軸電圧指令を生成する。各軸の電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成する。【選択図】 図１

Description

本発明は、オープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置に係わり、共通の直流母線に接続された2台の三相インバータで三相誘導機を駆動する際に発生する零相電流を抑制する制御装置に関するものである。

三相誘導機の巻線両端にそれぞれ1台ずつの三相インバータを接続し、2台のインバータで誘導機を駆動するオープン巻線誘導機駆動システムには、装置の容量を拡大しやすいこと、有効スイッチング周波数倍になり制御速度が向上されること、等の利点がある。オープン巻線誘導機駆動システムとしては、特許文献１，２等が公知となっている。

オープン巻線誘導機駆動の電源構成には、絶縁された2つの直流母線にインバータを1台ずつ接続する絶縁直流リンク方式と、共通の直流母線に2台のインバータを接続する共通直流リンク方式がある。図２は共通直流リンク方式の構成例を示したもので、オープン巻線誘導機３の三相巻線の両端にそれぞれ第１のインバータ１と第２のインバータ２の交流出力端子が接続される。インバータ１，２は共通の直流母線に接続されて、制御装置４からのゲート信号に基づいてインバータ内のスイッチングデバイスのオンオフ動作が制御されるよう構成されている。

共通直流リンク方式は、電源が1つで済むことからコストやサイズの面で有利である。しかし、共通直流リンク方式には零相電流の流れる経路がある。零相電流は三相電流の和で表される成分で、オープン巻線誘導機３のトルクに寄与せずに損失を発生させる。オープン巻線誘導機駆動システムの効率を向上させるためには、零相電流を抑制する必要がある。

零相電流は零相電圧の誤差によって引き起こされることから、非特許文献１，２のように、PI制御による補償や詳細なモデルによるデッドタイムの補償によって抑制する技術が公知となっている。なおデッドタイムとは、インバータの上アーム側スイッチングデバイスと下アーム側スイッチングデバイスが同時にオンして直流短絡状態になることを防止するために設けられ、上アーム側スイッチングデバイスと下アーム側スイッチングデバイスが共にオフとなる期間のことである。デッドタイムはスイッチングデバイスのオンオフ指令信号であるゲート信号の制御によって任意の値に設定できる。

特開平７−１３５７９７ 特開２０１２−８０７５３

Senicar, F.; Junge, C.; Gruber, S.; Soter, S., "Zero sequence current elimination for dual-inverter fed machines with open-end windings," IECON 2010 - 36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society , vol., no., pp.853,856, 7-10 Nov. 2010 Kolli, A.; Bethoux, O.; De Bernardinis, A.; Laboure, E.; Coquery, G., "Sensitivity analysis of the control of a three-phase open-end winding H-bridge drive," Transportation Electrification Conference and Expo (ITEC), 2014 IEEE , vol., no., pp.1,6, 15-18 June 2014 Zmood, D.N.; Holmes, D.G., "Stationary frame current regulation of PWM inverters with zero steady-state error," Power Electronics, IEEE Transactions on , vol.18, no.3, pp.814,822, May 2003

零相電流の原因の一つとして、オープン巻線誘導機駆動時において誘導機の発生する逆起電力の３次高調波も挙げられる。逆起電力の３次高調波によって引き起こされる零相電流は、デッドタイム補償では抑制できない。また３次高調波は基本波の３倍という高い周波数を持つため、PI制御では補償しきれない。このため、オープン巻線誘導機駆動システムの効率を十分向上させることができないという問題があった。

よって、本発明が目的とするところは、３次高調波によって引き起こされる零相電流を抑制するオープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置を提供することにある。

本発明は、オープン巻線誘導機の巻線を、直流母線を共通とする2台のインバータに接続し、角速度指令と検出角速度を制御装置の速度制御器に入力してｄｑ軸座標に変換した電流指令値を求め、求まった電流指令値を電流制御器に入力して各座標の電流指令値に基づきｄｑ軸座標の各電圧指令値を生成し、生成された各電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成するものにおいて、
前記電流制御器に比例共振制御部を設け、
比例共振制御部は、検出された零相電流を座標変換した０軸電流と０軸電流指令を入力して０軸座標の電圧指令値を生成し、ｄ軸座標、ｑ軸座標および０軸座標の電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成するよう構成したものである。

また、本発明の比例共振制御部は、次式の演算に基づいて０軸座標の電圧指令値ｖs.0^*を算出するよう構成したものである。
ｖs,0* = (is,0*-is,0)×Kpacr0×(1+(1/τacr0)×s/(s^2+(3×ωe*)^2))
ただし、Kpacr0は0軸電流比例制御のゲイン、Kpacr0 ×(1/τacr0)は0軸電流共振制御のゲイン、is,0*は０軸電流指令値、is,0は０軸電流。

また、本発明は、速度制御器により座標変換されたｄｑ軸の各電流指令値は、電流制御器のｄ軸電流制御用のＰＩ演算部とｑ軸電流制御用のＰＩ演算部に各別に入力し、
前記オープン巻線誘導機の検出電流は座標変換部に入力して電気角信号を基にｄｑ0座標の電流に変換し、
変換されたｄ軸電流ｉs.dは前記ｄ軸電流制御用のＰＩ演算部に、変換されたｑ軸電流ｉs.qは前記ｑ軸電流制御用のＰＩ演算部に、変換された０軸電流ｉs.0は前記比例共振制御部にそれぞれ入力して各座標用の電圧指令値を生成し、
生成された各座標用の電圧指令値を座標変換部に入力して座標変換部が変換したabc座標の電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成するよう構成したものである。

以上のとおり、本発明によれば、３次高調波によって引き起こされる零相電流を比例共振制御によって効果的に抑制できるため、零相電流に起因する損失の抑制ができ、これにより、システムの効率を向上させることができる。

本発明の実施形態を示す構成図。 オープン巻線誘導機駆動システムの構成図。 電流制御器にPI制御のみを用いた時の従来の電圧電流波形で、（ａ）は無負荷時、（ｂ）は負荷６０％時。 電流制御器に本発明の比例共振制御を用いた時の電圧電流波形で、（ａ）は無負荷時、（ｂ）は負荷６０％時。

図１は本発明による制御装置４の構成図を示したものである。本発明は、図２に示すように、三相のオープン巻線誘導機３の巻線の両端を共通のDCリンクを持つ２台のインバータ１，２に接続した構成を用いる。制御装置４は三相の巻線電流ｉs,abc = [isa,isb,isc]と誘導機の回転モータ角速度ωrを計測している。制御装置４はインバータ内のスイッチングデバイスのオンオフ指令信号であるゲート信号を各インバータに送ることで、オープン巻線誘導機３の回転速度と巻線電流を制御する。

巻線にかかる電圧ｖs=[vsa,vsb,vsc]は（１）式で示す各インバータの出力電圧ｖi1=[vi1a,vi1b,vi1c]、vi2=[vi2a,vi2b,vi2c]の差となる。

ｖs=vi1-vi2 … （１）
この構成では零相電流ｉs0の流れる経路がある。零相電流は（２）式で示す三相電流の和で表される成分である。

ｉs0 = isa+isb+isc … （２）
図１において、１０は速度制御器で、ＰＩ演算部１１及び変換部１２を有している。２０は電流制御器で、ｄ軸電流制御用のＰＩ演算部２１、ｑ軸電流制御用のＰＩ演算部２２、及び本発明によって挿入された比例共振制御部２３を有している。

まず、角速度指令値ωr*とオープン巻線誘導機３の検出角速度ωrから速度制御器１０内のＰＩ演算部１１でトルク指令Te*を（３）式により計算される。

Te* = (ωr*-ωr)×Kpasr×(1+(1/τasr)×1/s) … （３）
ここでKpasrは速度制御の比例ゲイン、Kpasr ×1/τasrは速度制御の積分ゲインである。

トルク指令Te*は変換部１２にてdq軸の電流指令値ｉs,dq*=[is,d*, is,q*]とすべり周波数ωsl*に変換される。その変換は（４）〜（６）式に基づく。

ｉs,d* = φrd* ×1/LM … （４）
ｉs,q* = Te*/(P/2×φrd*) … （５）
ωsl*= Rr/LM×is,q*/is,d* … （６）
ここでφrd*はロータd軸磁束指令値、LMは励磁インダクタンス、P/2は極対数、Rrはロータ抵抗である。

速度制御器１０で生成された電流指令値ｉs,dq*は電流制御器２０に出力され、ｄ軸電流ｉs,d*はｄ軸電流制御用のＰＩ演算部２１に、ｉs,q* はｑ軸電流制御用のＰＩ演算部２２に各別に入力される。速度制御器１０で生成されたすべり周波数ωsl*は、加算部で検出角速度ωrと加算されて電気角速度ωe*を生成すると共に、積分器３０を通すことで電気角θeが演算される。これらは、（７）、（８）式に基づいて演算される。

ωe*＝ωsl*＋ωｒ … （７）
θe＝∫ωe*dt … （８）
座標変換部３１は、検出された三相電流ｉs,abcと電気角θeから（９）式に基づいてdq0座標の電流（ｄ軸，ｑ軸，０軸の電流）ｉs,dq0=[is,d, is,q, is,0]に座標変換される。

（９）式によると、ｉs,0=（is,a+ is,b+ is,c）／√3=ｉs,0/√3となる。

座標変換部３１によって変換されたｄ軸電流ｉs,dはｄ軸電流制御用のＰＩ演算部２１に、ｑ軸電流ｉs,qはｑ軸電流制御用のＰＩ演算部２２に、また、０軸電流ｉs,0は比例共振制御部２３にそれぞれ入力され、（１０）〜（１２）に基づく演算が行われる。なお、比例共振制御部２３には、０軸電流ｉs,0の他に０軸電流指令ｉs,0*と電気角速度ωe*を３倍した（３×ωe*）が入力される。

ｖs,d* = (is,d*-is,d)×Kpacrd×(1+(1/τacrd)×1/s) … （１０）
ｖs,q* = (is,q*-is,q) ×Kpacrq×(1+(1/τacrq)×1/s) … （１１）
ｖs,0* = (is,0*-is,0) ×Kpacr0×(1+(1/τacr0)×s/(s^2+(3×ωe*)^2))…（１２）
ここでKpacrdはd軸電流比例制御のゲイン、Kpacrd ×(1/τacrd)はd軸電流積分制御のゲイン、Kpacrqはq軸電流比例制御のゲイン、Kpacrq ×(1/τacrq)はq軸電流積分制御のゲイン、Kpacr0は0軸電流比例制御のゲイン、Kpacr0 ×(1/τacr0)は0軸電流共振制御のゲイン、ｓは微分演算子で、伝達関数で用いる演算子、また、（１２）式の^2は２乗を意味している。

零相電流は抑制する必要があるので、（１２）式のｖs,0*の演算において、０軸電流指令ｉs,0*の値は0とする。
また、本発明では、３次高調波によって引き起こされる零相電流の抑制を目的とすることから、（１２）式でのｖs,0*の演算において、3×ωe*を用いている。

電流制御器２０から出力されたdq0座標の電圧指令値ｖs,dq0*=[vs,d*, vs,q*, vs,0*]は、座標変換部３２において（１３）式に従ってabc座標の電圧指令値
ｖs,abc*=[vs,a*, vs,b*, vs,c*]に変換される。

座標変換部３２において生成された巻線の電圧指令値ｖs,abc*は、電圧指令分配回路３３に入力されて（１４）式、（１５）式に基づいてインバータ１，２に対する電圧指令の分配と電圧指令値の演算を行う。

ｖi1,abc* = 0.5× vs,abc* … （１４）
ｖi2,abc* = -0.5× vs,abc* … （１５）
各インバータの電圧指令値には、乗算部３４で生成されたゲート信号のデッドタイム補償の補償量vdtcmp,abcが加えられる。補償量は以下の（１６）式で求められる。乗算部３４は、関数部３５を経て得られた検出電流ｉs.abcと設定部３６からの設定値に基づいて（１６）式によってvdtcmp,abcを演算して出力する。

ｖdtcmp,abc = sgn(is,abc)×Vdc×Tdead/Tc … （１６）
ここで、Vdcは直流母線電圧、Tdeadはデッドタイムの設定時間、Tcは三角波キャリア周期の時間である。また、sgnは極性が正の場合は１、負の場合は−１を出力する関数である。

デッドタイム補償量を加えられたインバータ電圧指令値は三角波キャリア発生器３７から出力された三角波キャリア信号と比較され、PWMで合成され、各ゲート信号が生成される。

零相電流はオープン巻線誘導機３の逆起電力の３次高調波によって引き起こされる。したがってその周波数はインバータの出力電圧の基本波周波数の３倍であり、既知である。
また、比例共振制御部２３による比例共振制御は、例えば非特許文献３で説明されるように、共振させる特定の周波数について大きなゲインを持つ制御器である。
従って比例共振制御を基本波の３倍の周波数について共振させるよう、（１２）式で適正なKpacr0 ×(1/τacr0)（0軸電流共振制御のゲイン）を設定することによって、零相電流を効果的に抑制することが可能である。

図３は、従来のように電流制御器にPI制御のみを用いた時の電圧電流波形、図４に本発明による比例共振制御を用いた時の電圧電流波形を示す。何れもデッドタイム補償を適用している。零相電流ｉs,0（=is,a+ is,b+ is,c）は６倍に拡大して表示している。図３（ａ），図４（ａ）で示す無負荷時「Load 0%」においては何れの手法も零相電流が低減されている。これはオープン巻線誘導機が磁束飽和から遠く、逆起電力の３次高調波が大きくないためである。

これに対し、図３（ｂ）で示す負荷をかけた状態「Load 60%」でのPI制御では大きな零相電流ｉs,0が流れている。零相電流ｉs,0は三相電流ｉs,a、ｉs,b、ｉs,cの３倍の周波数であり、３次の高調波が原因である。
一方、図４（ｂ）で示す本発明による比例共振制御部２３を用いて比例共振制御を適用した場合では、負荷をかけた状態でも零相電流が抑制できている。比例共振制御を適用した図4（ｂ）は零相電圧指令ｖs,0*が大きく、逆起電力の３次高調波を補償する電圧を出していることがわかる。

以上本発明によれば、３次高調波によって引き起こされる零相電流を比例共振制御で効果的に抑制するため、零相電流に起因する損失を抑制することができ、これにより、システムの効率を向上させることができる。

１，２… インバータ
３… オープン巻線誘導機
４… 制御装置
１０… 速度制御器
２０… 電流制御器
２１，２２… ＰＩ演算部
２３… 比例共振制御部
３１，３２… 座標変換部

Claims (3)

1. オープン巻線誘導機の巻線を、直流母線を共通とする2台のインバータに接続し、角速度指令と検出角速度を制御装置の速度制御器に入力してｄｑ軸座標に変換した電流指令値を求め、求まった電流指令値を電流制御器に入力して各座標の電流指令値に基づきｄｑ軸座標の各電圧指令値を生成し、生成された各電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成するものにおいて、
   前記電流制御器に比例共振制御部を設け、
   比例共振制御部は、検出された零相電流を座標変換した０軸電流と０軸電流指令を入力して０軸座標の電圧指令値を生成し、ｄ軸座標、ｑ軸座標および０軸座標の電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成するよう構成したことを特徴とするオープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置。
2. 比例共振制御部は、次式の演算に基づいて０軸座標の電圧指令値ｖs.0^*を算出するよう構成したことを特徴とする請求項１記載のオープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置。
   ｖs,0* = (is,0*-is,0)×Kpacr0×(1+(1/τacr0)×s/(s^2+(3×ωe*)^2))
   ただし、Kpacr0は0軸電流比例制御のゲイン、Kpacr0 ×(1/τacr0)は0軸電流共振制御のゲイン、is,0*は０軸電流指令値、is,0は０軸電流。
3. 前記速度制御器により座標変換されたｄｑ軸の各電流指令値は、電流制御器のｄ軸電流制御用のＰＩ演算部とｑ軸電流制御用のＰＩ演算部に各別に入力し、
   前記オープン巻線誘導機の検出電流は座標変換部に入力して電気角信号を基にｄｑ0座標の電流に変換し、
   変換されたｄ軸電流ｉs.dは前記ｄ軸電流制御用のＰＩ演算部に、変換されたｑ軸電流ｉs.qは前記ｑ軸電流制御用のＰＩ演算部に、変換された０軸電流ｉs.0は前記比例共振制御部にそれぞれ入力して各座標用の電圧指令値を生成し、
   生成された各座標用の電圧指令値を座標変換部に入力して座標変換部が変換したabc座標の電圧指令値に基づいて各インバータのゲート信号を生成するよう構成したことを特徴とする請求項１又は２記載のオープン巻線誘導機の零相電流抑制制御装置。

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