JP6115177B2 - 制御装置、制御方法および電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、制御装置、制御方法および電源装置に関し、例えば、スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路を制御する制御装置、制御方法および電源装置に関する。
電源回路として、直流電圧を変換するＤＣ（Direct Current）−ＤＣコンバータ等が知られている。例えば、サーバ等の情報処理装置や家庭電化製品においては、整流器と力率改善回路とを用い交流電圧を直流電圧に変換する。その後ＤＣ−ＤＣコンバータを用い直流電圧を降圧する。
電源回路の制御方法として、スイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することが知られている。ＰＷＭ制御においては、キャリア信号と比較値とを比較することによりＰＷＭ信号のパルス幅を変調する。比較値は、電源回路の出力電圧に基づき生成される。スイッチは、このように変調されたＰＷＭ信号によりオンおよびオフされる。電源回路の効率向上を図るため、負荷によりスイッチング周波数を変更することが知られている。スイッチング周波数を変更する際に、キャリア信号の振幅を変更することによりスイッチング周波数を変更する方法が知られている（例えば、特許文献１の実施例１および２）。また、キャリア信号の傾きを変えることによりスイッチング周波数を変更することが知られている（例えば、特許文献１の実施例３）
特開２００９−１００６０７号公報
キャリア信号の傾きを変える場合、高周波数のスイッチング周波数は低周波数のスイッチング周波数の逓倍となる。このため、周波数の選択が限定的になる。キャリア信号の振幅を変える場合、スイッチング周波数が変更された際に、ＰＷＭ信号のデューティ比が増減する。このため、電源回路の出力電圧に過度応答が生じる。
本制御装置、制御方法および電源装置は、出力電圧を安定化させることを目的とする。
スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路の前記出力電圧に基づき比較値を生成する生成部と、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、前記出力電圧と同じタイミングでサンプリングされた前記電源回路の負荷電流に基づき、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換える切換部と、を具備し、前記生成部は、切り換え前後の周波数に基づき前記比較値を生成し、前記ＰＷＭ部において、前記比較値と、前記周波数が切り換えられたキャリア信号と、は同じサンプリング周期において適用されることを特徴とする制御装置を用いる。
スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路と、前記出力電圧に基づき比較値を生成する生成部と、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、前記出力電圧と同じタイミングでサンプリングされた前記電源回路の負荷電流に基づき、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換える切換部と、を含み、前記生成部は切り換え前後の周波数に基づき前記比較値を生成し、前記ＰＷＭ部において、前記比較値と、前記周波数が切り換えられたキャリア信号と、は同じサンプリング周期において適用される制御回路と、を具備することを特徴とする電源装置を用いる。
スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路の前記出力電圧に基づき比較値を生成するステップと、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するステップと、前記出力電圧と同じタイミングでサンプリングされた前記電源回路の負荷電流に基づき、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換えるステップと、を含み、前記比較値を生成するステップは、切り換え前後の周波数に基づき前記比較値を生成し、前記ＰＷＭ信号を生成するステップにおいて、前記比較値と、前記周波数が切り換えられたキャリア信号と、は同じサンプリング周期において適用されることを特徴とする制御方法を用いる。
本制御装置、制御方法および電源装置によれば、出力電圧を安定化させることができる。
図１は、比較例１に係る電源装置のブロック図である。 図２は、タイマカウンタが生成するカウント値のタイミングチャートである。 図３は、比較例１における負荷電流、キャリア信号、ＰＷＭ信号およびサンプリング信号のタイミングチャートである。 図４（ａ）および図４（ｂ）は、スイッチング周波数を変更する場合のキャリア信号の例を示すタイミングチャートである。 図５は、比較例２に係る電源装置のブロック図である。 図６は、比較例２における負荷電流、キャリア信号、ＰＷＭ信号およびサンプリング信号のタイミングチャートである。 図７は、実施例１に係る電源装置のブロック図である。 図８は、実施例１に係る制御装置の制御を示すフローチャートである。 図９は、実施例１における負荷電流、キャリア信号、ＰＷＭ信号およびサンプリング信号のタイミングチャートである。 図１０は、実施例２に係る電源装置のブロック図である。 図１１は、周波数制御部が行う処理を示すフローチャートである。 図１２は、比較値補正部が行う処理を示すフローチャートである。 図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、比較例３におけるｆ１ｔｏｆ２およびｆ２ｔｏｆ１の場合の出力電圧のタイミングチャートである。 図１４（ａ）および図１４（ｂ）は、実施例２におけるｆ１ｔｏｆ２およびｆ２ｔｏｆ１の場合の出力電圧のタイミングチャートである。 図１５は、実施例１または２を用いたサーバのブロック図である。
図１は、比較例１に係る電源装置のブロック図である。図１を参照し、電源装置１１０は、電源回路１０および制御装置２０を備えている。電源回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）１２、ダイオード１４、インダクタ１６およびキャパシタ１８を備えている。直流電源３０の正側と出力端子１５との間にｎ型ＦＥＴ１２およびインダクタ１６が直列に接続されている。ＦＥＴ１２のドレインが直流電源３０に、ソースがインダクタ１６の一端に接続されている。ＦＥＴ１２のゲートにはＰＷＭ信号が入力する。ダイオード１４のカソードはＦＥＴ１２とインダクタ１６との間のノードに接続されている。ダイオード１４のアノードは直流電源３０の負側に接続されている。キャパシタ１８の一端はインダクタ１６と出力端子１５との間のノードに接続されている。キャパシタ１８の他端は直流電源３０の負側に接続されている。インダクタ１６とキャパシタ１８とは平滑回路を形成する。
負荷３２は、出力端子１５と直流電源３０の負側との間に接続されている。検出器３４は、出力端子１５と、インダクタ１６およびキャパシタ１８と、の間に接続されている。検出器３４は、電源回路１０の出力電圧Ｖｏ（すなわち出力端子の電圧）および負荷３２を流れる電流を検出する。直流電源３０は、例えば交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータに対応する。負荷３２は、例えば情報処理装置または家庭電化製品の内部回路に対応する。
制御装置２０は、生成部２２およびＰＷＭ部２４を備えている。生成部２２は、出力電圧Ｖｏに基づき比較値Ｕを生成する。ＰＷＭ部２４は、比較値Ｕと、キャリア信号と、を比較することによりＦＥＴ１２に出力するＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ部２４は、例えばタイマカウンタ２５を備えている。タイマカウンタ２５は、キャリア信号を生成する。
図２は、タイマカウンタが生成するカウント値のタイミングチャートである。タイマカウンタ２５は、整数値とクロック信号に基づきキャリア信号を生成する。キャリア信号の周期をＴ、クロック信号の周期をΔとする。周期Ｔは例えば周期Δで割り切れる値である。タイマカウンタ２５は、クロック信号の周期Δごとにカウント値をカウントアップする。カウント値が最大値Ｔ／Δとなると、タイマカウンタ２５は、カウント値を０にする。タイマカウンタ２５は、再びクロック信号の周期Δごとにカウント値をカウントアップする。このようにして、カウント値から鋸歯状のキャリア信号を生成できる。なお、図２では、タイマカウンタ２５がカウントアップする例を説明したが、タイマカウンタ２５はカウントダウンしてもよい。また、以後の図面においてはキャリア信号の階段状のステップを省略して図示する場合もある。
図３は、比較例１における負荷電流、キャリア信号、ＰＷＭ信号およびサンプリング信号のタイミングチャートである。負荷電流Ｉｏは、負荷３２を流れる電流である。負荷電流Ｉｏが小さい場合、負荷が軽いことに対応し、負荷電流Ｉｏが大きい場合、負荷が重いことに対応する。キャリア信号は、図２に示したようにタイマカウンタ２５が生成する信号である。比較値Ｕは、生成部２２が生成する信号である。ＰＷＭ信号は、ＰＷＭ部２４が生成する信号である。サンプリング信号は、検出器３４に出力電圧Ｖｏをサンプリングさせる信号であり、例えばキャリア信号に同期している。
負荷電流Ｉｏは、時間ｔ０において増加する。これは、例えば負荷３２の消費電力が増加することに対応する。キャリア信号は０から時間とともに高くなり最大値Ｔ／Δになると、再び０になる。キャリア信号が０になる時間をｔ１、ｔ２およびｔ３とする。キャリア信号の周期はＴ１で一定である。キャリア信号が比較値Ｕより低い場合、ＰＷＭ信号はハイレベルとなる。キャリア信号が比較値Ｕより高い場合、ＰＷＭ信号はローレベルとなる。キャリア信号が比較値Ｕとなる時間をｔ４、ｔ５およびｔ６とする。
時間ｔ０において、負荷電流Ｉｏが増大すると、出力電圧Ｖｏが低下する。時間ｔ１において、検出部３４が出力電圧Ｖｏをサンプリングする。生成部２２は、出力電圧Ｖｏが低くなったため、比較値ＵをＵ１からＵ２に大きくする。これにより、時間ｔ２前のＰＷＭ信号のハイレベルの期間はＵ１×Δであるのに対し、時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のハイレベルの期間はＵ２×Δとなる。このように、時間ｔ２以前のＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｕ１×Δ／Ｔ１であり、時間ｔ２以降のデューティ比は、Ｕ２×Δ／Ｔ１である。このように、時間ｔ２以降においてデューティ比が大きくなる。よって、ＦＥＴ１２がオンする期間が長くなり、出力電圧Ｖｏが高くなる。このように、制御装置２０は、ＰＷＭ信号のデューティ比を制御することにより、出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。
負荷３２の重さにより、効率が最大になるスイッチング周波数が異なる。例えば、負荷３２が軽い場合スイッチング周波数を低くすることにより消費電力が低減する場合がある。また、負荷３２が軽い場合スイッチング周波数を高くすることにより消費電力が低減する場合がある。このように、負荷３２の重さに基づきスイッチング周波数を変更する場合がある。
図４（ａ）および図４（ｂ）は、スイッチング周波数を変更する場合のキャリア信号の例を示すタイミングチャートである。図４（ａ）を参照し、周期をＴ１とする期間（周波数をｆ１とする期間）においては、タイマカウンタ２５がΔごとにカウント値をカウントアップさせる。カウント値がＴ１／Δとなると、カウント値を０に戻す。周期をＴ２とする期間（周波数をｆ２とする期間）においては、タイマカウンタ２５がΔごとにカウント値をカウントアップさせる。カウント値がＴ２／Δとなると、カウント値を０に戻す。このように、カウントアップの傾きを変えずに最大カウント値の大きさ（すなわちキャリア信号の振幅）を変更することで、スイッチング周波数を変更することができる。
図４（ｂ）を参照し、周期をＴ１とする期間（周波数をｆ１とする期間）は、図４（ａ）と同じである。周期をＴ２とする期間（周波数をｆ２とする期間）においては、タイマカウンタ２５が２×Δごとにカウント値をカウントアップさせる。カウント値がＴ１／Δとなると、カウント値を０に戻す。このように、最大カウント値の大きさを変えずに、カウントアップする周期をΔの整数倍とすることによりスイッチング周波数を変更することができる。
しかしながら、図４（ｂ）の方法においては、カウントアップの周期はΔの整数倍となるため、周期Ｔ２は周期Ｔ１の逓倍となる。これにより、スイッチング周波数の選択が限定的になってしまう。このように、図４（ａ）の方法がスイッチング周波数の選択の点から好ましい。
次に、図４（ａ）の方法を用いた比較例２について説明する。図５は、比較例２に係る電源装置のブロック図である。図５を参照し、電源装置１１２においては、制御装置２０が切換部２６を備えている。切換部２６は、検出器３４が検出した負荷電流Ｉｏに基づき、スイッチング周波数を切り換えるための信号ＣをＰＷＭ部２４のタイマカウンタ２５に出力する。タイマカウンタ２５は、信号Ｃに基づき、スイッチング周波数を切り換える。その他の構成は比較例１の図１と同じであり説明を省略する。
図６は、比較例２における負荷電流、キャリア信号、ＰＷＭ信号およびサンプリング信号のタイミングチャートである。図６を参照し、時間ｔ２以前においてスイッチング周波数および周期はｆ１およびＴ１である。時間ｔ２以降において、スイッチング周波数および周期はｆ２およびＴ２である。時間ｔ２以降の比較値はＵ２のため、時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のハイレベルの期間はＵ２×Δとなる。その他は、比較例１の図３と同じであり説明を省略する。
時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のデューティ比はＵ２×Δ／Ｔ２となる。スイッチング周期Ｔ２＞Ｔ１である。よって、比較例１に比べ時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のデューティ比が小さくなる。生成部２２は、時間ｔ２以前（すなわち周期Ｔ１のとき）の出力電圧Ｖｏに基づき比較値Ｕ２を生成する。このため、Ｕ２は、周期Ｔ１のときにＰＷＭ信号が適正なデューティ比となるように生成されている。よって、時間ｔ２以降にＰＷＭ信号のデューティ比がＵ２×Δ／Ｔ２となると、出力電圧Ｖｏを適正に制御できなくなり、出力電圧Ｖｏに過度応答が生じる。このように、図４（ａ）の方法、すなわち、切換部２６がキャリア信号の振幅を変えることによりキャリア信号の周波数を切り換える場合、出力電圧を安定化できない。
以下の実施例においては、出力電圧を安定化させることができる。
図７は、実施例１に係る電源装置のブロック図である。図７を参照し、切換部２６が出力する信号Ｃが生成部２２に入力する。生成部２２は、出力電圧Ｖｏに加え、キャリア信号の周波数に基づき比較値Ｕを生成する。その他の構成は比較例２の図５と同じであり、説明を省略する。
図８は、実施例１に係る制御装置の制御を示すフローチャートである。図８を参照し、生成部２２は、検出部３４が検出した出力電圧Ｖｏに基づき値Ｕ０を算出する（ステップＳ１０）。切換部２６は、検出器３４が検出した負荷電流Ｉｏに基づきキャリア信号の周波数ｆを切り換える（ステップＳ１２）。生成部２２は、比較値Ｕが（切り換え前の周波数／切り換え後の周波数）×Ｕ０と等しくなるように比較値Ｕを生成する（ステップＳ１４）。ＰＷＭ部２４は、周波数ｆおよび比較値Ｕに基づきＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１６）。
図９は、実施例１における負荷電流、キャリア信号、ＰＷＭ信号およびサンプリング信号のタイミングチャートである。図９を参照し、時間ｔ２以降の比較値は（ｆ１／ｆ２）×Ｕ２である。時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のハイレベルの期間は（ｆ１／ｆ２）×Ｕ２×Δとなる。その他は、比較例２の図６と同じであり説明を省略する。
時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のデューティ比は（ｆ１／ｆ２）×Ｕ２×Δ／Ｔ２となる。Ｔ２＝１／ｆ２およびｆ１＝１／Ｔ１であるから、（ｆ１／ｆ２）×Ｕ２×Δ／Ｔ２＝ｆ１×Ｕ２×Δ＝Ｕ２×Δ／Ｔ１となる。これは、図３における時間ｔ２以降のＰＷＭ信号のデューティ比と同じである。すなわち、時間ｔ２以降においてもＰＷＭ信号は適正なデューティ比となる。
実施例１によれば、生成部２２は、出力電圧Ｖｏに加えキャリア信号の周波数に基づき比較値Ｕを生成する。これにより、図９のように、ＰＷＭ信号のデューティ比を適切に制御でき、出力電圧を安定化させることができる。
また、生成部２２は、キャリア信号の周波数が切り換わったときに、ＰＷＭ信号のデューティ比が変わらないように比較値Ｕを生成する。これにより、出力電圧を安定化させることができる。
生成部２２は、比較値Ｕが（切り換え前の周波数／切り換え後の周波数）×Ｕ０と等しくなるように比較値Ｕを生成することが好ましい。これにより、ＰＷＭ信号のデューティ比を適切に制御できる。
さらに、切換部２６は、負荷電流Ｉｏに基づきキャリア信号の周波数を切り換える。これにより、負荷３２に適切なキャリア信号の周波数を選択できる。よって、電源装置の効率を向上させることができる。なお、実施例１のように、負荷３２が大きくなると、周波数を低くしているが、周波数を高くしてもよい。
さらに、キャリア信号と、検出器３４が出力電圧Ｖｏをサンプリングする信号とは同期している。例えば、キャリア信号とサンプリング信号との周波数は同じであり、かつ同期している。
さらに、キャリア信号は鋸歯状であることが好ましい。キャリア信号が時間に対し巨視的に見て直線的に変化する場合、ＰＷＭ信号のハイレベルの幅は比較値Ｕに比例する。このため、図６において説明したような問題が生じやすい。鋸歯状波は、図２のように微視的にみれば階段状のステップを有してもよい。キャリア信号は、カウントアップする信号でもよいしカウントダウンする信号でもよい。また、鋸歯状でなくともよい。さらに、アナログ的な方法により生成した信号でもよい。
図１０は、実施例２に係る電源装置のブロック図である。図１０を参照し、検出器３４は、電流検出器３５と電圧検出器３６を備えている。制御装置２０は、例えばデジタルシグナルプロセッサにより形成されている。生成部２２は、アナログデジタル変換器（ＡＤ）４０、加算器４２、ＰＩ制御部４４および比較値補正部４６を備えている。ＡＤ４０は、サンプリング信号のタイミングにおいて出力電圧Ｖｏをデジタル値信号Ｖｏｄに変換する。加算器４２は、メモリに格納された参照信号Ｖｒｅｆから信号Ｖｏｄを減算し信号Ｅとする。ＰＩ制御部４４は、信号Ｅを比例および積分演算し、信号Ｕ０を生成する。すなわち、ＰＩ制御部４４は、出力電圧Ｖｏが一定になるように、フィードバック制御する。比較値補正部４６は信号Ｕ０を補正し比較値Ｕとする。比較値補正部４６の比較値Ｕを生成する演算は１サンプリング周期の間に行なわれる。
変換部２６は、ＡＤ５０および周波数制御部５２を備えている。ＡＤ５０は、サンプリング信号のタイミングにおいて負荷電流Ｉｏをデジタル信号Ｉｏｄに変換する。周波数制御部５２は、信号Ｉｏｄに基づき信号Ｃを生成する。ＰＷＭ部２４は、信号Ｃおよび比較値Ｕに基づきＰＷＭ信号を生成する。周波数制御部５２は、ＡＤ４０および５０にキャリア信号と同期してサンプリング信号の周波数を切り換えさせる。周波数制御部５２の信号Ｃを生成する演算は１サンプリング周期の間に行なわれる。その他の構成は、実施例１の図７と同じであり説明を省略する。
図１１は、周波数制御部が行う処理を示すフローチャートである。図１１を参照し、周波数制御部５２は、信号ＩｏｄをＡＤ５０から取得する（ステップＳ２０）。次に、周波数制御部５２は、前回の信号Ｉｏｄである信号Ｉｏｄ´をメモリから取得する（ステップＳ２２）。次に、周波数制御部５２は、信号Ｉｏｄ´が閾値Ｉｓより小さいかを判定する（ステップＳ２４）。Ｙｅｓの場合、周波数制御部５２は、信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓより小さいか判定する（ステップＳ２６）。Ｙｅｓの場合、周波数制御部５２は、信号Ｃをｋｅｅｐとする（ステップＳ３０）。Ｎｏの場合、周波数制御部５２は、信号Ｃをｆ１ｔｏｆ２とする（ステップＳ３２）。その後、ステップＳ３８に進む。
ステップＳ２４において、Ｎｏの場合、周波数制御部５２は、信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓより小さいか判定する（ステップＳ２８）。Ｙｅｓの場合、周波数制御部５２は、信号Ｃをｆ２ｔｏｆ１とする（ステップＳ３４）。Ｎｏの場合、周波数制御部５２は、信号Ｃをｋｅｅｐとする（ステップＳ３６）。その後、ステップＳ３８に進む。ステップＳ３８において、周波数制御部５２は、信号Ｉｏｄを信号Ｉｏｄ´とし、メモリに記憶する（ステップＳ３８）。次に、周波数制御部５２は、信号ＣをＰＷＭ部２４に出力する（ステップＳ４０）。その後、終了し、ステップＳ２０に戻る。
このように、周波数制御部５２は、前回の信号Ｉｏｄ（信号Ｉｏｄ´）が閾値Ｉｓより小さく、かつ今回の信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓ以上となると、キャリア信号の周波数をｆ1からｆ２に切り換える。前回の信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓ以上であり、かつ今回の信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓより小さくなると、キャリア信号の周波数をｆ２からｆ１に切り換える。その他の場合周波数を切り換えない。これにより、信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓ未満の場合、キャリア信号の周波数はｆ１、信号Ｉｏｄが閾値Ｉｓ以上の場合、キャリア信号の周波数はｆ２となる。
図１２は、比較値補正部が行う処理を示すフローチャートである。図１２を参照し、比較値補正部４６は、ＰＩ制御部４４から信号Ｕ０を取得する（ステップＳ５０）。次に、比較値補正部４６は、周波数制御部５２から信号Ｃを取得する（ステップＳ５２）。次に、比較値補正部４６は、信号Ｃを判定する（ステップＳ５４）。信号Ｃがｆ２ｔｏｆ１であると判定した場合、比較値補正部４６は比較値Ｕを（ｆ２／ｆ１）×Ｕ０とする（ステップＳ５６）。信号Ｃをｋｅｅｐと判定した場合、比較値補正部４６は比較値ＵをＵ０とする（ステップＳ５８）。信号Ｃをｆ１ｔｏｆ２と判定した場合、比較値補正部４６は比較値Ｕを（ｆ１／ｆ２）×Ｕ０とする（ステップＳ６０）。次に、比較値補正部４６は、比較値ＵをＰＷＭ部２４に出力する（ステップＳ６２）。その後、終了し、ステップＳ５０に戻る。
このように、比較値補正部４６は、キャリア信号の周波数がｆ２からｆ１に切り換わるときに、Ｕ＝（ｆ２／ｆ１）×Ｕ０とし、キャリア信号の周波数がｆ１からｆ２に切り換わるときに、Ｕ＝（ｆ１／ｆ２）×Ｕ０とする。これにより、図９において説明したように、周波数を切り換えてもＰＷＭ信号のデューティ比を所望の値とすることができる。
実施例２において、キャリア信号の周波数を切り換えたときの出力電圧Ｖｏについて測定した。比較として、比較値補正部４６を用いない電源装置を比較例３とした。すなわち、比較例３では、キャリア信号の周波数によらず、Ｕ＝Ｕ０となっている。なお、比較値補正部４６の効果だけをみるため、負荷電流Ｉｏは一定とした。すなわち、周波数制御部５２に、負荷電流Ｉｏが一定のまま、Ｃ＝ｆ２ｔｏｆ１またはＣ＝ｆ１ｔｏｆ２を出力させた。ｆ１を１３０ｋＨｚ、ｆ２を１００ｋＨｚとした。
図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、比較例３におけるｆ１ｔｏｆ２およびｆ２ｔｏｆ１の場合の出力電圧のタイミングチャートである。時間が０のとき、周波数が切り換わっている。図１３（ａ）を参照し、周波数が１３０ｋＨｚから１００ｋＨｚに切り換わると、出力電圧Ｖｏが最大１．１９Ｖ減少する。図１３（ｂ）を参照し、周波数が１００ｋＨｚから１３０ｋＨｚに切り換わると、出力電圧Ｖｏが最大１．００Ｖ増加する。このように、比較例３においては、出力電圧Ｖｏの過度応答が生じる。
図１４（ａ）および図１４（ｂ）は、実施例２におけるｆ１ｔｏｆ２およびｆ２ｔｏｆ１の場合の出力電圧のタイミングチャートである。時間が０のとき、周波数が切り換わっている。図１４（ａ）を参照し、周波数が１３０ｋＨｚから１００ｋＨｚに切り換わると、出力電圧Ｖｏが最大１４０ｍＶ減少する。図１４（ｂ）を参照し、周波数が１００ｋＨｚから１３０ｋＨｚに切り換わると、出力電圧Ｖｏが最大８０ｍＶ増加する。このように、実施例２においては、出力電圧Ｖｏの過度応答を抑制できる。これは、図９において説明したように、キャリア信号の周波数が切り換わったときに、ＰＷＭ信号のデューティ比を適正にすることができるためである。
実施例２において、周波数制御部５２は信号Ｃの生成の際にヒステリシスをもたせることができる。これにより、周波数が頻繁に切り換わることを抑制できる。出力電圧Ｖｏを一定になるようにフィードバック制御する方法としてＰＩ制御を例に説明したが、ＰＩＤ制御またはより複雑な制御でもよい。周波数制御部５２の信号Ｃの生成は、複数周期間内で行なってもよい。
実施例２では、出力電圧Ｖｏおよび負荷電流Ｉｏをデジタル化し、制御装置２０は、信号をデジタル処理する例を説明したが、制御装置２０は、アナログ処理または、一部がアナログ処理でもよい。例えば、制御装置２０は、出力電圧Ｖｏおよび負荷電流Ｉｏをデジタル変換せずに用いてもよい。また、キャリア信号は、発振器により生成されていてもよい。
実施例１および２において、キャリア信号の周波数がｆ１とｆ２との２段階に切り換わる例を説明したが、周波数は３段階以上に切り換わってもよい。スイッチとして、ＭＯＳＦＥＴを例に説明したが、スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ以外のＦＥＴでもよい。また、スイッチは、Ｐ型ＦＥＴでもよい。さらに、スイッチは、ＩＧＢＴ（Insulator Gate Bipolar Transistor）等のＦＥＴ以外の素子でもよい。
また、電源回路１０として、非絶縁型の降圧型の例を説明したが、電源回路１０は、絶縁型でもよい、昇圧型または反転型でもよい。
図１５は、実施例１または２を用いたサーバのブロック図である。図１５を参照し、サーバ６０は、整流器６２、力率改善回路６４、電源装置６６、メインボード６８、ハードディスク７０、ＣＤ（Compact Disc）−ＲＯＭ(Read Only Memory)ドライブ７２およびその他ＬＳＩ(Large Scale Integrated Circuit)７４を備える。外部電源７６からサーバ６０の整流器６２に交流電力が供給される。整流器６２は、交流を整流する。力率改善回路６４は、力率を改善する。外部電源７６、整流器６２および力率改善回路６４は、実施例１または２の直流電源３０に相当する。電源装置６６は、実施例１または２の電源装置１００または１０２に相当し、直流電力の電圧を変換する。電源装置６６から、ＣＰＵ（Central Processing Unit）および／またはメモリを備えたメインボード６８、ハードディスク７０、ＣＤ−ＲＯＭドレイブ７２等の記憶媒体ドライブ、およびその他のＬＳＩ７４に、直流電力が供給される。メインボード６８、ハードディスク７０、ＣＤ−ＲＯＭドレイブ７２およびその他のＬＳＩ７４は、実施例１または２の負荷３２に相当する。実施例１または２の電源装置は、サーバ以外の電子装置に用いることもできる。
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１）スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路の前記出力電圧に基づき比較値を生成する生成部と、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換える切換部と、を具備し、前記生成部は、前記周波数に基づき前記比較値を生成することを特徴とする制御装置。
（付記２）前記生成部は、前記キャリア信号の周波数が切り換わったときに、前記ＰＷＭ信号のデューティ比が変わらないように前記比較値を生成することを特徴とする付記１記載の制御装置。
（付記３）前記キャリア信号と、前記出力電圧をサンプリングする信号とは同期していることを特徴とする付記１または２記載の制御回路。
（付記４）前記切換部は、負荷電流に基づき前記周波数を切り換えることを特徴とする付記１から３のいずれか一項記載の制御装置。
（付記５）前記キャリア信号は鋸歯状であることを特徴とする付記１から４のいずれか一項記載の制御装置。
（付記６）前記電源回路は、非絶縁型であることを特徴とする付記１から５のいずれか一項記載の制御装置。
（付記７）前記電源回路は、降圧型であることを特徴とする付記１から６のいずれか一項記載の制御装置。
（付記８）スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路と、前記出力電圧に基づき比較値を生成する生成部と、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換える切換部と、を含み、前記生成部は前記周波数に基づき前記比較値を生成する制御回路と、を具備することを特徴とする電源装置。
（付記９）スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路の前記出力電圧に基づき比較値を生成するステップと、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するステップと、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換えるステップと、を含み、前記比較値を生成するステップは、前記周波数に基づき前記比較値を生成することを特徴とする制御方法。
１０ 電源回路
１２ ＦＥＴ
１４ ダイオード
１６ インダクタ
１８ キャパシタ
２０ 制御装置
２２ 生成部
２４ ＰＷＭ部
２６ 切換部
３４ 検出部

Claims (7)

  1. スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路の前記出力電圧に基づき比較値を生成する生成部と、
    前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、
    前記出力電圧と同じタイミングでサンプリングされた前記電源回路の負荷電流に基づき、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換える切換部と、
    を具備し、
    前記生成部は、切り換え前後の周波数に基づき前記比較値を生成し、
    前記ＰＷＭ部において、前記比較値と、前記周波数が切り換えられたキャリア信号と、は同じサンプリング周期において適用されることを特徴とする制御装置。
  2. 前記生成部は、前記キャリア信号の周波数が切り換わったときに、前記ＰＷＭ信号のデューティ比が変わらないように前記比較値を生成することを特徴とする請求項１記載の制御装置。
  3. 前記キャリア信号と、前記出力電圧をサンプリングする信号とは同期していることを特徴とする請求項１または２記載の制御装置。
  4. 前記生成部は、前記切換部が前記周波数を切り換えるとき、切り換え前後の周波数に基づき、前記出力電圧に基づき生成された前記比較値を補正する請求項１から３のいずれか一項記載の制御装置。
  5. 前記キャリア信号は鋸歯状であることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項記載の制御装置。
  6. スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路と、
    前記出力電圧に基づき比較値を生成する生成部と、前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、前記出力電圧と同じタイミングでサンプリングされた前記電源回路の負荷電流に基づき、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換える切換部と、を含み、前記生成部は切り換え前後の周波数に基づき前記比較値を生成し、前記ＰＷＭ部において、前記比較値と、前記周波数が切り換えられたキャリア信号と、は同じサンプリング周期において適用される制御回路と、
    を具備することを特徴とする電源装置。
  7. スイッチを用いることにより出力電圧を制御する電源回路の前記出力電圧に基づき比較値を生成するステップと、
    前記比較値と、キャリア信号と、を比較することにより前記スイッチに出力するＰＷＭ信号を生成するステップと、
    前記出力電圧と同じタイミングでサンプリングされた前記電源回路の負荷電流に基づき、前記キャリア信号の振幅を変えることにより前記キャリア信号の周波数を切り換えるステップと、
    を含み、
    前記比較値を生成するステップは、切り換え前後の周波数に基づき前記比較値を生成し、前記ＰＷＭ信号を生成するステップにおいて、前記比較値と、前記周波数が切り換えられたキャリア信号と、は同じサンプリング周期において適用されることを特徴とする制御方法。
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