JP7305062B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

電力変換装置を小型化するに当たり、スイッチング素子の駆動周波数を増大する手法が一般的であるが、スイッチングノイズが増大する。また一定のスイッチング周波数を用いると、電流のノイズ成分、および回路内の磁性部品の通流電流が、スイッチング周波数の整数倍周波数のスペクトルに集中して、そのスペクトルピークが大きくなり、ノイズ低減および磁性部品の銅損低減が困難であった。

特許文献１に記載される従来の電力変換装置は、周波数の相異なる複数の信号を発生する信号発生器と、前記複数の信号の中から予め設定された順序で指定の周波数の信号を順次選択して出力する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された信号に応答して入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、該スイッチング素子の出力電圧を平滑化するフィルタ回路とを備える。

特開２００２－２５２９７０号公報

特許文献１記載の従来の電力変換装置では、離散的な複数の周波数成分をもつ搬送波を予め設定した順序で切り替えることにより、ノイズレベルの低減を図っている。しかしながら、電力変換装置の動作条件に応じて適切な周波数を選定することは難しく、ノイズレベルの確実な抑制効果を得るのは困難であった。また、制御回路には、抵抗器を含む追加部品が必要であり、制御回路の大型化を招くものであった。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、スイッチングノイズを確実に低減できると共に、回路内の磁性部品の銅損低減を可能にし、かつ制御回路を小型化できる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、少なくとも１つのスイッチング素子とリアクトルとを備えた電力変換回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を生成して前記電力変換回路を制御する制御回路とを備える。そして、前記制御回路は、デューティ比を演算し、該デューティ比と搬送波との比較に基づく制御により前記ゲート信号を生成すると共に、前記リアクトルを流れる電流に、スイッチング周波数を２以上の整数で除した低周波数のリプル電流を重畳させる。

本願に開示される電力変換装置によれば、スイッチングノイズを確実に低減できると共に、電力変換回路内の磁性部品の銅損低減を可能にし、かつ制御回路を小型化できる。

実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置のトランスの２次側回路の構成例である。 実施の形態１による電力変換装置のトランスの２次側回路の構成例である。 実施の形態１による電力変換装置のトランスの２次側回路の構成例である。 実施の形態１による電力変換装置のトランスの２次側回路の構成例である。 実施の形態１による電力変換装置のトランスの２次側回路の構成例である。 実施の形態１による電力変換装置の平滑回路の構成例である。 比較例による電力変換装置の基本制御動作を説明する波形図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御動作を説明する波形図である。 実施の形態１による搬送波の生成を説明する波形図である。 実施の形態１による搬送波の生成を説明する波形図である。 実施の形態１によるゲート信号の生成を説明する波形図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御ブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御ブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御動作を説明する波形図である。 実施の形態１による制御回路のハードウェア構成を示す図である。 実施の形態１の別例によるゲート信号の生成を説明する波形図である。 実施の形態２による電力変換装置の制御動作を説明する波形図である。 実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置の制御ブロック図である。

実施の形態１．
図１は実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。
図に示すように、電力変換装置１００は、直流電源１と直流負荷３との間に接続されて、直流電源１の直流電圧を任意の直流電圧に変換して直流負荷３に供給する。直流電源１と直流負荷３は、例えば、車両走行用の高圧バッテリ、または車載電装品の電源である低圧鉛バッテリ、電気２重層コンデンサ（ＥＤＬＣ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｄｏｕｂｌｅ Ｌａｙｅｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）などである。

電力変換装置１００は、電力変換回路２と、電力変換回路２を制御する制御回路５とを備える。
電力変換回路２は、トランス２２と、トランス２２の１次側回路であるスイッチング回路２１と、トランス２２の２次側回路である整流回路２３と、平滑回路２４とを備えた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。

スイッチング回路２１は、直流電源１に接続される直流母線間にスイッチング素子２１１、２１２、２１３、２１４を備えて構成されるフルブリッジ構成のインバータであり、交流出力線がトランス２２の１次巻線に接続される。この場合、スイッチング素子２１１、２１４が、スイッチング回路２１の一方の対角スイッチング素子である第１スイッチング素子であり、スイッチング素子２１２、２１３が、スイッチング回路２１の他方の対角スイッチング素子である第２スイッチング素子である。

スイッチング素子２１１～２１４には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、あるいはＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられる。あるいは、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、Ｇａ_２Ｏ_３（酸化ガリウム）－ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。

整流回路２３は、ダイオード２３１、２３２、２３３、２３４を備えて構成されるフルブリッジ構成のダイオード整流回路であり、トランス２２の２次巻線に接続されて、２次巻線から入力される電流を整流する。ダイオード２３１～２３４には、ＦＲＤ（Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）あるいはＳＢＤ（Ｓｏｆｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）、さらに、これらに限定されず、ＳｉＣ、ＧａＮ、Ｇａ_２Ｏ_３等の材料を用いたダイオードであっても良い。

平滑回路２４は、平滑用のリアクトル２４１と平滑コンデンサ２４２とを備えたフィルタ回路であり、整流回路２３の出力を平滑する。
また、電力変換回路２の入力電圧となる直流電源１の電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出器４１１、および電力変換回路２の出力電圧となる平滑コンデンサ２４２の電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出器４１２が設けられる。さらに、電力変換回路２の入力電流である直流電流Ｉｄｃを検出する電流検出器４２１、およびリアクトル２４１を流れる電流Ｉｏｕｔ（以下、リアクトル電流Ｉｏｕｔ）を検出する電流検出器４２２が設けられる。この場合、リアクトル電流Ｉｏｕｔは電力変換回路２の出力電流となる。

制御回路５は、搬送波とデューティ比との比較に基づく制御により第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。そして、第１ゲート信号Ｇ１により第１スイッチング素子２１１、２１４をスイッチング制御し、第２ゲート信号Ｇ２により第２スイッチング素子２１２、２１３をスイッチング制御することにより、電力変換回路２を出力制御する。制御回路５は、電力変換回路２を出力制御する際、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数のリプル電流を重畳させる。
第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２の生成および制御の詳細については、後述する。

なお、整流回路は、図１に示すダイオード整流回路（整流回路２３）に限らず、例えば、図２～図６の各図に示す他の回路構成を用いても良い。図２に示す整流回路２３Ａは、２つのダイオード２３５、２３６を備えて構成されるセンタータップ式のダイオード整流回路である。この場合、トランス２２の代わりにセンタータップ式のトランス２２Ａが用いられる。

図３に示す整流回路２３Ｂは、２つのダイオード２３１、２３２と２つのコンデンサ２３７、２３８を備えて構成される倍電圧式のダイオード整流回路である。
図４に示す整流回路２３Ｃは、４つのスイッチング素子２３１Ａ、２３２Ａ、２３３Ａ、２３４Ａを備えて構成されるフルブリッジ構成の同期整流回路である。
図５に示す整流回路２３Ｄは、２つのスイッチング素子２３５Ａ、２３６Ａを備えて構成されるセンタータップ式の同期整流回路である。この場合、トランス２２の代わりにセンタータップ式のトランス２２Ａが用いられる。
図６に示す整流回路２３Ｅは、２つのスイッチング素子２３１Ａ、２３２Ａと２つのコンデンサ２３７、２３８を備えて構成される倍電圧式の同期整流回路である。

また、平滑回路は、図１に示すフィルタ回路（平滑回路２４）に限らず、例えば、図７に示す他の回路構成を用いても良い。図７に示す平滑回路２４Ａは、複数の平滑用のリアクトル２４１、２４１Ａ、２４１Ｂと平滑コンデンサ２４２、２４２Ａ、２４２Ｂとを組み合わせたフィルタ回路で構成される。

この実施の形態では、上述したように、制御回路５が電力変換回路２を出力制御する際、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数のリプル電流を重畳させるものである。ここでは、制御の詳細を説明するのに先だって、リプル電流を重畳させない一般的な基本の制御動作を、比較例として以下に説明する。
図８は、比較例による電力変換装置の基本制御動作を説明する波形図である。
この比較例で用いる主回路構成は電力変換回路２と同様とする。この基本制御動作では、図示しない制御用デューティ比と搬送波との比較に基づく変調制御により第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。

この場合、搬送波は、三角波あるいはノコギリ波の固定の１波形のみを連続して用いる。スイッチング素子２１１～２１４の駆動周波数（スイッチング周波数）をｆｓｗ、スイッチング周期をＴｓｗ（＝１／ｆｓｗ）とすると、搬送波の周波数および周期は、スイッチング周波数ｆｓｗおよびスイッチング周期Ｔｓｗと同じである。

生成された第１ゲート信号Ｇ１にて、スイッチング回路２１の一方の対角スイッチング素子である第１スイッチング素子２１１、２１４をスイッチング制御し、第２ゲート信号Ｇ２にて、他方の対角スイッチング素子である第２スイッチング素子２１２、２１３をスイッチング制御する。これは、第１スイッチング素子２１１、２１４と第２スイッチング素子２１２、２１３とを交互にオンオフを繰り返すハードスイッチング動作である。
図８に示すように、同じオン時間のゲートパルス（第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２）が各スイッチング素子２１１～２１４に与えられ、トランス２２の２次側端子の電圧Ｖｓには、図に示すように、ゼロ期間を挟んで正極性の電圧パルスと負極性の電圧パルスとが交互に生成される。

トランス２２の２次側端子の電圧Ｖｓが正極性あるいは負極性であるとき、平滑回路２４のリアクトル２４１は励磁状態となるため、リアクトル電流Ｉｏｕｔは線形的に上昇する。一方、電圧Ｖｓがゼロのとき、リアクトル２４１は消磁状態となるため、リアクトル電流Ｉｏｕｔは線形的に下降する。
このことから、スイッチングの１周期Ｔｓｗの間に、リアクトル２４１は励磁と消磁を２回繰り返すため、リアクトル電流Ｉｏｕｔには、周波数２ｆｓｗの高周波リプルが含まれる。

即ち、スイッチング周波数ｆｓｗが一定の場合、リアクトル電流Ｉｏｕｔのノイズ成分であるスイッチングノイズは、スイッチング周波数の整数倍周波数のスペクトルに集中し、大きなスペクトルピークを有することになる。同様に、リアクトル２４１およびトランス２２の巻線などの磁性部品の通流電流についても、スイッチング周波数の整数倍周波数のスペクトルに集中するため大きなスペクトルピーク値を有することになる。

次に、図９は、この実施の形態１による電力変換装置の制御動作を説明する波形図である。
上述した比較例に対し、この実施の形態の制御では、図９に示すように、リアクトル電流Ｉｏｕｔに周期（２Ｎ・Ｔｓｗ）である、即ち低周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）のリプル電流を重畳させる。この場合、スイッチング周期ＴｓｗのＮ個分の区間毎にリアクトル電流Ｉｏｕｔの平均電流が変化し、リアクトル電流Ｉｏｕｔのレベル変化のタイミングで発生するリプルが、低周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）のリプル電流となる。
なお、図９に示す場合、Ｎ＝２であり、リプル電流の周波数は（ｆｓｗ／４）である。

以下、電力変換装置の制御動作を具体的に説明する。
制御回路５は、スイッチング周期Ｔｓｗと同周期の２種のノコギリ波である、正極性の傾きを有する第１ノコギリ波Ｃｒ１と負極性の傾きを有する第２ノコギリ波Ｃｒ２とを生成し、第１ノコギリ波Ｃｒ１と第２ノコギリ波Ｃｒ２とを組み合わせて搬送波Ｃｒを生成する。その際、第１ノコギリ波Ｃｒ１および第２ノコギリ波Ｃｒ２をそれぞれの連続回数毎に切り替えることにより、第１ノコギリ波Ｃｒ１による第１区間Ｔ１と第２ノコギリ波Ｃｒ２による第２区間Ｔ２とが交互に切り替わる搬送波Ｃｒを生成する。

図１０、図１１は、実施の形態１による搬送波の生成を説明する波形図である。この場合、第１ノコギリ波Ｃｒ１の連続回数および第２ノコギリ波Ｃｒ２の連続回数は、共にＮであり、ここでは、Ｎ＝３の場合を図示した。
まず、図１０に示すように、制御回路５は、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎの和（２Ｎ）にスイッチング周期Ｔｓｗを乗じた期間（２Ｎ・Ｔｓｗ）を１周期とする第１基準ノコギリ波１０を生成する。
なお、第１基準ノコギリ波１０はピーク値Ａとし、１／（２Ｎ・Ｔｓｗ）ごとにカウントアップして、２Ｎ・Ｔｓｗの期間でピーク値Ａとなる。第１基準ノコギリ波１０は、ピーク値Ａに達すると、ゼロにリセットして、カウントアップを繰り返す。

次に、制御回路５は、第１基準ノコギリ波１０がゼロからピーク値Ａの半値（Ａ／２）までの期間で、ピーク値（Ａ／２）である第２基準ノコギリ波１１を生成する。また、第１基準ノコギリ波１０がピーク値Ａの半値（Ａ／２）からピーク値Ａまでの期間で、ピーク値（Ａ／２）である第３基準ノコギリ波１２を生成する。
なお、第２基準ノコギリ波１１の生成期間は、第３基準ノコギリ波１２はカウントアップせずにゼロで固定し、第３基準ノコギリ波１２の生成期間は、第２基準ノコギリ波１１はカウントアップせずにゼロで固定する。

このように、Ｎ・Ｔｓｗの期間ごとに第２基準ノコギリ波１１と第３基準ノコギリ波１２とを交互に生成する。なお、各第２、第３基準ノコギリ波１１、１２の周期は、第１基準ノコギリ波１０と同様に、（２Ｎ・Ｔｓｗ）である。

次に、図１１に示すように、制御回路５は、第２基準ノコギリ波１１がゼロからピーク値（Ａ／２）までカウントアップしている期間で、正極性の傾きを有する第１ノコギリ波Ｃｒ１を生成する。第１ノコギリ波Ｃｒ１は、スイッチング周期Ｔｓｗを１周期とし、ピーク値（Ａ／２Ｎ）とし、ゼロからカウントアップしてＴｓｗの期間でピーク値（Ａ／２Ｎ）となる。第１ノコギリ波Ｃｒ１は、ピーク値（Ａ／２Ｎ）に達すると、ゼロにリセットして、カウントアップを繰り返し、Ｎ・Ｔｓｗの期間にＮ回生成される。

また制御回路５は、第３基準ノコギリ波１２がゼロからピーク値（Ａ／２）までカウントアップしている期間で、負極性の傾きを有する第２ノコギリ波Ｃｒ２を生成する。第２ノコギリ波Ｃｒ２は、スイッチング周期Ｔｓｗを１周期とし、ピーク値（Ａ／２Ｎ）とし、このピーク値（Ａ／２Ｎ）を初期値としてカウントダウンしてＴｓｗの期間で０となる。第２ノコギリ波Ｃｒ２は、ゼロに達すると、初期値であるピーク値（Ａ／２Ｎ）にリセットして、カウントダウンを繰り返し、Ｎ・Ｔｓｗの期間にＮ回生成される。

また、制御回路５は、第１ノコギリ波Ｃｒ１と第２ノコギリ波Ｃｒ２とを合成することにより搬送波Ｃｒを生成する。搬送波Ｃｒは、ピーク値（Ａ／２Ｎ）を有するノコギリ波が、Ｎ回ごと、つまりＮ・Ｔｓｗの期間ごとに傾きの極性が反転した形状で生成される。このように、第１ノコギリ波Ｃｒ１による第１区間Ｔ１と第２ノコギリ波Ｃｒ２による第２区間Ｔ２とが交互に切り替わる搬送波Ｃｒが生成される。
Ｎが１の場合では、傾きが正極性の第１ノコギリ波Ｃｒ１と、傾きが負極性の第２ノコギリ波Ｃｒ２とが１回ごとに繰り返されるため、見かけ上、三角波と同様の波形になる。

なお、搬送波Ｃｒのピーク値を１とするとき、第１基準ノコギリ波１０のピーク値Ａは２Ｎとなり、第２、第３基準ノコギリ波１１、１２のピーク値はＮとなる。

次に、搬送波Ｃｒを用いて第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する方法を説明する。
第１ゲート信号Ｇ１は、スイッチング回路２１の一方の対角スイッチング素子である第１スイッチング素子２１１、２１４をスイッチング制御する信号であり、第２ゲート信号Ｇ２は、他方の対角スイッチング素子である第２スイッチング素子２１２、２１３をスイッチング制御する信号である。

制御回路５は、出力指令などに基づくフィードバック制御により制御用のデューティ比Ｄ１、Ｄ２を演算し、搬送波Ｃｒとデューティ比Ｄ１、Ｄ２との比較に基づく変調制御により第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。その際、搬送波Ｃｒに第１ノコギリ波Ｃｒ１を用いた第１区間Ｔ１と、搬送波Ｃｒに第２ノコギリ波Ｃｒ２を用いた第２区間Ｔ２とで、異なる比較方式を用いて、搬送波Ｃｒとデューティ比Ｄ１、Ｄ２とを比較する。

図１２は、実施の形態１によるゲート信号の生成を説明する波形図である。図１２では、搬送波Ｃｒのピーク値を１とし、第１ノコギリ波Ｃｒ１の連続回数および第２ノコギリ波Ｃｒ２の連続回数を、共にＮ＝２の場合を図示した。
なお、デューティ比は、搬送波Ｃｒのピーク値Ｐに対する１００分率で表すことができるが、この場合、搬送波Ｃｒのピーク値を１として、デューティ比も０から１の値として説明する。

制御回路５は、デューティ比として第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２の組を生成する。０≦Ｄ１＜Ｄ２≦１とすると、第２デューティ比Ｄ２は、第１デューティ比Ｄ１に５０％である０．５を加算した値となる。そして、第１デューティ比Ｄ１、第２デューティ比Ｄ２、搬送波Ｃｒのピーク値Ｐ（＝１）、およびピーク値（＝１）の半値Ｐ／２（＝０．５）に基づいて、第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。

図１２に示すように、第１区間Ｔ１において、搬送波Ｃｒ（第１ノコギリ波Ｃｒ１）が０からピーク値の半値０．５までの期間に、第２ゲート信号Ｇ２はＬｏｗを継続し、第１ゲート信号Ｇ１のみ、第１デューティ比Ｄ１からピーク値の半値０．５までの期間にゲートパルスが生成され、第１ゲート信号Ｇ１はＨｉｇｈになる。そして、搬送波Ｃｒ（第１ノコギリ波Ｃｒ１）がピーク値の半値０．５からピーク値１までの期間に、第１ゲート信号Ｇ１はＬｏｗを継続し、第２ゲート信号Ｇ２のみ、第２デューティ比Ｄ２からピーク値１までの期間にゲートパルスが生成され、第２ゲート信号Ｇ２はＨｉｇｈになる。

一方、第２区間Ｔ２において、搬送波Ｃｒ（第２ノコギリ波Ｃｒ２）がピーク値の半値０．５からピーク値１までの期間に、第２ゲート信号Ｇ２はＬｏｗを継続し、第１ゲート信号Ｇ１のみ、第２デューティ比Ｄ２からピーク値１までの期間にゲートパルスが生成され、第１ゲート信号Ｇ１はＨｉｇｈになる。そして、搬送波Ｃｒ（第２ノコギリ波Ｃｒ２）が０からピーク値の半値０．５までの期間に、第１ゲート信号Ｇ１はＬｏｗを継続し、第２ゲート信号Ｇ２のみ、第１デューティ比Ｄ１からピーク値の半値０．５までの期間にゲートパルスが生成され、第２ゲート信号Ｇ２はＨｉｇｈになる。

このように、第１区間Ｔ１と第２区間Ｔ２とで異なる比較方式を用いて、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２とを比較することにより、搬送波Ｃｒの傾きに拘わらず、第１ゲート信号Ｇ１のゲートパルスと第２ゲート信号Ｇ２のゲートパルスとを交互に信頼性良く生成できる。

以上、第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する手法を説明したが、制御ブロック図に基づいて、以下に説明する。
図１３、図１４は、実施の形態１による電力変換装置の制御ブロック図である。
制御回路５では、図１３に示すように、予め設定された指令値Ｉｏｕｔ＊と、電流検出器４２２にて検出されるリアクトル電流Ｉｏｕｔとの偏差を、減算器３１にて演算する。減算器３１からの偏差は、比例制御器３２に入力され、比例制御器３２は、入力された偏差が０になるように第１デューティ比Ｄ１を演算する。また、加算器３３にて、第１デューティ比Ｄ１に固定値０．５が加算されて第２デューティ比Ｄ２が演算される。

ここでは比例制御器３２を用いて説明したが、比例積分制御器を用いても良く、制御手法を限定するものではない。また、デューティ比の組である第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２の演算は、リアクトル電流Ｉｏｕｔの検出値に基づいて演算したが、他の検出値、あるいは複数の検出値の組み合わせに基づいて演算しても良い。

次に、制御回路５では、図１４に示すように、搬送波発生器Ｖｃａｒから搬送波Ｃｒを発生させる。搬送波Ｃｒの生成については、上述した方法（図１０、図１１参照）にて生成する。即ち、スイッチング周期Ｔｓｗと同周期の２種のノコギリ波である、正極性の傾きを有する第１ノコギリ波Ｃｒ１と負極性の傾きを有する第２ノコギリ波Ｃｒ２とを生成し、第１ノコギリ波Ｃｒ１および第２ノコギリ波Ｃｒ２をそれぞれの連続回数毎に交互に切り替わる搬送波Ｃｒを生成する。

第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２および搬送波Ｃｒは、演算器３４に入力され、演算器３４は、上述した方法（図１２参照）により、第１区間Ｔ１と第２区間Ｔ２とで異なる比較方式を用いて、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２とを比較して第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。
このようなフィードバック制御により第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２を生成し、さらに第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２と、第１ノコギリ波Ｃｒ１および第２ノコギリ波Ｃｒ２を合成した搬送波Ｃｒとの比較に基づいて第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。このため、リアクトル電流Ｉｏｕｔが指令値Ｉｏｕｔ＊に追従しつつ、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数のリプル電流を重畳することが可能になる。

制御回路５は、以上のように生成された第１ゲート信号Ｇ１および第２ゲート信号Ｇ２により、電力変換回路２内の第１スイッチング素子２１１、２１４および第２スイッチング素子２１２、２１３をオンオフ制御する。
図１５は、実施の形態１による制御動作を説明する波形図である。
図に示すように、第１ノコギリ波Ｃｒ１の連続回数および第２ノコギリ波Ｃｒ２の連続回数が共に２であり、搬送波Ｃｒの傾きの極性がスイッチング周期Ｔｓｗの２周期毎に反転する。

同じオン時間のゲートパルス（第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２）が各スイッチング素子２１１～２１４に与えられ、トランス２２の２次側端子の電圧Ｖｓには、図に示すように、正極性の電圧パルスと負極性の電圧パルスとが交互に生成される。
トランス２２の２次側端子の電圧Ｖｓが正極性あるいは負極性であるとき、平滑回路２４のリアクトル２４１は励磁状態となるため、リアクトル電流Ｉｏｕｔは線形的に上昇する。一方、電圧Ｖｓがゼロのとき、リアクトル２４１は消磁状態となるため、リアクトル電流Ｉｏｕｔは線形的に下降する。

ここで、仮に、搬送波Ｃｒの傾きが正極性、あるいは負極性を維持して不変であるとき、２つのゲート信号Ｇ１、Ｇ２においてゲートパルスがともに生成されない、即ち双方がＬｏｗとなる全オフ期間も同じ長さで不変である。
一方、この実施の形態では、搬送波Ｃｒが第１ノコギリ波Ｃｒ１から第２ノコギリ波Ｃｒ２に変化するとき、即ち、搬送波Ｃｒの傾きが正極性から負極性に反転するとき、第２ゲート信号Ｇ２がＬｏｗとなる瞬間に第１ゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈとなる。このため、第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２の双方がＬｏｗとなる全オフ期間が理想的にゼロとなる。

また、搬送波Ｃｒが第２ノコギリ波Ｃｒ２から第１ノコギリ波Ｃｒ１に変化するとき、即ち、搬送波Ｃｒの傾きが負極性から正極性に反転するときは、対照的に、第２ゲート信号Ｇ２がＬｏｗになってから、通常の全オフ期間の２倍の期間が経過した後に第１ゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈとなる。
なお、ここでは第１ゲート信号Ｇ１と第２ゲート信号Ｇ２との短絡防止のためのデッドタイムを便宜上、考慮していないが、実際に動作させる際はデッドタイムが設定される。その場合、搬送波Ｃｒの傾きが正極性から負極性に反転するときに、実際には全オフ期間が多少存在することになり、その期間はリアクトル２４１の消磁期間となる。

このように、リアクトル電流Ｉｏｕｔの励磁と消磁のタイミングにずれが生じることで、リアクトル電流Ｉｏｕｔに周期（４Ｔｓｗ）である、即ち低周波数（ｆｓｗ／４）のリプル電流が重畳することになる。スイッチング周期Ｔｓｗの２個分の区間毎にリアクトル電流Ｉｏｕｔの平均電流が変化し、リアクトル電流Ｉｏｕｔのレベル変化のタイミングで発生するリプルが、低周波数（ｆｓｗ／４）のリプル電流となる。

即ち、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎのとき、リアクトル電流Ｉｏｕｔに周期（２Ｎ・Ｔｓｗ）である、即ち低周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）のリプル電流が重畳する。このリプル電流の周期（２Ｎ・Ｔｓｗ）は、搬送波Ｃｒの生成に用いる第１基準ノコギリ波１０の周期と一致する。
重畳されるリプル電流の周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）は、スイッチング周波数ｆｓｗを、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の連続回数和である整数２Ｎで除した値となる。このため、連続回数Ｎを増加させて整数２Ｎを増加させると、リプル電流の周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）は低下する。
なお、Ｎの最小値は１であるため、２Ｎは２以上の整数となる。

この実施の形態では、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）のリプル電流が重畳されるため、リアクトル電流Ｉｏｕｔのノイズ成分（スイッチングノイズ）における、スイッチング周波数ｆｓｗの整数倍周波数のスペクトルへの集中が緩和される。即ち、ノイズ成分のスペクトル分散によりスペクトルピークを低減でき、スイッチングノイズを確実に低減できる。
同様に、リアクトル２４１およびトランス２２の巻線などの磁性部品の通流電流（この場合、リアクトル電流Ｉｏｕｔ）についても、スイッチング周波数ｆｓｗの整数倍周波数のスペクトルへの集中が緩和され、スペクトル分散できる。このため、磁性部品の通流電流のスペクトルピークを低減でき、磁性部品の銅損を低減できる。

また、搬送波Ｃｒの周波数ｆｓｗは一定で、傾きの極性が変化するのみであるため、容易で信頼性の高い制御が実現できると共に、特別な追加部品を必要とせず制御回路５を構成でき、制御回路５を小型化できる。
また、第１ノコギリ波Ｃｒ１を用いる第１区間Ｔ１と、第２ノコギリ波Ｃｒ２を用いる第２区間Ｔ２とで異なる比較方式を用いて、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２とを比較して第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。このため、小型の制御回路５にて効果的に低周波数のリプル電流を生成してリアクトル電流Ｉｏｕｔに重畳できる。

電力変換回路２の出力電流となるリアクトル電流Ｉｏｕｔが増大すると、リアクトル電流Ｉｏｕｔのノイズ成分であるスイッチングノイズは増大すると共に、リアクトル２４１およびトランス２２の巻線などの磁性部品の銅損も増大する。このため、上記整数２Ｎをリアクトル電流Ｉｏｕｔに応じて設定する、即ち、リアクトル電流Ｉｏｕｔが大きいほど整数２Ｎを大きく設定する。これにより、重畳されるリプル電流の周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）をリアクトル電流Ｉｏｕｔの増大に応じて低下できる。
従って、ノイズ成分のスペクトル分散および磁性部品の通流電流のスペクトル分散を、より低周波側に分散でき、効果的に、スイッチングノイズの低減化と、磁性部品の銅損低減化とが実現できる。

なお、リアクトル電流Ｉｏｕｔに応じて整数２Ｎを設定するものとしたが、リアクトル電流Ｉｏｕｔに限らず、直流電源１の電圧Ｖｄｃ、平滑コンデンサ２４２の電圧Ｖｏｕｔ、あるいは直流電流Ｉｄｃ等、電力変換回路２の入出力における電圧電流情報の少なくとも１つに基づいて整数２Ｎを決定することができる。

また、制御回路５を構成するハードウェアには、公知の制御器および演算回路等の組み合わせを用いても良く、あるいは図１６に示すように、プロセッサ３５およびメモリ３６を組み合わせて用いることが出来る。
プロセッサ３５およびメモリ３６を用いたハードウェア構成では、プロセッサ３５およびメモリ３６は信号線３７で接続される。プロセッサ３５はメモリ３６から入力された制御プログラムを実行する。メモリ３６は補助メモリと揮発性メモリとを備える。プロセッサ３５には補助メモリから揮発性メモリを介して制御プログラムが入力される。プロセッサ３５は、演算結果等のデータをメモリ３６の揮発性メモリに出力し、これらのデータを、必要に応じて揮発性メモリを介して補助メモリに保存する。

さらに、上記実施の形態１では、図１２を用いて第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する手法を説明したが、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２との比較はこれに限るものでは無く、別例による手法を以下に説明する。
図１７は、実施の形態１の別例によるゲート信号の生成を説明する波形図である。図１２の場合と同様に、搬送波Ｃｒのピーク値を１とし、第１ノコギリ波Ｃｒ１の連続回数および第２ノコギリ波Ｃｒ２の連続回数を、共にＮ＝２の場合を図示した。

制御回路５は、上記実施の形態１と同様に、デューティ比として第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２の組を生成する。
図１７に示すように、第１区間Ｔ１において、搬送波Ｃｒ（第１ノコギリ波Ｃｒ１）が０からピーク値の半値０．５までの期間に、第２ゲート信号Ｇ２はＬｏｗを継続し、第１ゲート信号Ｇ１のみ、０から第１デューティ比Ｄ１までの期間にゲートパルスが生成され、第１ゲート信号Ｇ１はＨｉｇｈになる。そして、搬送波Ｃｒ（第１ノコギリ波Ｃｒ１）がピーク値の半値０．５からピーク値１までの期間に、第１ゲート信号Ｇ１はＬｏｗを継続し、第２ゲート信号Ｇ２のみ、ピーク値の半値０．５から第２デューティ比Ｄ２までの期間にゲートパルスが生成され、第２ゲート信号Ｇ２はＨｉｇｈになる。

一方、第２区間Ｔ２において、搬送波Ｃｒ（第２ノコギリ波Ｃｒ２）がピーク値の半値０．５からピーク値１までの期間に、第２ゲート信号Ｇ２はＬｏｗを継続し、第１ゲート信号Ｇ１のみ、ピーク値の半値０．５から第２デューティ比Ｄ２までの期間にゲートパルスが生成され、第１ゲート信号Ｇ１はＨｉｇｈになる。そして、搬送波Ｃｒ（第２ノコギリ波Ｃｒ２）が０からピーク値の半値０．５までの期間に、第１ゲート信号Ｇ１はＬｏｗを継続し、第２ゲート信号Ｇ２のみ、０から第１デューティ比Ｄ１までの期間にゲートパルスが生成され、第２ゲート信号Ｇ２はＨｉｇｈになる。

このように、第１区間Ｔ１と第２区間Ｔ２とで異なる比較方式を用いて、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２とを比較することにより、搬送波Ｃｒの傾きに拘わらず、第１ゲート信号Ｇ１のゲートパルスと第２ゲート信号Ｇ２のゲートパルスとを交互に信頼性良く生成できる。
この場合も、上記実施の形態１と同様に、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数（ｆｓｗ／２Ｎ）のリプル電流が重畳され、制御回路５に追加部品を要することなく、スイッチングノイズを確実に低減できると共に、リアクトル２４１およびトランス２２の巻線などの磁性部品の銅損を低減できる。

また、上記実施の形態１では、第１ノコギリ波Ｃｒ１の連続回数と、第２ノコギリ波Ｃｒ２の連続回数とを同数Ｎとしたが、異なる連続回数にすることも可能である。
例えば、第１ノコギリ波Ｃｒ１の連続回数Ｎ１（＝２）、第２ノコギリ波Ｃｒ２の連続回数Ｎ２（＝３）とすると、制御回路５は、期間（（Ｎ１＋Ｎ２）・Ｔｓｗ）を１周期とする第１基準ノコギリ波１０を生成する。そして、第１基準ノコギリ波１０がゼロからピーク値Ａの（２／５）倍までの期間で、ピーク値（（２／５）・Ａ）である第２基準ノコギリ波１１を生成する。また、第１基準ノコギリ波１０がピーク値Ａの（２／５）倍からピーク値Ａまでの期間で、ピーク値（（３／５）・Ａ）である第３基準ノコギリ波１２を生成する。

続いて、制御回路５は、第２基準ノコギリ波１１がカウントアップしている期間で第１ノコギリ波Ｃｒ１を生成する。即ち、第１ノコギリ波Ｃｒ１は、スイッチング周期Ｔｓｗを１周期とし、ピーク値（Ａ／５）とし、２・Ｔｓｗの期間に２回生成される。また、第３基準ノコギリ波１２がカウントアップしている期間で、第２ノコギリ波Ｃｒ２を生成する。第２ノコギリ波Ｃｒ１は、スイッチング周期Ｔｓｗを１周期とし、ピーク値（Ａ／５）とし、このピーク値（Ａ／５）を初期値としてカウントダウンしてＴｓｗの期間で０となり、３・Ｔｓｗの期間に３回生成される。

これにより、リアクトル電流Ｉｏｕｔに重畳されるリプル電流の周波数（ｆｓｗ／（Ｎ１＋Ｎ２））は、スイッチング周波数ｆｓｗを、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の連続回数和である整数（Ｎ１＋Ｎ２）で除した値となる。
この場合も、上記実施の形態１と同様に、制御回路５に追加部品を要することなく、スイッチングノイズを確実に低減できると共に、リアクトル２４１およびトランス２２の巻線などの磁性部品の銅損を低減できる。

実施の形態２．
図１８は、実施の形態２による電力変換装置の制御動作を説明する波形図である。
上記実施の形態１では、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎを一定としたが、この実施の形態では、制御回路５は、電力変換回路２の運転中に、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎを、リアクトル電流Ｉｏｕｔに応じて調整する。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
なお、電力変換回路２の入力電流である直流電流Ｉｄｃに応じて、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎを調整しても良い。

図１８に示すように、リアクトル電流Ｉｏｕｔのレベルに応じて、まず、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎを２として４・Ｔｓｗの周期をもつ低周波数のリプル電流をリアクトル電流Ｉｏｕｔに重畳する。そして、リアクトル電流Ｉｏｕｔのレベルが増大すると、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎを３として６・Ｔｓｗの周期をもつ低周波数のリプル電流をリアクトル電流Ｉｏｕｔに重畳する。

第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎの調整については、予め、リアクトル電流Ｉｏｕｔと連続回数Ｎとを対応させるテーブルを作成して制御回路５が保持し、搬送波Ｃｒの生成時にテーブルを参照して行う。あるいは、リアクトル電流Ｉｏｕｔ、直流電流Ｉｄｃ、電圧Ｖｄｃあるいは電圧Ｖｏｕｔ等の検出値が、基準値以内に抑制されるまでフィードバック制御で連続回数Ｎを増大させる等の手法でも良い。

この実施の形態では、第１、第２ノコギリ波Ｃｒ１、Ｃｒ２の各連続回数Ｎを、リアクトル電流Ｉｏｕｔに応じて調整するため、電力変換装置１００の動作条件に応じて、効果的な低周波数のリプル電流を生成してリアクトル電流Ｉｏｕｔに重畳することができる。これにより、スイッチングノイズの低減化および磁性部品の銅損低減化の制御を精度良く行える。

実施の形態３．
図１９は実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。
図に示すように、電力変換装置１００Ａは、交流電源６と直流負荷３との間に接続されて、交流電源６から入力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷３に供給する。
交流電源６は、商用交流系統または自家発電機などであり、直流負荷３は、例えば、車両走行用の高圧バッテリ、または車載電装品の電源である低圧鉛バッテリ、電気２重層コンデンサ等である。

電力変換装置１００Ａは、電力変換回路９と、電力変換回路９を制御する制御回路５Ａとを備える。
電力変換回路９は、上記実施の形態１の電力変換回路２と同様の構成の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａと、平滑用の直流リンクコンデンサ８と、ＡＣ／ＤＣコンバータ７とを備える。ＡＣ／ＤＣコンバータ７は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａの前段に直流リンクコンデンサ８を介して接続され、交流電源６から入力される交流電圧を直流電圧へと変換するものであり、また、交流入力電流を交流電圧に対して同位相かつ正弦波状になるよう高力率に制御する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ７は、交流電源６から入力される交流電圧を整流する整流回路７１と、スイッチング素子７２、ダイオード７３およびリアクトル７４から成る昇圧チョッパとを備える。なお、単純な昇圧チョッパの構成を用いたが、セミブリッジレス方式あるいはトーテムポール方式などであっても良く、回路方式は限定されない。
スイッチング素子７２には、ＩＧＢＴ、あるいはＭＯＳＦＥＴが用いられる。あるいは、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ、Ｇａ_２Ｏ_３－ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。

また、電圧検出器４１１、４１２、４１３が設けられ、電圧検出器４１１は、直流リンクコンデンサ８の電圧Ｖｄｃを検出する。電圧検出器４１２は、電力変換回路９の出力電圧となる平滑コンデンサ２４２の電圧Ｖｏｕｔを検出する。電圧検出器４１３は、電力変換回路９の入力電圧となる交流電源６の電圧Ｖａｃを検出する。
また、電流検出器４２１、４２２、４２３が設けられ、電流検出器４２１は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａの入力電流である直流電流Ｉｄｃを検出する。電流検出器４２２は、リアクトル２４１を流れるリアクトル電流Ｉｏｕｔを検出する。この場合、リアクトル電流Ｉｏｕｔは電力変換回路９の出力電流となる。電流検出器４２３は、電力変換回路９の入力電流である交流電流Ｉａｃを検出する。

制御回路５Ａは、第１制御モードと第２制御モードとの２種の制御モードを有して電力変換回路９を制御する。
第１制御モードでは、直流リンクコンデンサ８の電圧Ｖｄｃを指令値Ｖｄｃ＊に追従するように、スイッチング素子７２のデューティ比を調整してスイッチング素子７２への第３ゲート信号Ｇ３を生成し、ＡＣ／ＤＣコンバータ７を制御する。第１制御モードのとき、ＡＣ／ＤＣコンバータ７の動作により、直流リンクコンデンサ８の電圧が一定となるように制御され、直流リンクコンデンサ８は直流電源とみなすことができる。

これにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａは、上記実施の形態１の電力変換回路２と同様に制御できる。即ち、上記実施の形態１と同様に、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２とを生成し、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２との比較に基づく制御により第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。そして、第１ゲート信号Ｇ１により第１スイッチング素子２１１、２１４をスイッチング制御し、第２ゲート信号Ｇ２により第２スイッチング素子２１２、２１３をスイッチング制御することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａを出力制御する。そして、制御回路５Ａは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａを出力制御する際、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数のリプル電流を重畳させる。

一方、第２制御モードでは、電流検出器４２３から得られる交流電流Ｉａｃを指令値Ｉａｃ＊に追従するように、スイッチング素子７２のデューティ比を調整してスイッチング素子７２への第３ゲート信号Ｇ３を生成し、ＡＣ／ＤＣコンバータ７を制御する。第２制御モードのとき、ＡＣ／ＤＣコンバータ７の制御対象は、入力される交流電流Ｉａｃのみであるため、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａの動作により、直流リンクコンデンサ８の電圧Ｖｄｃを制御する。

第２制御モードにおける絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａの制御について、図２０に示す制御ブロックに基づいて、以下に説明する。
図２０に示すように、制御回路５Ａでは、予め設定された指令値Ｖｄｃ＊と、電圧検出器４１１にて検出される直流リンクコンデンサ８の電圧Ｖｄｃとの偏差を、減算器３８にて演算する。減算器３８からの偏差は、比例積分制御器３９に入力され、比例積分制御器３９は、入力された偏差が０になるように、リアクトル電流Ｉｏｕｔの指令値Ｉｏｕｔ＊となる演算値を出力する。

続いて、制御回路５Ａでは、指令値Ｉｏｕｔ＊と、電流検出器４２２にて検出されるリアクトル電流Ｉｏｕｔとの偏差を、減算器３１にて演算する。減算器３１からの偏差は、比例制御器３２に入力され、比例制御器３２は、入力された偏差が０になるように第１デューティ比Ｄ１を演算する。また、加算器３３にて、第１デューティ比Ｄ１に固定値０．５が加算されて第２デューティ比Ｄ１が演算される。

なお、比例積分制御器３９および比例制御器３２を用いて説明したが、制御手法はこれらに限らない。
また、直流リンクコンデンサ８の電圧Ｖｄｃとリアクトル電流Ｉｏｕｔとの組合せにより第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２を算出したが、直流リンクコンデンサ８の電圧Ｖｄｃのみに基づいて算出しても良い。

次に、制御回路５Ａでは、上記実施の形態１と同様に搬送波Ｃｒを生成する。そして、上記実施の形態１と同様に、即ち、図１４に示すように、第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２および搬送波Ｃｒは、演算器３４に入力され、演算器３４は、第１区間Ｔ１と第２区間Ｔ２とで異なる比較方式を用いて、搬送波Ｃｒと第１、第２デューティ比Ｄ１、Ｄ２とを比較して第１、第２ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。

そして、第１ゲート信号Ｇ１により第１スイッチング素子２１１、２１４をスイッチング制御し、第２ゲート信号Ｇ２により第２スイッチング素子２１２、２１３をスイッチング制御することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａを出力制御する。そして、制御回路５Ａは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａを出力制御する際、リアクトル電流Ｉｏｕｔに低周波数のリプル電流を重畳させる。

以上のように制御することにより、電力変換装置１００Ａが、ＡＣ／ＤＣコンバータ７と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２Ａとが直流リンクコンデンサ８を介して接続された２段構成の場合も、第１制御モードと第２制御モードとの双方において、安定に動作しつつ低周波数のリプル電流を生成してリアクトル電流Ｉｏｕｔに重畳できる。
これにより、上記実施の形態１と同様に、制御回路５Ａに追加部品を要することなく、スイッチングノイズを確実に低減できると共に、リアクトル２４１およびトランス２２の巻線などの磁性部品の銅損を低減できる。

なお、上記各実施の形態では、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて説明したが、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、あるいはＡＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータでは入力力率改善用のリアクトルを流れる電流に、スイッチング周波数ｆｓｗを２以上の整数で除した低周波数のリプル電流を重畳させる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

２ 電力変換回路、２Ａ 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、２Ｎ 整数、５，５Ａ 制御回路、７ ＡＣ／ＤＣコンバータ、８ 直流リンクコンデンサ、９ 電力変換回路、２１ スイッチング回路、２２ トランス、２３，２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄ，２３Ｅ 整流回路、１００，１００Ａ 電力変換装置、２１１，２１４ 第１スイッチング素子、２１２，２１３ 第２スイッチング素子、２４１ リアクトル、Ｃｒ 搬送波、Ｃｒ１ 第１ノコギリ波、Ｃｒ２ 第２ノコギリ波、Ｄ１ 第１デューティ比、Ｄ２ 第２デューティ比、ｆｓｗ スイッチング周波数、Ｉｄｃ 直流電流、Ｉｏｕｔ リアクトル電流、Ｉｏｕｔ＊ 指令値、Ｎ 連続回数、Ｔ１ 第１区間、Ｔ２ 第２区間、Ｔｓｗ スイッチング周期、Ｇ１ 第１ゲート信号、Ｇ２ 第２ゲート信号、Ｖｄｃ 電圧、Ｖｄｃ＊ 指令値。

Claims (11)

1. 少なくとも１つのスイッチング素子とリアクトルとを備えた電力変換回路と、
   前記スイッチング素子のゲート信号を生成して前記電力変換回路を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、デューティ比を演算し、該デューティ比と搬送波との比較に基づく制御により前記ゲート信号を生成すると共に、前記リアクトルを流れる電流に、スイッチング周波数を２以上の整数で除した低周波数のリプル電流を重畳させる、
   電力変換装置。
2. 前記整数は、前記電力変換回路の入出力における電圧電流情報の少なくとも１つに基づいて決定される、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記電力変換回路の運転中に前記整数を調整可能とし、前記電圧電流情報である、前記電圧電流情報の少なくとも１つの増大に伴って前記整数を増加させる、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、
   スイッチング周期と同周期を有する２種のノコギリ波である、正極性の傾きを有する第１ノコギリ波と負極性の傾きを有する第２ノコギリ波とを生成し、
   前記第１ノコギリ波および前記第２ノコギリ波をそれぞれの連続回数毎に切り替えることにより、前記第１ノコギリ波による第１区間と前記第２ノコギリ波による第２区間とが交互に切り替わる前記搬送波を生成し、
   前記第１ノコギリ波および前記第２ノコギリ波の前記連続回数和が、前記スイッチング周波数を除する前記整数となる、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１ノコギリ波および前記第２ノコギリ波は、前記連続回数が同数Ｎであり、前記整数は２Ｎである、
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記第１区間と前記第２区間とで、異なる比較方式を用いて前記搬送波と前記デューティ比とを比較して前記ゲート信号を生成する、
   請求項４または請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換回路は、少なくとも１つの前記スイッチング素子として、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを備え、
   前記制御回路は、
   前記デューティ比として、第１デューティ比と該第１デューティ比に５０％を加算した第２デューティ比との組を用い、前記第１デューティ比、第２デューティ比、前記搬送波のピーク値Ｐ、および該ピーク値Ｐの半値Ｐ／２に基づいて、前記ゲート信号として第１ゲート信号および第２ゲート信号を生成し、前記第１ゲート信号にて前記第１スイッチング素子を、前記第２ゲート信号にて前記第２スイッチング素子をそれぞれ制御する、
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、
   前記第１区間において、前記搬送波が前記第１デューティ比から前記半値Ｐ／２までの期間に前記第１ゲート信号をＨｉｇｈにし、前記搬送波が前記第２デューティ比から前記ピーク値までの期間に前記第２ゲート信号をＨｉｇｈにし、
   前記第２区間において、前記搬送波が前記第２デューティ比から前記ピーク値までの期間に前記第１ゲート信号をＨｉｇｈにし、前記搬送波が前記第１デューティ比から前記半値Ｐ／２までの期間に前記第２ゲート信号をＨｉｇｈにする、
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、
   前記第１区間において、前記搬送波が０から前記第１デューティ比までの期間に前記第１ゲート信号をＨｉｇｈにし、前記搬送波が前記半値Ｐ／２から前記第２デューティ比までの期間に前記第２ゲート信号をＨｉｇｈにし、
   前記第２区間において、前記搬送波が前記半値Ｐ／２から前記第２デューティ比までの期間に前記第１ゲート信号をＨｉｇｈにし、前記搬送波が０から前記第１デューティ比までの期間に前記第２ゲート信号をＨｉｇｈにする、
   請求項７に記載の電力変換装置。
10. 前記電力変換回路は、トランスと、該トランスの１次側回路である、少なくとも１つの前記スイッチング素子を有するスイッチング回路と、該トランスの２次側回路である、前記リアクトルを有する整流回路とを備えた、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
    前記制御回路は、前記リアクトルを流れる電流が指令値に追従するように前記デューティ比を演算して前記電力変換回路を制御する、
    請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記電力変換回路は、
    トランスと、該トランスの１次側回路である、少なくとも１つの前記スイッチング素子を有するスイッチング回路と、該トランスの２次側回路である、前記リアクトルを有する整流回路とを備えた、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    平滑用の直流リンクコンデンサと、
    前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に前記直流リンクコンデンサを介して接続され、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータとを備え、
    前記制御回路は、前記リアクトルを流れる電流、および前記直流リンクコンデンサの電圧の少なくとも１つが、対応する指令値に追従するように前記デューティ比を演算して前記電力変換回路を制御する、
    請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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