JP5866010B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置は、交流電源と、交流電源に接続されたリアクトルと、ブリッジ整流回路と、平滑コンデンサと、ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された双方向性スイッチと、直流出力間に直列接続された第１から第４の補助スイッチと、コンデンサとを備えている。そして、双方向性スイッチがオンした後、オフするまでの間に補助スイッチを２個オンし、コンデンサを充電する制御を行う。次に、これらの補助スイッチを２個オフし、双方向性スイッチがオフしている間に残りの２個の補助スイッチをオンすることによってコンデンサを放電する制御を行う。このような制御を行うことによって、リアクトルの電圧急変を防止して騒音の発生を抑制するとともに、双方向性スイッチのゼロ電流スイッチング、ゼロ電圧スイッチングを実現して、ノイズと損失の低減が可能となる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−１４１９０１号公報（第６−９頁、第１−７図）

従来の電力変換装置では、高力率制御と、補助スイッチに接続されるコンデンサの充放電制御と、リアクトルへの電圧急変の防止機能とを満たしつつ、電力変換装置を更に小型化することが望まれる。しかしながら、電力変換装置の小型化のために、半導体スイッチやダイオード等の半導体素子数を削減した場合、例えば双方向スイッチを削減すると高力率制御を満たすことができない。また、補助スイッチを削除するとコンデンサのリアクトルへの電圧急変防止機能を満たすことができない。このため、これ以上の半導体素子の削減ができないという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、少ない半導体スイッチ数で電力変換装置を構成し、高力率制御とコンデンサの充放電制御とリアクトルへの電圧急変防止機能とを実現させるものである。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの入力を整流する整流回路と、整流回路の直流出力の正側母線に接続されるリアクトルと、第１の半導体素子、第２の半導体素子、および直流コンデンサによって構成され、第１の半導体素子と第２の半導体素子との接続点がリアクトルに接続されるハーフブリッジ型のインバータ回路と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、インバータ回路の正側の第１の半導体素子と平滑コンデンサの正側との間に接続される第３の半導体素子と、インバータ回路の負側の第２の半導体素子と平滑コンデンサの負側との間に接続される第４の半導体素子と、第１から第４の半導体素子の一部または全部を制御する制御回路とを備え、制御回路は、直流コンデンサの直流電圧が直流コンデンサの目標電圧に追従するように第４の半導体素子のオンオフを制御するとともに、平滑コンデンサの直流電圧が平滑コンデンサの目標電圧に追従し、交流電源からの入力力率を調整するように第２の半導体素子のオンオフを制御するものである。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの入力を整流する整流回路と、整流回路の直流出力の正側母線に接続されるリアクトルと、第１の半導体素子、第２の半導体素子、および直流コンデンサによって構成され、第１の半導体素子と第２の半導体素子との接続点がリアクトルに接続されるハーフブリッジ型のインバータ回路と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、インバータ回路の正側の第１の半導体素子と平滑コンデンサの正側との間に接続される第３の半導体素子と、インバータ回路の負側の第２の半導体素子と平滑コンデンサの負側との間に接続される第４の半導体素子と、第１から第４の半導体素子の一部または全部を制御する制御回路とを備え、制御回路は、直流コンデンサの直流電圧が直流コンデンサの目標電圧に追従するように第４の半導体素子のオンオフを制御するとともに、平滑コンデンサの直流電圧が平滑コンデンサの目標電圧に追従し、交流電源からの入力力率を調整するように第２の半導体素子のオンオフを制御するので、少ない半導体素子数で構成しても、高力率制御とコンデンサの充放電制御とリアクトルへの電圧急変防止を実現することができる。このため、電力変換装置の小型化、軽量化を実現することができる。

この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるインバータ回路の出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるインバータ回路の出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態３におけるインバータ回路の出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４における電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態４における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５における電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態５における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態６における電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態６における電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態６における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態６におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。 この発明の実施の形態７における電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態７における電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態７における半導体スイッチの出力制御における制御ブロック図である。 この発明の実施の形態７におけるゲート信号選択器の詳細機能について記した制御ブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１は実施の形態１における電力変換装置の概略構成図である。図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路１０１と制御回路８とを備える。主回路１０１は、交流電源１からの入力である交流電圧を整流するダイオード整流回路２００と、限流回路としてのリアクトル３と、ハーフブリッジ構成のインバータ回路４００と、半導体スイッチ５０１ａと、半導体スイッチ６０１ａと、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ７とを備える。

交流電源１の正側母線と負側母線との間にダイオード整流回路２００が接続されている。ダイオード整流回路２００の正側母線Ｐ１側の端子は、リアクトル３に接続され、リアクトル３の後段にハーフブリッジ型のインバータ回路４００の交流側端子が接続される。インバータ回路４００は、２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の
半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、および直流コンデンサ４０３にて構成されるハーフブリッジ構成のインバータである。半導体スイッチ４０１ａがインバータ回路４００の正側の第１の半導体スイッチであり、半導体スイッチ４０２ａがインバータ回路４００の負側の第２の半導体スイッチである。そして、半導体スイッチ４０１ａと半導体スイッチ４０２ａとの接続点（交流側端子）がダイオード整流回路２００の正側母線Ｐ１に接続される。

第３の半導体スイッチである半導体スイッチ５０１ａは、インバータ回路４００の正側の半導体スイッチ４０１ａと平滑コンデンサ７の正側Ｐ２との間に接続される。第４の半導体スイッチである半導体スイッチ６０１ａは、インバータ回路４００の負側の半導体スイッチ４０２ａと平滑コンデンサ７の負側Ｎ２との間に接続される。なお、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａは、インバータ回路４００を構成する半導体スイッチであり、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａは、インバータ回路４００を構成しない半導体スイッチである。平滑コンデンサ７の負側Ｎ２は、ダイオード整流回路２００の負側母線Ｎ１側の端子に直接接続される。

半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａには、それぞれダイオード４０１ｂ、４０２ｂが逆並列に接続されている。また、半導体スイッチ５０１ａは、ダイオード５０１ｂを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子とし、半導体スイッチ６０１ａも同様にダイオード５０２ｂを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子である。なお、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａは、ＩＧＢＴ以外の半導体スイッチ素子でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等でもよい。また、半導体スイッチ４０１ａ、半導体スイッチ５０１ａを省略して、ダイオード４０１ｂ、５０１ｂのみで構成してもよい。

また、電力変換装置は、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を測定する電圧計、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を測定する電圧計と、交流電源１からの交流電圧Ｖａｃを測定する電圧計、および交流電流Ｉａｃを測定する電流計を備える。

制御回路８は、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａのオン・オフを制御するものである。制御回路８は、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１と、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と、交流電源１からの交流電圧Ｖａｃと、交流電流Ｉａｃとに基づいて、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が一定の目標電圧Ｖｃ２＊を保つように、また、交流電源１からの交流電流Ｉａｃが高力率を保つように、さらに、直流コンデンサ４０３の電圧Ｖｃ１が一定の目標電圧（指令値Ｖｃ１＊）を保つように、インバータ回路４００の各半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａや半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａへのゲート信号９を生成して、インバータ回路４００および半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを出力制御する。

より具体的には、制御回路８は、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が直流コンデンサ４０３の指令値Ｖｃ１＊に追従するように半導体スイッチ６０１ａのオン・オフを制御するとともに、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が平滑コンデンサ７の目標電圧Ｖｃ２＊に追従し、交流電源１からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのオン・オフを制御する。平滑コンデンサ７には図示しない負荷が接続され、通常時には、直流電圧Ｖｃ２が目標電圧Ｖｃ２＊に比べて低く、制御回路８は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ７に直流電力を供給するようにインバータ回路４００および半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを出力制御する。

このように構成される電力変換装置の動作、即ち平滑コンデンサ７に直流電力を出力する動作を図に基づいて説明する。図２〜図５は、電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。図２〜図５において、回路構成は図１と同じであり、電流が流れる経路を太線で示している。また、図６は、電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充放電を示す図である。図６において、図６（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図６（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図６（ｃ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態を示す。

なお、出力段の平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図６では、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が一定の目標電圧Ｖｃ２＊に制御されている状態を示す。このように制御回路８は、平滑コンデンサ７の直流電圧の目標電圧Ｖｃ２＊を、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１より常に高く設定している。このように設定することによって、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３から、平滑コンデンサ７への電力流出を防ぎ、電力変換装置の安定した制御を行うことができる。

交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃは、ダイオード整流回路２００で全波整流されるため、交流電源１の交流周期の２倍周期で動作する。インバータ回路４００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって交流電流Ｉａｃを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。以下、交流電源１からの入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御することを、単に電流制御とする。

交流電源１の電圧位相をθとし、交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合の４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作について示す。ダイオード整流回路２００による全波整流によって、負極性であるπ＜θ≦２πの場合も、正極性０≦θ＜πの場合と同様の動作となる。

半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、図２に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、図３に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。また、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、図４に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、図５に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。このように、制御回路８は、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの１／４周期に一回、オン・オフを切り替えるように制御している。

このような４種の半導体スイッチのオン・オフ制御を組み合わせて、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａを制御してインバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充放電させ、電流制御を行う。なお、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード４０１ｂ、５０１ｂに電流を流しても良い。

図６に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央とした±θ１（θ１をオン位相と称す）の位相範囲（所定の位相範囲）では、半導体スイッチ６０１ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ７をバイパスさせる。このとき、図２に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉａｃはリアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、半導体スイッチ６０１ａを通り交流電源１に戻る。図２の動作モードによってリアクトル３が励磁され、図３の動作モードによってリアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３をスルーし、図３の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３が充電される。従って、図２の動作モードと図３の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図６に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相を中央とした位相範囲±θ１以外の位相範囲では、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態、半導体スイッチ５０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ７へ直流電力を出力する。このとき、図４に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉａｃはリアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、半導体スイッチ５０１ａを通り平滑用コンデンサ７を充電して交流電源１に戻る。インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を出力し、図４の動作モードと図５の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１にインバータ回路４００の出力電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ２＊に達するように平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を制御する。

インバータ回路４００では、図４の動作モードによってリアクトル３が励磁され、図５の動作モードによってリアクトル３の励磁がリセットされる。また、図４の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３が放電され、図５の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３をスルーする。従って、図４の動作モードと図５の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、電流制御を行うことができる。

以上のように、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａとの制御を切り替え、このゼロクロス位相を中央として位相範囲±θ１でのみ、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ７をバイパスさせる。このとき、制御回路８は、インバータ回路４００が交流電圧Ｖａｃの逆極性にほぼ等しい電圧を発生するように制御しつつ、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御して出力し、直流コンデンサ４０３を充電する。

そして、このゼロクロス位相を中央とした位相範囲±θ１以外の位相範囲では、制御回路８は、半導体スイッチ５０１ａをオン状態、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態として、インバータ回路４００が平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に維持するように制御しつつ、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御して出力する。このとき、インバータ回路４００は、平滑コンデンサ７の直流電圧と交流電源の差電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を発生し、直流コンデンサ４０３は放電される。なお、半導体スイッチ６０１ａがオンとなるオン期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。

また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充電と放電のエネルギーが等しくなるように半導体スイッチ６０１ａのオン期間を設定し、オン位相θ１を決定することができる。インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充電と放電のエネルギーが等しいとすると、式（１）が成り立つ。但し、Ｖｐは交流電圧Ｖａｃのピーク電圧、Ｉｐは交流電流Ｉａｃのピーク電流である。

ここで、Ｖａｃ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉａｃ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとすると、目標電圧Ｖｃ２＊とピーク電圧Ｖｐの関係式は式（２）となる。

ただし、目標電圧Ｖｃ２＊の下限値は、ダイオード整流回路２００によって、ピーク電圧Ｖｐとなるため、目標電圧Ｖｃ２＊がピーク電圧Ｖｐ以下となるようなオン位相θ１を設定すると動作不可能な条件となる。このように、平滑コンデンサ７の目標電圧Ｖｃ２＊は、オン位相θ１によって決まり、オン位相θ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２は、該目標電圧Ｖｃ２＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を、０≦θ＜θ１およびθ１≦θ＜π／２の各位相範囲におけるインバータ回路４００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。この場合、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が目標電圧Ｖｃ２＊に維持でき、また、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御するインバータ回路４００の電流制御を、交流電源１の全位相において信頼性良く行うことができる。この場合、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は式（３）、式（４）を満たすように設定する必要がある。

Ｖｃ１ ≧ Ｖｐ・ｓｉｎθ１ ・・（３）
Ｖｃ１ ≧（｜Ｖｃ２＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜） ・・（４）

なお、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路４００では、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が大きくなると損失が増大するため、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は式（３）、式（４）を満たす条件で小さく設定することが望ましい。

そして、ゼロクロス位相を中央として位相範囲±θ１（所定の位相範囲）のみで、半導体スイッチ６０１ａをオン状態とし、平滑コンデンサ７をバイパスする期間とすることによって、制御回路８は、インバータ回路４００を制御し、半導体スイッチ６０１ａがオンの期間でも、オフの期間でも入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御し、かつ平滑コンデンサ７に所望の電圧の直流電力を出力することができる。つまり、制御回路８は、交流電源１の交流電圧の所定の位相範囲で、オン位相θ１を決定し、半導体スイッチ６０１ａがオンとなるオン期間を調整し、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ２を所定の電圧に調整することができる。このような制御を行うことによって、直流コンデンサ４０３に外部電源を用いずに自立動作が可能となる。

なお、半導体スイッチ４０１ａは、半導体スイッチ４０２ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ４０２ａがオン状態の場合には半導体スイッチ４０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ４０２ａがオフ状態の場合には半導体スイッチ４０１ａはオン状態とする。ただし、半導体スイッチ４０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ４０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード４０１ｂに電流を流しても良い。

次に、入力電流力率制御を行うためのインバータ回路４００の制御の詳細について、図７に基づいて以下に説明する。図７は、制御回路８によるインバータ回路４００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路４００の出力制御によって、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に維持し、また、交流電源１の力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御する。まず、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と目標電圧Ｖｃ２＊との差１０ａを減算器１０によって求める。直流電圧Ｖｃ２と目標電圧Ｖｃ２＊との差１０ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器１１によってＰＩ制御した出力を振幅目標値１１ａとする。この振幅目標値１１ａと交流電源１の同期周波数Ｆｓに基づいて、電流指令生成器１２によって交流電源１の交流電圧Ｖａｃに同期した正弦波の電流指令（Ｉａｃ＊）１２ａを生成する。

次に、設定された電流指令（Ｉａｃ＊）１２ａと検出された交流電流Ｉａｃとの差１３ａを減算器１３によって求める。電流指令Ｉａｃ＊と交流電流Ｉａｃとの差１３ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器１４によってＰＩ制御した出力をインバータ回路４００の発生電圧の目標値となる電圧指令１４ａとする。このとき、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態とする第１の制御と、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態、半導体スイッチ５０１ａをオン状態とする第２の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを求める。加算器１５によって電圧指令１４ａにフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令１４ａを補正する。そして、補正後の電圧指令１５ａを用いて、ゲート信号生成器１６においてＰＷＭ制御に対応したインバータ回路４００の半導体スイッチ４０２ａのゲート信号１６ａを作成し、インバータ回路４００を動作させる。ゲート信号１６ａは、図７の制御ブロック図に示したキャリア周期三角波ＴＷＣに基づいて生成される固定デューティのＰＷＭ信号を適用してもよい。なお、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号は、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号と逆極性となるように動作させる。

このように、制御回路８は、インバータ回路４００に流れる交流電流Ｉａｃが電流指令Ｉａｃ＊に追従するように補正後の電圧指令１５ａを生成してインバータ回路４００を出力制御し、第１の制御と第２の制御との切り替え時となる半導体スイッチ６０１ａのオン・オフ切り替え時にのみ、電圧指令１４ａにフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算するフィードフォワード制御を行う。フィードフォワード補正電圧ΔＶは、第１の制御時には交流電源１の逆極性となる交流電圧−Ｖａｃであり、第２の制御時には平滑コンデンサ７の直流電圧と交流電源１の交流電圧との差電圧（Ｖｃ２−Ｖａｃ）である。

半導体スイッチ６０１ａに対する第１の制御と第２の制御との切り替え時に、インバータ回路４００の出力電圧が、交流電源１の電圧に対して、平滑コンデンサ７と交流電源１との差電圧分が加算されるように、インバータ回路４００の電圧指令を補正する。これによって、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができる。また、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制することができ、電流制御性が向上する。

次に、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａの出力制御であり、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１＊に追従させる制御について図８に基づいて説明する。図８は、制御回路８による半導体スイッチ６０１ａの出力制御における制御ブロック図である。

まず、設定された指令値Ｖｃ１＊と検出された直流電圧Ｖｃ１との差１７ａを減算器１７によって求める。指令値Ｖｃ１＊と直流電圧Ｖｃ１との差１７ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器１８によってＰＩ制御した出力を電圧指令１８ａとする。電圧指令１８ａを用いて、ゲート信号生成器１９においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号１９ａを生成する。ゲート信号生成器１９におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波に用いて比較演算し、ゲート信号１９ａを生成する。即ち、このゲート信号１９ａにて半導体スイッチ６０１ａの短絡期間も制御される。

半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａはオン状態とする。ただし、半導体スイッチ５０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ５０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード５０１ｂに電流を流しても良い。

本実施の形態では、このような電流指令を用いてインバータ回路４００を制御することによって、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御して出力し、インバータ回路４００の交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。このような制御によって、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａは、高周波スイッチングが不要である。また、インバータ回路４００は、半導体スイッチのスイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低減することができる。このため、リアクトル３への電圧急変防止が可能となり、従来限流のために必要であった大きなリアクトルを必要とすることなく、リアクトル３を小型化してもスイッチング損失とノイズとを低減することができる。

また、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合、平滑コンデンサ７をバイパスしてインバータ回路４００の直流コンデンサ４０３を充電できるため、インバータ回路４００に高い電圧を発生させることなく交流電源１に交流電流Ｉａｃを流すことができるとともに、充電されたエネルギーを平滑コンデンサ７への放電に使うことができる。このため、半導体スイッチのスイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。なお、この場合のリアクトル３は、エネルギーを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を、交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐ以下に設定することによって、このような高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得ることができる。

また、インバータ回路４００を２つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａと、直流コンデンサ４０３とで構成されるハーフブリッジ型とし、半導体スイッチ５０１ａをインバータ回路４００の正側の半導体スイッチ４０１ａと平滑コンデンサ７の正側Ｐ２との間に接続し、半導体スイッチ６０１ａをインバータ回路４００の負側の導体スイッチ４０２ａと平滑コンデンサ７の負側Ｎ２との間に接続している。このため、より少ない半導体スイッチ素子で電流制御を実現することができ、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

また、交流電源１からの入力電圧の特定の位相でのみ半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａを動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、半導体スイッチのスイッチングに起因する損失もほとんど発生しない。また、ゼロクロス位相であるθ＝０、πを中央とした位相範囲±θ１（短絡位相範囲）でのみ、半導体スイッチ６０１ａをオン状態として平滑コンデンサ７をバイパスさせるため、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが低い領域において平滑コンデンサ７へ出力する必要がなく、インバータ回路４００の直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化を達成することができる。また、平滑コンデンサ７の目標電圧Ｖｃ２＊は、オン位相θ１によって制御できるため、目標電圧Ｖｃ２＊を容易に制御でき、制御性および制御上の自由度が向上する。

また、半導体スイッチ６０１ａのオン・オフ切り替え時に、インバータ回路４００は、フィードフォワード制御によって、直流コンデンサ４０３の充電、放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。

また、半導体スイッチ４０１ａと半導体スイッチ５０１ａを省略して、ダイオード４０１ｂとダイオード５０１ｂのみで構成し、上記のような電流制御を実現することができる。ダイオード５０１ｂとして低周波駆動用の低Ｖｆダイオードを選択し、ダイオード４０１ｂとして高周波駆動用のリカバリ特性の優れ、低周波駆動用のダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードを選択してもよい。このような構成は、平滑コンデンサの正側に接続される半導体スイッチ５０１ａをダイオードに置換え、インバータ回路４００の正側の半導体スイッチ４０１ａをこのダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードに置換えることと等価である。この場合、低周波で駆動するダイオード５０１ｂと高周波で駆動するダイオード４０１ｂのリカバリ損失と導通損失とを最適化することができ、損失をより低減することができる。さらに、半導体スイッチの省略と駆動回路の削減、冷却構造の小型化によって、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

また、半導体スイッチ４０２ａには高周波駆動用のＭＯＳＦＥＴ、半導体スイッチ６０１ａには低周波駆動用のＩＧＢＴを使用することができる。この場合、高周波駆動する半導体スイッチ４０２ａと、低周波駆動する半導体スイッチ６０１ａの損失をより低減することができ、冷却構造の小型化によって、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。また、制御回路８が、インバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのオン・オフ制御の駆動周波数を、インバータ回路４００を構成しない半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａのオン・オフ制御の駆動周波数よりも高くして各半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａをオン・オフする制御を行ってもよい。この場合も、高周波駆動する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａと、低周波駆動する半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａの損失をより低減することができ、冷却構造の小型化によって、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、式（３）、式（４）を満たすように直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を設定し、半導体スイッチ６０１ａをゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１の位相範囲でのみオン状態とし、電流制御を全てインバータ回路４００が行っていた。本実施の形態では、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を式（３）、式（４）の制約に関係なく設定し、式（３）、式（４）を満たさない場合のみ、電流制御をインバータ回路４００から半導体スイッチ６０１ａへ切り替える点が実施の形態１と異なる。なお、本実施の形態における回路構成は、実施の形態１における回路構成と同じである。

以下、実施の形態２の制御回路について説明する。図９は、制御回路８によるインバータ回路４００の出力制御における制御ブロック図である。実施の形態１と同様に、インバータ回路４００の出力制御によって、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御するように、ゲート信号１６ａを生成する。本実施の形態では、ゲート信号選択器２０を新たに設け、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１と、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２との関係に応じて、半導体スイッチ４０１ａへのゲート信号２１と半導体スイッチ４０２ａへのゲート信号２２とを選択する。

図１０は、ゲート信号選択器２０の詳細機能について記した制御ブロック図である。ゲート信号選択器２０への入力信号２０ａは、ゲート信号１６ａ、オン信号、およびオフ信号の３つの信号である。ゲート信号選択器２０は、これら３パターンの信号を選択してゲート信号を出力する。ゲート信号を選択するための電圧情報２０ｂは、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１と、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号ＧＳ１である。

図１１は、制御回路８による半導体スイッチ６０１ａの出力制御における制御ブロック図である。実施の形態１と同様に、設定された指令値Ｖｃ１＊と検出された電圧Ｖｃ１との差１７ａを減算器１７によって求める。指令値Ｖｃ１＊と直流電圧Ｖｃ１との差１７ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器１８によってＰＩ制御した出力を電圧指令１８ａとする。電圧指令１８ａを用いて、ゲート信号生成器１９においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号１９ａを生成する。本実施の形態ではゲート信号選択器２３を新たに設け、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１と、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２との関係に応じて、半導体スイッチ５０１ａへのゲート信号２４と半導体スイッチ６０１ａへのゲート信号２５とを選択する。

図１２は、ゲート信号選択器２３の詳細機能について記した制御ブロック図である。ゲート信号選択器２３への入力信号２３ａは、電流制御用ＰＷＭ信号、オン信号、およびオフ信号の３つの信号である。ゲート信号選択器２３は、これら３パターンの信号を選択してゲート信号を出力する。ゲート信号を選択するための電圧情報２３ｂは、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１と、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号ＧＳ１である。

電流制御用ＰＷＭ信号として、固定デューティのＰＷＭ信号やフィードバック制御で得られるＰＷＭ信号などを適用してもよい。例えば、図９の制御ブロック図に示したキャリア周期三角波ＴＷＣに基づいて生成される固定デューティのＰＷＭ信号を適用してもよいし、図９の制御ブロック図においてフィードフォワード補正電圧を加えないでゲート信号生成器１６が生成するＰＷＭ信号を適用してもよい。

ここで、図１０および図１２に示す、ゲート信号選択器２０およびゲート信号選択器２３の詳細動作について説明する。半導体スイッチ６０１ａがオン設定の期間内で、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が交流電源１の交流電圧Ｖａｃより大きい場合、すなわち式（３）を満たす場合には、ゲート信号選択器２０では、半導体スイッチ４０１ａおよび半導体スイッチ４０２ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１６ａを選択し、ゲート信号選択器２３では、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択し（半導体スイッチ６０１ａをオンに固定し）、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａをオフに固定する）。なお、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号と半導体スイッチ４０２ａのゲート信号は逆極性の関係となる。

半導体スイッチ４０２ａがオンの場合の電流経路は図２のとおりとなり、半導体スイッチ４０１ａがオンの場合の電流経路は図３のとおりとなる。図２において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃによってリアクトル３が励磁される。図３において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２との差電圧によってリアクトル３の励磁がリセットされる。

次に、半導体スイッチ６０１ａがオン設定の期間内で、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が交流電源１の交流電圧Ｖａｃより小さい場合、すなわち式（３）を満たさない場合には、ゲート信号選択器２０では、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号としてオン信号を選択し（半導体スイッチ４０１ａをオンに固定し）、半導体スイッチ４０２のゲート信号としてオフ信号を選択し（半導体スイッチ４０２ａをオフに固定し）、ゲート信号選択器２３では、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを同期させてＰＷＭ制御する）。なお、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号と半導体スイッチ６０１ａのゲート信号は逆極性の関係となる。

半導体スイッチ６０１ａがオンの場合の電流経路は図３のとおりとなり、半導体スイッチ６０１ａがオフの場合の電流経路は図５のとおりとなる。図３において、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が交流電源１の交流電圧Ｖａｃより低いため、リアクトル３が励磁される。図５において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃより平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が低いため、リアクトル３の励磁がリセットされる。従って、半導体スイッチ６０１ａがオンの場合に、式（３）を満たさない動作条件が発生しても、ゲート信号選択器２０、２３において、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａのゲート信号を上記のとおり選択すると、直流コンデンサ４０３への充電動作と、交流電源１の高力率制御を継続することができる。

半導体スイッチ６０１ａがオフ設定の期間内で、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と交流電源１の交流電圧Ｖａｃとの差電圧より大きい場合、すなわち式（４）を満たす場合には、ゲート信号選択器２０では、半導体スイッチ４０１ａおよび半導体スイッチ４０２ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１６ａを選択し、ゲート信号選択器２３では、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し（半導体スイッチ６０１ａをオフに固定し）、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａをオンに固定する）。なお、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号と半導体スイッチ４０２ａのゲート信号は逆極性の関係となる。

半導体スイッチ４０２ａがオンの場合の電流経路は図４のとおりとなり、半導体スイッチ４０１ａがオンする場合の電流経路は図５のとおりとなる。図４において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃによってリアクトル３が励磁される。図５において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２との差電圧によってリアクトル３の励磁がリセットされる。

次に、半導体スイッチ６０１ａがオフ設定の期間内で、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と交流電源１の交流電圧Ｖａｃとの差電圧より小さい場合、すなわち式（４）を満たさない場合には、ゲート信号選択器２３では、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し（半導体スイッチ４０１ａをオフに固定し）、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号としてオン信号を選択し（半導体スイッチ４０２ａをオンに固定し）、ゲート信号選択器２３では、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを同期させてＰＷＭ制御する）。なお、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号と半導体スイッチ６０１ａのゲート信号は逆極性の関係となる。

半導体スイッチ６０１ａがオンの場合の電流経路は図２のとおりとなり、半導体スイッチ６０１ａがオフの場合の電流経路は図４のとおりとなる。図２において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃでリアクトル３が励磁される。図４において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１との和電圧は、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２より低いためリアクトル３の励磁がリセットされる。従って、半導体スイッチ６０１ａがオフの場合に、式（４）を満たさない動作条件が発生しても、ゲート信号選択器２０、２３において、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａのゲート信号を上記のとおり選択すると、直流コンデンサ４０３の放電動作と、交流電源１の高力率制御を継続することができる。

また、半導体スイッチ６０１ａのオン期間に式（３）を満たさない場合、または半導体スイッチ６０１ａのオフ期間に式（４）を満たさない場合に関わらず、図９において、半導体スイッチ４０１ａをオフ状態とし、半導体スイッチ４０２ａを半導体スイッチ６０１ａと同期させて高周波駆動させてもよい。このような制御を行う場合の制御ブロック図を図１３に示す。図１３は、ゲート信号選択器２０の詳細機能について記した制御ブロック図である。図１３において、ゲート信号選択器２０への入力信号２０ｃは、ＰＷＭ信号であるゲート信号１６ａ、オン信号、オフ信号、および電流制御用ＰＷＭ信号の４つの信号である。ゲート信号を選択するための電圧情報２０ｂは、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１と、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号ＧＳ１である。

電圧情報から、式（３）および式（４）を満たす場合には、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ４０２ａゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１６ａを選択する。また、式（３）または式（４）を満たさない場合には、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し（半導体スイッチ４０１ａをオフに固定し）、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。

半導体スイッチ４０２ａと半導体スイッチ６０１ａがオンする場合の電流経路は図２のとおりであり、半導体スイッチ４０２ａと半導体スイッチ６０１ａがオフする場合の電流経路は図５のとおりである。図２において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃによって、リアクトル３が励磁され、図５において、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と交流電源１の交流電圧Ｖａｃとの差電圧でリアクトル３の励磁がリセットされる。

本実施の形態では、実施の形態１の構成によって得られる特徴に加えて、インバータ回路４００で電流制御できる条件（式（３）、式（４））を満たさない場合でも、半導体スイッチ６０１ａに切り替えることによって電流制御を継続することができる。これによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃ、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２の動作電圧範囲を拡大することができ、広い動作条件に対応した高力率制御を継続することができる。

実施の形態３．
実施の形態１、２では、交流電源１の後段にダイオード整流回路２００を備えているが、本実施の形態ではダイオード整流回路２００を省略し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を２段に接続した構成である。図１４は、実施の形態３における電力変換装置の概略構成図である。図１４に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路１０２と制御回路１１とを備える。主回路１０２は、限流回路としての正側リアクトル２および負側リアクトル３と、ハーフブリッジ型の第１のインバータ回路であるインバータ回路４００と、ハーフブリッジ型の第２のインバータ回路であるインバータ回路７００と、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａと、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ１０とを備える。

交流電源１の出力は、交流電源１の正側母線に挿入される正側リアクトル２および交流電源１の負側母線に挿入される負側リアクトル３に接続される。正側リアクトル２の後段に半導体スイッチ４０１ａと半導体スイッチ４０２ａと第１の直流コンデンサである直流コンデンサ４０３から構成されるハーフブリッジ型のインバータ回路４００が接続される。半導体スイッチ４０１ａがインバータ回路４００の正側の第１の半導体スイッチであり、半導体スイッチ４０２ａがインバータ回路４００の負側の第２の半導体スイッチである。そして、半導体スイッチ４０１ａと半導体スイッチ４０２ａとの接続点（交流側端子）が正側リアクトル２に接続される。また、負側リアクトル３の後段に半導体スイッチ７０１ａと半導体スイッチ７０２ａと第２の直流コンデンサである直流コンデンサ７０３から構成されるハーフブリッジ型のインバータ回路７００が接続される。半導体スイッチ７０１ａがインバータ回路７００の正側の第５の半導体スイッチであり、半導体スイッチ７０２ａがインバータ回路７００の負側の第６の半導体スイッチである。そして、半導体スイッチ７０１ａと半導体スイッチ７０２ａとの接続点（交流側端子）が負側リアクトル３に接続される。

第３の半導体スイッチである半導体スイッチ５０１ａは、インバータ回路４００の正側の半導体スイッチ４０１ａと平滑コンデンサ１０の正側Ｐ２との間に接続される。第４の半導体スイッチである半導体スイッチ６０１ａは、インバータ回路４００の負側の半導体スイッチ４０２ａと平滑コンデンサ１０の負側Ｎ２との間に接続される。また、第７の半導体スイッチである半導体スイッチ８０１ａは、インバータ回路７００の正側の半導体スイッチ７０１ａと平滑コンデンサ１０の正側Ｐ２との間に接続される。第８の半導体スイッチである半導体スイッチ９０１ａは、インバータ回路７００の負側の半導体スイッチ７０２ａと平滑コンデンサ１０の負側Ｎ２との間に接続される。なお、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａは、インバータ回路４００、７００を構成する半導体スイッチであり、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａは、インバータ回路４００、７００を構成しない半導体スイッチである。

実施の形態１、２と同様に、インバータ回路４００は、ダイオード４０１ｂ、４０２ｂを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、および直流コンデンサ４０３にて構成されるハーフブリッジ構成のインバータである。インバータ回路７００も同様に、ダイオード７０１ｂ、７０２ｂを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、および直流コンデンサ７０３にて構成されるハーフブリッジ構成のインバータである。半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａは、それぞれダイオード５０１ｂ、６０１ｂ、８０１ｂ、９０１ｂを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子である。なお、半導体スイッチ素子４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａ、５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａは、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ等でもよい。また、回生動作を行わない場合には、半導体スイッチ５０１ａ、８０１ａを省略して、ダイオード５０１ｂ、８０１ｂのみで構成してもよい。

また、電力変換装置は、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を測定する電圧計、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５を測定する電圧計、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を測定する電圧計と、交流電源１からの交流電圧Ｖａｃを測定する電圧計、および交流電流Ｉａｃを測定する電流計を備える。

制御回路１１は、半導体スイッチ素子４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａ、５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのオン・オフを制御する。制御回路１１は、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４と、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５と、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３と、交流電源１からの交流電圧Ｖａｃと、交流電流Ｉａｃとに基づいて、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊を保つように、また、交流電源１からの交流電流Ｉａｃが高力率に保つように、さらに、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４と直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５が一定の指令値Ｖｃ４＊、指令値Ｖｃ５＊を保つように、インバータ回路４００の各半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、インバータ回路７００の各半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、および半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａへのゲート信号１２、１３を生成して、インバータ回路４００、インバータ回路７００、および半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａを出力制御する。

より具体的には、制御回路１１は、直流コンデンサ４０３および直流コンデンサ７０３のそれぞれの直流電圧Ｖｃ４、Ｖｃ５がそれぞれの指令値Ｖｃ４＊、Ｖｃ５＊に追従するように、半導体スイッチ６０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのオン・オフを制御するとともに、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が平滑コンデンサ１０の目標電圧Ｖｃ３＊に追従し、交流電源１からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａのオン・オフを制御する。

また、制御回路１１は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａをオン・オフする制御と、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａをオン・オフする制御とを切り替え、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を平滑コンデンサ１０の目標電圧Ｖｃ３＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を調整し、入力力率が改善する制御を行う。さらに、制御回路１１は、平滑コンデンサ１０の電力を交流電源１に回生する制御を行う。また、制御回路１１は、力行動作時には直流コンデンサ４０３、７０３を充電するように、回生動作時には直流コンデンサ４０３、７０３を放電するように半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａ、５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのオン・オフを制御する。

このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ１０に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図１５〜図２２は、電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。図１５〜図１８に、交流電圧Ｖａｃが正極性の場合の電流経路図を示す。図１９〜図２２に、交流電圧Ｖａｃが負極性の場合の電流経路図を示す。図１５〜図２２において、回路構成は図１４と同じであり、電流が流れる経路を太線で示している。

また、図２３は、電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００、７００の直流コンデンサ４０３、７０３の充放電を示す図である。図２３において、図２３（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図２３（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図２３（ｃ）は半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのオン・オフの状態、図２３（ｄ）は半導体スイッチ９０１ａのオン・オフの状態、図２３（ｅ）は半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａのオン・オフの状態、図２３（ｆ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態、図２３（ｇ）は直流コンデンサ７０３の充放電の状態を示す。図２３（ｆ）および図２３（ｇ）において、矢印で示した範囲は充放電を行っていない期間である。

なお、出力段の平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図２３では、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊に制御されている状態を示す。本実施の形態では、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａをオフとする。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ８０１ａ、９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａをオフとする。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合における、４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作と電流経路について説明する。図１５に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。図１６に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。また、図１７に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。図１８に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。

このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。なお、インバータ回路７００側を流れる電流は、ダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂを経由して流れるが、半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａを適宜オン・オフして、半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａを経由して流れるように制御してもよい。

次に、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性であるπ≦θ＜２πの場合における、４つの半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａの動作と電流経路について説明する。図１９に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。図２０に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を充電するように流れる。また、図２１に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を放電するように流れる。図２２に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。

このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ７０３の充放電制御を行う。なお、インバータ回路４００側を流れる電流は、ダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂを経由して流れるが、半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａを適宜オン・オフして、半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａを経由して流れるように制御してもよい。

図２３に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相を中央として位相範囲±θ１、すなわち位相範囲０〜θ１、位相範囲（π−θ１）〜πでは、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１５の動作モードと図１６の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、インバータ回路４００からダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂ（または半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａ）を通り、交流電源１に戻る。このとき、図１５の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１６の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１５の動作モードでは直流コンデンサ４０３はスルーとなり、図１６の動作モードでは直流コンデンサ４０３は充電される。従って、図１５の動作モードと図１６の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図２３に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、位相範囲θ１〜（π−θ１）では、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１７の動作モードと図１８の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、インバータ回路４００から半導体スイッチ５０１ａを通り、平滑用コンデンサ１０を充電して、ダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂ（または半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａ）を介して交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ４＊−Ｖａｃ）を出力して、図１７の動作モードと図１８の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路４００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路４００では、図１７の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１８の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１７の動作モードでは、直流コンデンサ４０３は放電され、図１８の動作モードでは、直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、図１７の動作モードと図１８の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図２３に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相を中央として位相範囲±θ２、すなわち位相範囲π〜（π＋θ２）、位相範囲（２π−θ２）〜２πでは、半導体スイッチ９０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１９の動作モードと図２０の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００からダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂ（または半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａ）を通り、交流電源１に戻る。このとき、図１９の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２０の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１９の動作モードでは直流コンデンサ７０３はスルーとなり、図２０の動作モードでは直流コンデンサ７０３は充電される。従って、図１９の動作モードと図２０の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図２３に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、位相範囲（π＋θ２）〜（２π−θ２）では、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２１の動作モードと図２２の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００から半導体スイッチ８０１ａを通り、平滑用コンデンサ１０を充電して、ダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂ（または半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａ）を介して交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路７００は電圧（Ｖｃ５＊−Ｖａｃ）を出力して、図２１の動作モードと図２２の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路７００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路７００では、図２１の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２２の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２１の動作モードでは、直流コンデンサ７０３は放電され、図２２の動作モードでは、直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って、図２１の動作モードと図２２の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、電力変換装置の回生動作、即ち交流電源１に交流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図２４〜図３１は、電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。図２４〜図２７に、交流電圧Ｖａｃが正極性の場合の電流経路図を、図２８〜図３１に、交流電圧Ｖａｃが負極性の場合の電流経路図を示す。図２４〜図３１において、回路構成は図１４と同じであり、電流が流れる経路を太線で示している。

また、図３２は、電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００、７００の直流コンデンサ４０３、７０３の充放電を示す図である。図３２において、図３２（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図３２（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図３２（ｃ）は半導体スイッチ４０１ａのオン・オフの状態、図３２（ｄ）は半導体スイッチ４０２ａのオン・オフの状態、図３２（ｅ）は半導体スイッチ９０１ａのオン・オフの状態、図３２（ｆ）は半導体スイッチ７０１ａのオン・オフの状態、図３２（ｇ）は半導体スイッチ７０２ａのオン・オフの状態、図３２（ｈ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態、図３２（ｉ）は直流コンデンサ７０３の充放電の状態を示す。図３２（ｈ）および図３２（ｉ）において、矢印で示した範囲は充放電を行っていない期間である。

なお、出力段の平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図３２では、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊に制御されている状態を示す。本実施の形態では、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０２ａとをオン状態とし、半導体スイッチ８０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａとをオフとする。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ８０１ａ、９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０２ａとをオン状態とし、半導体スイッチ５０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａをオフとする。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合における、４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作と電流経路について説明する。図２４に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。図２５に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。また、図２６に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。図２７に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。これら４つの動作モードにおいて、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａは常時オンとする。このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。

次に、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性であるπ≦θ＜２πの場合における、４つの半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａの動作と電流経路について説明する。図２８に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。図２９に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を放電するように流れる。また、図３０に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を充電するように流れる。図３１に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。これら４つの動作モードにおいて、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａは常時オンとする。このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ７０３の充放電制御を行う。

図３２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相を中央として位相範囲±θ１、すなわち位相範囲０〜θ１、位相範囲（π−θ１）〜πでは、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２４の動作モードと図２５の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａを通り、半導体スイッチ６０１ａを介してインバータ回路４００へと入力される。このとき、図２４の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２５の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２４の動作モードでは直流コンデンサ４０３はスルーとなり、図２５の動作モードでは直流コンデンサ４０３は放電される。従って、図２４の動作モードと図２５の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図３２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、位相範囲θ１〜（π−θ１）では、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を入力する。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２６の動作モードと図２７の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、半導体スイッチ５０１ａを介してインバータ回路４００へ入力され、交流電源１へと回生される。交流電源１からの電流は半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａを介して平滑コンデンサ１０へと流れる。このとき、インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ４＊−Ｖａｃ）を出力して、図２６の動作モードと図２７の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１にインバータ回路４００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路４００では、図２６の動作によって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２７の動作によって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２６の動作モードでは、直流コンデンサ４０３は充電され、図２７の動作モードでは、直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、図２６の動作モードと図２７の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図３２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相を中央として位相範囲±θ２の、すなわち位相範囲π〜（π＋θ２）、位相範囲（２π−θ２）〜２πでは、半導体スイッチ９０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２８の動作モードと図２９の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、交流電源１に戻る。このとき、図２８の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２９の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２８の動作モードでは直流コンデンサ７０３はスルーとなり、図２９の動作モードでは直流コンデンサ７０３は放電される。従って、図２８の動作モードと図２９の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図３２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、位相範囲（π＋θ２）〜（２π−θ２）では、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図３０の動作モードと図３１の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００から交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路７００は電圧（Ｖｃ５＊−Ｖａｃ）を出力して、図３０の動作モードと図３１の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路７００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路７００では、図３０の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図３１の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図３０の動作モードでは、直流コンデンサ７０３は充電され、図３１の動作モードでは、直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って、図３０の動作モードと図３１の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

このような、電力変換装置の力行動作や回生動作に関わらず、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合には、半導体スイッチ６０１ａのオン期間を調整することによって、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を一定電圧に保つことができる。また、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合には、半導体スイッチ９０１ａのオン期間を調整することによって、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５を一定電圧に保つことができる。

このような駆動方法における、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３との関係は、実施の形態１と同様に、式（１）のように表される。ただし、式（１）の目標電圧Ｖｃ２＊を目標電圧Ｖｃ３＊に置き換える必要がある。そして、電流制御の成立条件も式（３）、式（４）と同様に、インバータ回路４００で電流制御を行う場合には、式（５）、式（６）、インバータ回路７００で電流制御を行う場合には、式（７）、式（８）を満たす必要がある。
Ｖｃ４ ≧ Ｖｐ・ｓｉｎθ１ ・・（５）
Ｖｃ４ ≧（｜Ｖｃ３＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜） ・・（６）
Ｖｃ５ ≧ Ｖｐ・ｓｉｎθ１ ・・（７）
Ｖｃ５ ≧（｜Ｖｃ３＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜） ・・（８）

上述した駆動方法において、電流制御の成立条件（式（５）〜式（８））を満たさない場合には、実施の形態２で説明した制御方法と同様に、電流制御をインバータ回路４００、７００から半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａに切り替えることによって、電流制御を継続することができる。

以下、力行動作における半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａによる電流制御における電流経路について説明する。交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、半導体スイッチ６０１ａがオン設定の期間内で、式（５）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ４０１ａをオン状態とし、半導体スイッチ６０１ａをＰＷＭ制御する。電流経路は、半導体スイッチ６０１ａがオンする場合には図１６に示すような経路となり、半導体スイッチ６０１ａがオフする場合には図１８に示すような経路となる。図１６に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１８に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁をリセットされる。また、図１６において直流コンデンサ４０３は充電され、図１８において直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、式（５）の条件を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ４０３の充電動作も継続することができる。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、半導体スイッチ６０１ａがオフ設定の期間内で、式（６）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ４０２ａをオン状態とし、半導体スイッチ６０１ａをＰＷＭ制御する。電流経路は、半導体スイッチ６０１ａがオンする場合には図１５に示すような経路となり、半導体スイッチ６０１ａがオフする場合には図１７に示すような経路となる。図１５に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１７に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１５において直流コンデンサ４０３はスルーし、図１７において直流コンデンサ４０３は放電される。従って、式（６）を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ４０３の放電動作も継続することができる。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、半導体スイッチ９０１ａがオン設定の期間内で、式（７）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ７０１ａをオン状態とし、半導体スイッチ９０１ａをＰＷＭ制御する。電流経路は、半導体スイッチ９０１ａがオンする場合には図２０に示すような経路となり、半導体スイッチ９０１ａがオフする場合には図２２に示すような経路となる。図２０に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２２に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁をリセットされる。また、図２０において直流コンデンサ７０３は充電され、図２２において直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って、式（７）の条件を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ７０３の充電動作も継続することができる。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、半導体スイッチ９０１ａがオフ設定の期間内で、式（８）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ７０２ａをオン状態とし、半導体スイッチ９０１ａをＰＷＭ制御する。電流経路は、半導体スイッチ９０１ａがオンする場合には図１９に示すような経路となり、半導体スイッチ９０１ａがオフする場合には図２１に示すような経路となる。図１９に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２１に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１９において直流コンデンサ７０３はスルーし、図２１において直流コンデンサ７０３は放電される。従って、式（８）を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ７０３の放電動作も継続することができる。

回生動作時においても、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのオン・オフによって電流制御を継続することができる。交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、半導体スイッチ５０１ａがオフ、半導体スイッチ６０１ａがオン設定の期間内で、式（５）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ４０１ａをオン状態とし、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａをＰＷＭ制御する。ここで、半導体スイッチ５０１ａのオン・オフと半導体スイッチ６０１ａのオン・オフは逆極性の関係とする。電流経路は、半導体スイッチ５０１ａがオフ、半導体スイッチ６０１ａがオンする場合には図２５に示すような経路となり、半導体スイッチ５０１ａがオン、半導体スイッチ６０１ａがオフする場合には図２７に示すような経路となる。図２５に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２７に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁をリセットされる。また、図２５において直流コンデンサ４０３は放電され、図２７において直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、式（５）の条件を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ４０３の放電動作も継続することができる。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、半導体スイッチ５０１ａがオン、半導体スイッチ６０１ａがオフ設定の期間内で、式（６）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ４０２ａをオン状態とし、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａをＰＷＭ制御する。ここでも、半導体スイッチ５０１ａのオン・オフと半導体スイッチ６０１ａのオン・オフは逆極性の関係とする。電流経路は、半導体スイッチ５０１ａがオフ、半導体スイッチ６０１ａがオンする場合には図２４に示すような経路となり、半導体スイッチ５０１ａがオン、半導体スイッチ６０１ａがオフする場合には図２６に示すような経路となる。図２４に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２６に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２４において直流コンデンサ４０３はスルーし、図２６において直流コンデンサ４０３は充電される。従って、式（６）を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ４０３の充電動作も継続することができる。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、半導体スイッチ８０１ａがオフ、半導体スイッチ９０１ａがオン設定の期間内で、式（７）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ７０１ａをオン状態とし、半導体スイッチ８０１ａと半導体スイッチ９０１ａをＰＷＭ制御する。ここでも、半導体スイッチ８０１ａのオン・オフと半導体スイッチ９０１ａのオン・オフは逆極性の関係とする。電流経路は、半導体スイッチ８０１ａがオフ、半導体スイッチ９０１ａがオンする場合には図２９に示すような経路となり、半導体スイッチ８０１ａがオン、半導体スイッチ９０１ａがオフする場合には図３１に示すような経路となる。図２９に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図３１に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２９において直流コンデンサ７０３は放電され、図３１において直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って、式（７）の条件を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ７０３の放電動作も継続することができる。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、半導体スイッチ８０１ａがオン、半導体スイッチ９０１ａがオフ設定の期間内で、式（８）を満たさなくなった場合には、半導体スイッチ７０２ａをオン状態とし、半導体スイッチ８０１ａと半導体スイッチ９０１ａをＰＷＭ制御する。ここでも、半導体スイッチ８０１ａのオン・オフと半導体スイッチ９０１ａのオン・オフは逆極性の関係とする。電流経路は、半導体スイッチ８０１ａがオフ、半導体スイッチ９０１ａがオンする場合には図２８に示すような経路となり、半導体スイッチ８０１ａがオン、半導体スイッチ９０１ａがオフする場合には図３０に示すような経路となる。図２８に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図３０に示した電流経路において正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２８において直流コンデンサ７０３はスルーし、図３０において直流コンデンサ７０３は充電される。従って、式（８）の条件を満たさない場合であっても、電流制御を継続することができ、また、直流コンデンサ７０３の充電動作も継続することができる。

なお、インバータ回路４００において、半導体スイッチ４０１ａのオン・オフは、半導体スイッチ４０２ａのオン・オフと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ４０２ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ４０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ４０２ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ４０１ａはオン状態とする。同様に、インバータ回路７００についても、半導体スイッチ７０１ａのオン・オフと半導体スイッチ７０２ａのオン・オフも逆極性となるように動作させる。

次に、インバータ回路４００、７００の制御の詳細について説明する。図３３は、制御回路１１によるインバータ回路４００、７００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路４００、７００では、インバータ回路を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａの出力制御によって、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を目標電圧Ｖｃ３＊に維持し、また、交流電源１の力率が力行時には概１、回生時には概（−１）になるように交流電流Ｉａｃを制御する。

図３３において、まず、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３と目標電圧Ｖｃ３＊との差２６ａを減算器２６によって求める。直流電圧Ｖｃ３と目標電圧Ｖｃ３＊との差２６ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器２７によってＰＩ制御した出力を振幅目標値２７ａとする。この振幅目標値２７ａと交流電源１の同期周波数Ｆｓに基づいて、電流指令生成器２８によって交流電源１の交流電圧Ｖａｃに同期した正弦波の電流指令（Ｉａｃ＊）２８ａを生成する。電流指令（Ｉａｃ＊）２８ａは、力行時には力率が１、回生時には力率が（−１）となるように調整される。

次に、設定された電流指令（Ｉａｃ＊）２８ａと検出された交流電流Ｉａｃとの差２９ａを減算器２９によって求める。電流指令Ｉａｃ＊と交流電流Ｉａｃとの差２９ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器３０によってＰＩ制御した出力をインバータ回路４００、７００の発生電圧の目標値となる電圧指令３０ａとする。このとき、半導体スイッチ６０１ａまたは半導体スイッチ９０１ａをオン状態、半導体スイッチ５０１ａまたは半導体スイッチ８０１ａをオフ状態とする第１の制御と、半導体スイッチ６０１ａまたは半導体スイッチ９０１ａをオフ状態、半導体スイッチ５０１ａまたは半導体スイッチ８０１ａをオン状態とする第２の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを求める。加算器３１によって電圧指令３０ａにフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令３１ａを補正する。そして、補正後の電圧指令３１ａを用いて、ゲート信号生成器３２においてＰＷＭ制御に対応したインバータ回路４００、７００の各半導体スイッチのゲート信号３２ａを作成する。

このように、制御回路１１は、第１の制御と第２の制御との切り替え時となる半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａのオン・オフ切り替え時にのみ、電圧指令３０ａにフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算するフィードフォワード制御を行う。フィードフォワード補正電圧ΔＶは、第１の制御時には、交流電源１の逆極性となる交流電圧−Ｖａｃであり、第２の制御時には平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ５と交流電源１の交流電圧Ｖａｃとの差電圧（Ｖｃ５−Ｖａｃ）である。

ゲート信号３２ａの演算後、ゲート信号選択器３３にて、インバータ回路４００、７００の各半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａのゲート信号を動作条件に応じて選択する。このゲート信号選択器３３の詳細機能について記した制御ブロック図を図３４に示す。ゲート信号選択器３３では、入力された交流電圧の極性と電圧情報３３ｂとに応じて、入力信号３３ａの中から適切なゲート信号を選択し、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａのゲート信号を生成する。ゲート信号選択器３３への入力信号３３ａは、ＰＷＭ信号であるゲート信号３２ａ、オン信号、およびオフ信号の３つの信号である。ゲート信号選択器３３は、これら３パターンの信号を選択してゲート信号を出力する。ゲート信号を選択するための電圧情報３３ｂは、交流電圧Ｖａｃの極性判定と、式（５）〜式（８）の成立判定に必要な情報として、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３と、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４と、直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５と、半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａのゲート信号ＧＳ２で構成される。また、ゲート信号選択器３３には、力行・回生動作指令（力行／回生）も入力する。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性で、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合で、かつ式（５）の条件を満たす場合には、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号３２ａを選択する。また、半導体スイッチ７０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ７０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性で、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合で、かつ式（５）の条件を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路４００から半導体スイッチ６０１ａに移すため、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号としてオン信号を選択し、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。また、半導体スイッチ７０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ７０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性で、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態の場合で、かつ式（６）の条件を満たす場合には、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号３２ａを選択する。また、半導体スイッチ７０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ７０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性で、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合で、かつ式（６）の条件を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路４００から半導体スイッチ６０１ａに移すため、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号としてオン信号を選択し、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。また、半導体スイッチ７０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ７０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性で、半導体スイッチ９０１ａがオン状態の場合で、かつ式（７）の条件を満たす場合には、半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号３２ａを選択する。また、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性で、半導体スイッチ９０１ａがオン状態の場合で、かつ式（７）の条件を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路７００から半導体スイッチ９０１ａに移すため、半導体スイッチ７０１ａのゲート信号としてオン信号を選択し、半導体スイッチ７０２ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。また、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性で、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態の場合で、かつ式（８）の条件を満たす場合には、半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号３２ａを選択する。また、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性で、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態の場合で、かつ式（８）の条件を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路７００から半導体スイッチ９０１ａに移すため、半導体スイッチ７０２ａのゲート信号としてオン信号を選択し、半導体スイッチ７０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。また、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号として力行・回生時に関わらずオフ信号を選択し、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号として力行時にはオフ信号を選択し、回生時にはオン信号を選択する。

次に、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａの出力制御であり、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を指令値Ｖｃ４＊に追従させる制御、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の電圧Ｖｃ５を指令値Ｖｃ５＊に追従させる制御について説明する。図３５は、制御回路１１による半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａの出力制御における制御ブロック図である。

図３５において、まず、設定された指令値Ｖｃ４＊と検出された直流電圧Ｖｃ４との差３６ａを減算器３６によって求める。指令値Ｖｃ４＊と直流電圧Ｖｃ４との差３６ａをフィードバック量として、力行・回生選択装置３８に入力する。力行・回生選択装置３８は、力行時には１倍、回生時には（−１）倍したフィードバック量をＰＩ制御器４０に出力する。ＰＩ制御器４０によってＰＩ制御した出力を電圧指令４０ａとする。電圧指令４０ａを用いて、ゲート信号生成器４２においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号４２ａを生成する。同様に、直流電圧Ｖｃ５の一定制御においても、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号４３ａを生成する。このＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波に用いて比較演算し、ゲート信号４２ａ、４３ａを生成する。即ち、このゲート信号４２ａ、４３ａにて半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａの短絡期間も制御される。

次に、ゲート信号選択器４４にて、動作条件に応じて半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのゲート信号を選択する。図３６は、ゲート信号選択器４４の詳細機能について記した制御ブロック図である。ゲート信号選択器４４では、電圧情報４４ｂと力行・回生動作指令（力行／回生）とに応じて、入力信号４４ａの中から適切なゲート信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのゲート信号を生成する。

入力信号４４ａは、電流制御用ＰＷＭ信号、オン信号、オフ信号、および図３５に示した直流電圧Ｖｃ４、直流電圧Ｖｃ５をそれぞれ指令値Ｖｃ４＊、指令値Ｖｃ５＊に追従させるために演算した電圧指令に基づくゲート信号４２ａ、４３ａの５つの信号である。電圧情報４４ｂとしては、交流電圧の極性の判定と、式（５）〜式（８）の成立判定に必要な情報として、半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａのゲート信号ＧＳ２、交流電源１の交流電圧Ｖａｃ、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４、直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５、および平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を入力する。

まず、力行動作の場合について説明する。力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（５）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４２ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（５）を満たさない場合には、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（６）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４２ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（６）を満たさない場合には、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（７）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４３ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（７）を満たさない場合には、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（８）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４３ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（８）を満たさない場合には、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

次に、回生動作の場合について説明する。回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（５）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４２ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（５）を満たさない場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを同期させてＰＷＭ制御する）。ここでは、半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（６）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４２ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（６）を満たさない場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでも、半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（７）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４３ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（７）を満たさない場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでは、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（８）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号４３ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（８）を満たさない場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでも、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

なお、力行動作しか行わない場合には、平滑コンデンサ１０の正側に接続される半導体スイッチ５０１ａ、８０１ａをダイオードに置換え、インバータ回路４００、７００の正側の半導体スイッチ４０１ａ、７０１ａをこのダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードに置換えてもよい。このような構成によって、ダイオードのリカバリ損失と導通損失とを最適化することができる。

本実施の形態では、以上のようにインバータ回路４００、７００を制御することによって、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を目標電圧Ｖｃ３＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御して出力し、インバータ回路４００、７００の交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。

以上のような構成によって、ダイオード整流回路を用いずに、交流電圧を直流電圧に変換する機能、交流電源を高力率に制御する機能を実現することができ、実施の形態１の構成における特徴に加えて回生動作を実現することができる。また、交流電源１の交流電圧の極性に応じて、２つのインバータ回路４００、７００を切り替えて制御するので、直流コンデンサ４０３、７０３の電力負担期間を半減させることができ、これによって電力変換装置の適用箇所を拡大することができる。

実施の形態４．
実施の形態１では、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を交流電源１の交流電圧Ｖａｃの１／４周期で１回、オフ位相を１回設けている。本実施の形態４では、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を１／４周期で２回、オフ位相を２回設けている点が実施の形態１と異なる。なお、本実施の形態４における回路構成は、実施の形態１の回路構成である図１と同じであり、電力変換装置の動作と電流経路との関係についても図２〜５と同じである。

以下、本実施の形態４の動作原理について説明する。図３７は実施の形態４における電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。図３７において、図３７（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図３７（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図３７（ｃ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態を示す。図３７（ｂ）において、位相範囲０〜θ１が第１のオン期間、位相範囲θ１〜θ２が第１のオフ期間、位相範囲θ２〜θ３が第２のオン期間、位相範囲θ３〜π／２が第２のオフ期間である。電圧位相θ１、θ２、θ３を設定することで、オン期間、オフ期間のそれぞれの期間の長さが決まる。

実施の形態１と同様に、出力段の平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図３７では、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が一定の目標電圧Ｖｃ２＊に制御されている状態を示す。また、交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃは、ダイオード整流回路２００で全波整流されるため、交流電源１の交流周期の２倍周期で動作する。インバータ回路４００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御によって交流電流Ｉａｃを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。なお、位相範囲０〜π／２と位相範囲π／２〜πとでは、電圧位相π／２を中心に対称の動作を行う。このため、ここでは位相範囲０〜π／２における電力変換装置の動作について説明する。また、電圧位相θ１、θ２、θ３は、θ１＜θ２＜θ３の関係にある。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合の４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作について示す。ダイオード整流回路２００による全波整流によって、負極性であるπ＜θ≦２πの場合も、正極性０≦θ＜πの場合と同様の動作となる。

半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、図２に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、図３に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、図４に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、図５に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。

このような４種の半導体スイッチのオン・オフ制御を組み合わせて、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａを制御してインバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充放電させ、電流制御を行う。なお、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード４０１ｂ、５０１ｂに電流を流しても良い。

図３７に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央とした位相範囲±θ１と、位相範囲θ２〜θ３とでは、半導体スイッチ６０１ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ７をバイパスさせる。位相範囲０〜θ１と位相範囲θ２〜θ３とをオン位相とする。このとき、図２に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉａｃはリアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、半導体スイッチ６０１ａを通り交流電源１に戻る。図２の動作モードによってリアクトル３が励磁され、図３の動作モードによってリアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３をスルーし、図３の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３が充電される。従って、図２の動作モードと図３の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図３７に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの位相範囲θ１〜θ２と、位相範囲θ３〜π／２とでは、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態、半導体スイッチ５０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ７へ直流電力を出力する。位相範囲θ１〜θ２と位相範囲θ３〜π／２とをオフ位相とする。このとき、図４に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉａｃはリアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、半導体スイッチ５０１ａを通り平滑用コンデンサ７を充電して交流電源１に戻る。インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を出力し、図４の動作モードと図５の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１にインバータ回路４００の出力電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ２＊に達するように平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を制御する。

インバータ回路４００では、図４の動作モードによってリアクトル３が励磁され、図５の動作モードによってリアクトル３の励磁がリセットされる。また、図４の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３が放電され、図５の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３をスルーする。従って、図４の動作モードと図５の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、電流制御を行うことができる。

以上のように、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの電圧位相θ１、θ２、θ３にて、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａとの制御を切り替え、位相範囲０〜θ１と位相範囲θ２〜θ３でのみ、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ７をバイパスさせる。このとき、制御回路８は、インバータ回路４００が交流電圧Ｖａｃの逆極性にほぼ等しい電圧を発生するように制御しつつ、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御して出力し、直流コンデンサ４０３を充電する。

そして、位相範囲θ１〜θ２と位相範囲θ３〜π／２とでは、制御回路８は、半導体スイッチ５０１ａをオン状態、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態として、インバータ回路４００が平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に維持するように制御しつつ、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御して出力する。このとき、インバータ回路４００は、平滑コンデンサ７の直流電圧と交流電源の差電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を発生し、直流コンデンサ４０３は放電される。

また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充電と放電のエネルギーが等しくなるように半導体スイッチ６０１ａのオン期間を設定し、オン位相を決定することができる。オン期間での直流コンデンサ４０３の充電エネルギーは式（９）のように表すことができる。オフ期間での直流コンデンサ４０３の放電エネルギーは式（１０）のように表すことができる。さらに、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充電と放電のエネルギーが等しいとすると、目標電圧Ｖｃ２＊とピーク電圧Ｖｐの関係式は式（１１）が成り立つ。但し、Ｖｐは交流電圧Ｖａｃのピーク電圧、Ｉｐは交流電流Ｉａｃのピーク電流である。

ただし、目標電圧Ｖｃ２＊の下限値は、ダイオード整流回路２００によって、ピーク電圧Ｖｐとなるため、目標電圧Ｖｃ２＊がピーク電圧Ｖｐ以下となるような電圧位相θ１、θ２、θ３を設定すると動作不可能な条件となる。このように、平滑コンデンサ７の目標電圧Ｖｃ２＊は、電圧位相θ１、θ２、θ３によって決まり、オン位相である位相範囲０〜θ１、位相範囲θ２〜θ３を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２は、該目標電圧Ｖｃ２＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜θ３、およびθ３≦θ＜π／２の各位相範囲におけるインバータ回路４００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。この場合、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が目標電圧Ｖｃ２＊に維持でき、また、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御するインバータ回路４００の電流制御を、交流電源１の全位相において信頼性良く行うことができる。この場合、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は０≦θ＜θ１とθ２≦θ＜θ３の位相範囲では式（１２）、θ１≦θ＜θ２とθ３≦θ＜π／２の位相範囲では式（１３）を満たすように設定する必要がある。

Ｖｃ１ ≧ Ｖｐ・ｓｉｎθ１ ・・（１２）
Ｖｃ１ ≧（｜Ｖｃ２＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜） ・・（１３）

なお、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路４００では、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が大きくなると損失が増大するため、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は式（１２）、式（１３）を満たす条件で小さく設定することが望ましい。

そして、０≦θ＜θ１の位相範囲とθ２≦θ＜θ３の位相範囲（所定の位相範囲）のみで、半導体スイッチ６０１ａをオン状態とし、平滑コンデンサ７をバイパスする期間とすることによって、制御回路８は、インバータ回路４００を制御し、半導体スイッチ６０１ａがオンの期間でも、オフの期間でも入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御し、かつ平滑コンデンサ７に所望の電圧の直流電力を出力することができる。つまり、制御回路８は、交流電源１の交流電圧の所定の位相範囲で、オン位相である位相範囲０〜θ１、位相範囲θ２〜θ３を決定し、半導体スイッチ６０１ａがオンとなるオン期間を調整し、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を所定の電圧に調整することができる。このような制御を行うことによって、直流コンデンサ４０３に外部電源を用いずに自立動作が可能となる。

なお、半導体スイッチ４０１ａは、半導体スイッチ４０２ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ４０２ａがオン状態の場合には半導体スイッチ４０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ４０２ａがオフ状態の場合には半導体スイッチ４０１ａはオン状態とする。ただし、半導体スイッチ４０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ４０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード４０１ｂに電流を流しても良い。

次に、制御回路８の動作について説明する。入力電流力率制御を行うためのインバータ回路４００の制御の詳細を実施の形態１で示した図７に基づいて説明する。図７は、制御回路８によるインバータ回路４００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路４００の出力制御によって、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に維持し、また、交流電源１の力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御する。まず、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２と目標電圧Ｖｃ２＊との差１０ａを減算器１０によって求める。直流電圧Ｖｃ２と目標電圧Ｖｃ２＊との差１０ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器１１によってＰＩ制御した出力を振幅目標値１１ａとする。この振幅目標値１１ａと交流電源１の同期周波数Ｆｓに基づいて、電流指令生成器１２によって交流電源１の交流電圧Ｖａｃに同期した正弦波の電流指令（Ｉａｃ＊）１２ａを生成する。

次に、設定された電流指令（Ｉａｃ＊）１２ａと検出された交流電流Ｉａｃとの差１３ａを減算器１３によって求める。電流指令Ｉａｃ＊と交流電流Ｉａｃとの差１３ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器１４によってＰＩ制御した出力をインバータ回路４００の発生電圧の目標値となる電圧指令１４ａとする。このとき、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態とする第１の制御と、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態、半導体スイッチ５０１ａをオン状態とする第２の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを求める。加算器１５によって電圧指令１４ａにフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令１４ａを補正する。そして、補正後の電圧指令１５ａを用いて、ゲート信号生成器１６においてＰＷＭ制御に対応したインバータ回路４００の半導体スイッチ４０２ａのゲート信号１６ａを作成し、インバータ回路４００を動作させる。なお、半導体スイッチ４０１ａのゲート信号は、半導体スイッチ４０２ａのゲート信号と逆極性となるように動作させる。

このように、制御回路８は、インバータ回路４００に流れる交流電流Ｉａｃが電流指令Ｉａｃ＊に追従するように補正後の電圧指令１５ａを生成してインバータ回路４００を出力制御し、第１の制御と第２の制御との切り替え時となる半導体スイッチ６０１ａのオン・オフ切り替え時にのみ、電圧指令１４ａにフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算するフィードフォワード制御を行う。フィードフォワード補正電圧ΔＶは、第１の制御時には交流電源１の逆極性となる交流電圧−Ｖａｃであり、第２の制御時には平滑コンデンサ７の直流電圧と交流電源１の交流電圧との差電圧（Ｖｃ２−Ｖａｃ）である。

半導体スイッチ６０１ａに対する第１の制御と第２の制御との切り替え時に、インバータ回路４００の出力電圧が、交流電源１の電圧に対して、平滑コンデンサ７と交流電源１との差電圧分が加算されるように、インバータ回路４００の電圧指令を補正する。これによって、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制することができ、電流制御性が向上する。

次に、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａの出力制御であり、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１＊に追従させる制御と、平滑コンデンサ７のリプル電圧ΔＶｃ２を所定の目標値ΔＶｃ２＊に調整する制御について図３８に基づいて説明する。図３８は、制御回路８による半導体スイッチ６０１ａの出力制御における制御ブロック図である。

まず、位相範囲０〜θ１におけるリプル電圧は式（１４）の通りに表され、位相範囲θ３〜π／２におけるリプル電圧は式（１５）の通りに表される。

式（１４）において、Ｐｌｏａｄは出力電力を表している。そして、目標とするΔＶｃ２＊からゲイン乗算器５７によって、電圧位相θ１に相当するｄｕｔｙ信号５７ａを演算する。ゲイン乗算器５７の定数は式（１６）から求めることができる。

式（１６）において、Ｐｌｏａｄは出力電力、Ｔ／４は１／４周期を表している。また、位相範囲０〜θ１における平滑コンデンサ７のリプル電圧と、位相範囲θ３〜π／２におけるリプル電圧が等しくなるように、ｄｕｔｙ信号５７ａからゲイン乗算器５８を用いて電圧位相θ３に相当するｄｕｔｙ信号５８ａを演算する。このゲイン乗算器５８でのｄｕｔｙ信号５８ａの導出は、式（１７）に示すように、電圧位相θ１と電圧位相θ３の関係式より、電圧位相θ３について求め、π／２で割ることで求める。なお、電圧位相θ１は位相範囲０〜θ１における平滑コンデンサ７のリプル電圧の目標値から一定値に定めても良い。

次に、設定された指令値Ｖｃ１＊と検出された直流電圧Ｖｃ１との差５９ａを減算器５９によって求める。指令値Ｖｃ１＊と直流電圧Ｖｃ１との差５９ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器６０によってＰＩ制御した出力を電圧指令６０ａとする。電圧指令６０ａの増減極性を反転させるため、ゲイン乗算器６１を介した出力を電圧指令６１ａとする。電圧指令６１ａは電圧位相θ２に相当するｄｕｔｙ信号であるため、常にθ１＜θ２＜θ３を満たす必要がある。従って、電圧指令６１ａに、ｄｕｔｙ信号５７ａを下限リミット、ｄｕｔｙ信号５８ａを上限リミットとしたＬＩＭＩＴ器６２を介して、電圧信号６２ａを生成する。これら３つの信号５７ａ、５８ａ、６２ａをゲート信号生成器６３においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号６４を生成する。

ゲート信号生成器６３におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波として用いて比較演算し、０〜ｄｕｔｙ信号５７ａの区間を位相範囲０〜θ１、ｄｕｔｙ信号５７ａ〜電圧信号６２ａの区間を位相範囲θ１〜θ２、電圧信号６２ａ〜ｄｕｔｙ信号５８ａの区間を位相範囲θ２〜θ３、ｄｕｔｙ信号５８ａ〜１の区間を位相範囲θ３〜π／２として、位相範囲０〜θ１と位相範囲θ２〜θ３でゲート信号６４をオン信号、位相範囲θ１〜θ２と位相範囲θ３〜π／２でゲート信号６４をオフ信号とする。即ち、このゲート信号６４にて半導体スイッチ６０１ａのオン期間も制御される。

半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態とし、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａをオン状態とする。ただし、半導体スイッチ５０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ５０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード５０１ｂに電流を流しても良い。

本実施の形態では、このような電流指令を用いてインバータ回路４００を制御することによって、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御して出力し、インバータ回路４００の交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。このような制御によって、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａは、高周波スイッチングが不要である。また、インバータ回路４００は、半導体スイッチのスイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低減することができる。このため、リアクトル３への電圧急変防止が可能となり、従来限流のために必要であった大きなリアクトルを必要とすることなく、リアクトル３を小型化してもスイッチング損失とノイズとを低減することができる。

また、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合、平滑コンデンサ７をバイパスしてインバータ回路４００の直流コンデンサ４０３を充電できるため、インバータ回路４００に高い電圧を発生させることなく交流電源１に交流電流Ｉａｃを流すことができるとともに、充電されたエネルギーを平滑コンデンサ７への放電に使うことができる。このため、半導体スイッチのスイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。なお、この場合のリアクトル３は、エネルギーを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を、交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐ以下に設定することによって、このような高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得ることができる。

また、インバータ回路４００を２つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａと、直流コンデンサ４０３とで構成されるハーフブリッジ型とし、半導体スイッチ５０１ａをインバータ回路４００の正側の半導体スイッチ４０１ａと平滑コンデンサ７の正側Ｐ２との間に接続し、半導体スイッチ６０１ａをインバータ回路４００の負側の導体スイッチ４０２ａと平滑コンデンサ７の負側Ｎ２との間に接続している。このため、より少ない半導体スイッチ素子で電流制御を実現することができ、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

また、交流電源１からの入力電圧の特定の位相でのみ半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａを動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、半導体スイッチのスイッチングに起因する損失もほとんど発生しない。また、オン位相を１／４周期で２回設け、位相範囲０〜θ１と位相範囲θ３〜π／２を調整して平滑コンデンサ７のリプル電圧を積極的に調整することで、リプル電圧を抑制することができ、電力変換装置の動作電圧範囲を拡大することができる。また、リプル電圧を抑制できることで、必要なコンデンサ容量を減らすことができるため、必要なコンデンサの並列数を省略することができ、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

また、半導体スイッチ６０１ａのオン・オフ切り替え時に、インバータ回路４００は、フィードフォワード制御によって、直流コンデンサ４０３の充電、放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。

また、半導体スイッチ４０１ａと半導体スイッチ５０１ａを省略して、ダイオード４０１ｂとダイオード５０１ｂのみで構成し、上記のような電流制御を実現することができる。ダイオード５０１ｂとして低周波駆動用の低Ｖｆダイオードを選択し、ダイオード４０１ｂとして高周波駆動用のリカバリ特性の優れ、低周波駆動用のダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードを選択してもよい。このような構成は、平滑コンデンサ７の正側に接続される半導体スイッチ５０１ａをダイオードに置換え、インバータ回路４００の正側の半導体スイッチ４０１ａをこのダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードに置換えることと等価である。この場合、低周波で駆動するダイオード５０１ｂと高周波で駆動するダイオード４０１ｂのリカバリ損失と導通損失とを最適化することができ、損失をより低減することができる。さらに、半導体スイッチの省略と駆動回路の削減、冷却構造の小型化によって、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

また、半導体スイッチ４０２ａには高周波駆動用のＭＯＳＦＥＴ、半導体スイッチ６０１ａには低周波駆動用のＩＧＢＴを使用することができる。この場合、高周波駆動する半導体スイッチ４０２ａと、低周波駆動する半導体スイッチ６０１ａの損失をより低減することができ、冷却構造の小型化によって、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。また、制御回路８が、インバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのオン・オフ制御の駆動周波数を、インバータ回路４００を構成しない半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａのオン・オフ制御の駆動周波数よりも高くして各半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａをオン・オフする制御を行ってもよい。この場合も、高周波駆動する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａと、低周波駆動する半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａの損失をより低減することができ、冷却構造の小型化によって、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

なお、本実施の形態４では、式（１２）、式（１３）を満たすように直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を設定し、半導体スイッチ６０１ａをオン位相でのみオン状態とし、電流制御を全てインバータ回路４００が行っている。しかしながら、実施の形態２で説明したような、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を式（１２）、式（１３）の制約に関係なく設定し、式（１２）、式（１３）を満たさない場合のみ、電流制御をインバータ回路４００から半導体スイッチ６０１ａへ切り替える制御を本実施の形態４で説明した制御と組み合わせてもよい。

実施の形態５．
実施の形態４では、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を１／４周期で２回、オフ位相を２回設けて、平滑コンデンサ７のリプル電圧ΔＶｃ２を調整していた。本実施の形態では、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を１／４周期で２回、オフ位相を１回設けて、直流コンデンサ４０３のリプル電圧ΔＶｃ１を調整する。なお、本実施の形態における回路構成は、実施の形態１における回路構成と同じである。

以下、本実施の形態５の動作原理について説明する。図３９は電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。図３９において、図３９（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図３９（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図３９（ｃ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態を示す。図３９（ｂ）において、位相範囲０〜θ４が第１のオン期間、位相範囲θ４〜θ５が第１のオフ期間、位相範囲θ５〜π／２が第２のオン期間である。電圧位相θ４、θ５を設定することで、オン期間、オフ期間のそれぞれの期間の長さが決まる。

実施の形態１と同様に、出力段の平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図３９では、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が一定の目標電圧Ｖｃ２＊に制御されている状態を示す。また、交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃは、ダイオード整流回路２００で全波整流されるため、交流電源１の交流周期の２倍周期で動作する。インバータ回路４００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御によって交流電流Ｉａｃを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。なお、位相範囲０〜π／２と位相範囲π／２〜πとでは、電圧位相π／２を中心に対称の動作を行う。このため、ここでは位相範囲０〜π／２における電力変換装置の動作について説明する。また、電圧位相θ４、θ５は、θ４＜θ５の関係にある。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合の４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作について示す。ダイオード整流回路２００による全波整流によって、負極性であるπ＜θ≦２πの場合も、正極性０≦θ＜πの場合と同様の動作となる。

半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、図２に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、図３に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、図４に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、図５に示すとおりに交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。

このような４種の半導体スイッチのオン・オフ制御を組み合わせて、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａを制御してインバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充放電させ、電流制御を行う。なお、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード４０１ｂ、５０１ｂに電流を流しても良い。

図３９に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央とした位相範囲±θ４と、位相範囲θ５〜π／２とでは、半導体スイッチ６０１ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ７をバイパスさせる。位相範囲０〜θ４と位相範囲θ５〜π／２をオン位相とする。このとき、図２に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉａｃはリアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、半導体スイッチ６０１ａを通り交流電源１に戻る。図２の動作モードによってリアクトル３が励磁され、図３の動作モードによってリアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３をスルーし、図３の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３が充電される。従って、図２の動作モードと図３の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図３９に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの位相範囲θ４〜θ５では、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態、半導体スイッチ５０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ７へ直流電力を出力する。位相範囲θ４〜θ５をオフ位相とする。このとき、図４に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉａｃはリアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、半導体スイッチ５０１ａを通り平滑用コンデンサ７を充電して交流電源１に戻る。インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を出力し、図４の動作モードと図５の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１にインバータ回路４００の出力電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ２＊に達するように平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を制御する。

インバータ回路４００では、図４の動作モードによってリアクトル３が励磁され、図５の動作モードによってリアクトル３の励磁がリセットされる。また、図４の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３が放電され、図５の動作モードの場合、直流コンデンサ４０３をスルーする。従って、図４の動作モードと図５の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、電流制御を行うことができる。

以上のように、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの電圧位相θ４、θ５にて、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａとの制御を切り替え、位相範囲０〜θ４と位相範囲θ５〜π／２でのみ、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ７をバイパスさせる。このとき、制御回路８は、インバータ回路４００が交流電圧Ｖａｃの逆極性にほぼ等しい電圧を発生するように制御しつつ、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御して出力し、直流コンデンサ４０３を充電する。

そして、位相範囲θ４〜θ５では、制御回路８は、半導体スイッチ５０１ａをオン状態、半導体スイッチ６０１ａをオフ状態として、インバータ回路４００が平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２＊に維持するように制御しつつ、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御して出力する。このとき、インバータ回路４００は、平滑コンデンサ７の直流電圧と交流電源の差電圧（Ｖｃ２＊−Ｖａｃ）を発生し、直流コンデンサ４０３は放電される。

また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充電と放電のエネルギーが等しくなるように半導体スイッチ６０１ａのオン期間を設定し、オン位相を決定することができる。オン期間での直流コンデンサ４０３の充電エネルギーは式（１８）のように表すことができる。オフ期間での直流コンデンサ４０３の放電エネルギーは式（１９）のように表すことができる。さらに、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の充電と放電のエネルギーが等しいとすると、目標電圧Ｖｃ２＊とピーク電圧Ｖｐの関係式は式（２０）が成り立つ。但し、Ｖｐは交流電圧Ｖａｃのピーク電圧、Ｉｐは交流電流Ｉａｃのピーク電流である。

ただし、目標電圧Ｖｃ２＊の下限値は、ダイオード整流回路２００によって、ピーク電圧Ｖｐとなるため、目標電圧Ｖｃ２＊がピーク電圧Ｖｐ以下となるような電圧位相θ４、θ５を設定すると動作不可能な条件となる。このように、平滑コンデンサ７の目標電圧Ｖｃ２＊は、電圧位相θ４、θ５によって決まり、オン位相である位相範囲０〜θ４と位相範囲θ５〜π／２を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２は、該目標電圧Ｖｃ２＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を、０≦θ＜θ４、θ４≦θ＜θ５、およびθ５≦θ＜π／２の各位相範囲におけるインバータ回路４００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。この場合、平滑コンデンサ７の直流電圧Ｖｃ２が目標電圧Ｖｃ２＊に維持でき、また、入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御するインバータ回路４００の電流制御を、交流電源１の全位相において信頼性良く行うことができる。この場合、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は０≦θ＜θ４とθ５≦θ＜π／２では式（２１）、θ４≦θ＜θ５では式（２２）を満たすように設定する必要がある。

Ｖｃ１ ≧ Ｖｐ・ｓｉｎθ４ ・・式（２１）
Ｖｃ１ ≧（｜Ｖｃ２＊−Ｖｐ・ｓｉｎθ４｜） ・・式（２２）

なお、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路４００では、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１が大きくなると損失が増大するため、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１は式（２１）、式（２２）を満たす条件で小さく設定することが望ましい。

そして、０≦θ＜θ４とθ５≦θ＜π／２の位相範囲（所定の位相範囲）のみで、半導体スイッチ６０１ａをオン状態とし、平滑コンデンサ７をバイパスする期間とすることによって、制御回路８は、インバータ回路４００を制御し、半導体スイッチ６０１ａがオンの期間でも、オフの期間でも入力力率が概１になるように交流電流Ｉａｃを制御し、かつ平滑コンデンサ７に所望の電圧の直流電力を出力することができる。つまり、制御回路８は、交流電源１の交流電圧の所定の位相範囲で、オン位相である位相範囲０〜θ４、位相範囲θ５〜π／２を決定し、半導体スイッチ６０１ａがオンとなるオン期間を調整し、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を所定の電圧に調整することができる。このような制御を行うことによって、直流コンデンサ４０３に外部電源を用いずに自立動作が可能となる。

なお、半導体スイッチ４０１ａは、半導体スイッチ４０２ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ４０２ａがオン状態の場合には半導体スイッチ４０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ４０２ａがオフ状態の場合には半導体スイッチ４０１ａはオン状態とする。ただし、半導体スイッチ４０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ４０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード４０１ｂに電流を流しても良い。

次に、制御回路８の動作について説明する。入力電流力率制御を行うためのインバータ回路４００の制御は実施の形態４と同様である。ここでは、半導体スイッチ５０１ａと半導体スイッチ６０１ａの出力制御であり、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１＊に追従させる制御と、平滑コンデンサ７のリプル電圧ΔＶｃ１を所定の目標値ΔＶｃ１＊に調整する制御とについて図４０に基づいて説明する。図４０は、制御回路８による半導体スイッチ６０１ａの出力制御の制御ブロック図である。

まず、位相範囲θ５〜π／２におけるリプル電圧は式（２３）の通りに表されるため、目標とするΔＶｃ１＊からゲイン乗算器６５によって、電圧位θ５に相当するｄｕｔｙ信号６５ａを演算する。ゲイン乗算器２５の定数Ｋ４は式（２４）の通り表すことができる。

次に、設定された指令値Ｖｃ１＊と検出された直流電圧Ｖｃ１との差６６ａを減算器６６によって求める。指令値Ｖｃ１＊と直流電圧Ｖｃ１との差６６ａをフィードバック量として、ＰＩ制御器６７によってＰＩ制御した出力を電圧指令６７ａとする。電圧指令６７ａは電圧位相θ４に相当するｄｕｔｙ信号であるため、常に０＜θ４＜θ５を満たす必要がある。従って、電圧指令６７ａに、下限リミットを０、上限リミットをｄｕｔｙ信号６５ａとしたＬＩＭＩＴ器６８を介して、電圧信号６８ａを生成する。

これら２つのｄｕｔｙ信号６５ａ、６８ａをゲート信号生成器６９においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号７０を生成する。ゲート信号生成器６９におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波に用いて比較演算し、０〜ｄｕｔｙ信号６８ａの区間を位相範囲０〜θ４、ｄｕｔｙ信号６８ａ〜ｄｕｔｙ信号６５ａの区間を位相範囲θ４〜θ５、ｄｕｔｙ信号６５ａ〜１の区間を位相範囲θ５〜π／２として、位相範囲０〜θ４と位相範囲θ５〜π／２の区間でゲート信号７０をオン信号、位相範囲θ４〜θ５の区間でゲート信号７０をオフ信号とする。即ち、このゲート信号７０にて半導体スイッチ６０１ａのオン期間も制御される。

半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａはオン状態とする。ただし、半導体スイッチ５０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ５０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード５０１ｂに電流を流しても良い。

本実施の形態では、実施の形態４の構成で得られる特徴に加えて、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を１／４周期で２回設け、オン位相である位相範囲θ５〜π／２を調整して直流コンデンサ４０３のリプル電圧を積極的に調整することができるため、直流コンデンサ４０３のリプル電圧を抑制することができ、電力変換装置の動作電圧範囲を拡大することができる。また、リプル電圧を抑制できることで、必要なコンデンサ容量を減らすことができるため、必要なコンデンサの並列数を省略することができ、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。

なお、本実施の形態４では、式（２１）、式（２２）を満たすように直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を設定し、半導体スイッチ６０１ａをオン位相でのみオン状態とし、電流制御を全てインバータ回路４００が行っている。しかしながら、実施の形態２で説明したような、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ１を式（２１）、式（２２）の制約に関係なく設定し、式（２１）、式（２２）を満たさない場合のみ、電流制御をインバータ回路４００から半導体スイッチ６０１ａへ切り替える制御を本実施の形態４で説明した制御と組み合わせてもよい。

実施の形態６．
実施の形態３では、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を交流電源１の交流電圧Ｖａｃの１／４周期で１回、オフ位相を１回設けている。本実施の形態６では、半導体スイッチ６０１ａのオン位相を１／４周期で２回、オフ位相を２回設けている点が実施の形態３と異なる。なお、本実施の形態６における回路構成は、実施の形態３の回路構成である図１４と同じであり、電力変換装置の動作と電流経路との関係についても図１５〜図２２、図２４〜図３１と同じである。

まず、このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ１０に直流電力を出力する動作について説明する。図４１は、電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００、７００の直流コンデンサ４０３、７０３の充放電を示す図である。図４１において、図４１（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図４１（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図４１（ｃ）は半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのオン・オフの状態、図４１（ｄ）は半導体スイッチ９０１ａのオン・オフの状態、図４１（ｅ）は半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａのオン・オフの状態、図４１（ｆ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態、図４１（ｇ）は直流コンデンサ７０３の充放電の状態を示す。図４１（ｆ）および図４１（ｇ）において、矢印で示した範囲は充放電を行っていない期間である。図４１（ｂ）において、位相範囲０〜θ１が第１のオン期間、位相範囲θ１〜θ２が第１のオフ期間、位相範囲θ２〜θ３が第２のオン期間、位相範囲θ３〜π／２が第２のオフ期間である。電圧位相θ１、θ２、θ３を設定することで、オン期間、オフ期間のそれぞれの期間の長さが決まる。

なお、出力段の平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図４１では、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊に制御されている状態を示す。本実施の形態では、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａをオフとする。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ８０１ａ、９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａをオフとする。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合における、４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作と電流経路について説明する。図１５に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。図１６に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。また、図１７に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。図１８に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。

このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。なお、インバータ回路７００側を流れる電流は、ダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂを経由して流れるが、半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａを適宜オン・オフして、半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａを経由して流れるように制御してもよい。

次に、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性であるπ≦θ＜２πの場合における、４つの半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａの動作と電流経路について説明する。図１９に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。図２０に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を充電するように流れる。また、図２１に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を放電するように流れる。図２２に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。

このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ７０３の充放電制御を行う。なお、インバータ回路４００側を流れる電流は、ダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂを経由して流れるが、半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａを適宜オン・オフして、半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａを経由して流れるように制御してもよい。

図４１に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ１の位相範囲とθ２からθ３の位相範囲、すなわち位相範囲０〜θ１、位相範囲θ２〜θ３では、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１５の動作モードと図１６の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、インバータ回路４００からダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂ（または半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａ）を通り、交流電源１に戻る。このとき、図１５の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１６の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１５の動作モードでは直流コンデンサ４０３はスルーとなり、図１６の動作モードでは直流コンデンサ４０３は充電される。従って、図１５の動作モードと図１６の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４１に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、位相範囲θ１〜θ２と位相範囲θ３〜π／２では、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１７の動作モードと図１８の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、インバータ回路４００から半導体スイッチ５０１ａを通り、平滑用コンデンサ１０を充電して、ダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂ（または半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａ）を介して交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ４＊−Ｖａｃ）を出力して、図１７の動作モードと図１８の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路４００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路４００では、図１７の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１８の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１７の動作モードでは、直流コンデンサ４０３は放電され、図１８の動作モードでは、直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、図１７の動作モードと図１８の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４１に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ１ｎの位相範囲とθ２ｎからθ３ｎの位相範囲、すなわち位相範囲π〜（π＋θ１ｎ）、位相範囲（π＋θ２ｎ）〜（π＋θ３ｎ）では、半導体スイッチ９０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１９の動作モードと図２０の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００からダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂ（または半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａ）を通り、交流電源１に戻る。このとき、図１９の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２０の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１９の動作モードでは直流コンデンサ７０３はスルーとなり、図２０の動作モードでは直流コンデンサ７０３は充電される。従って、図１９の動作モードと図２０の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４１に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、位相範囲（π＋θ１ｎ）〜（π＋θ２ｎ）、位相範囲（π＋θ３ｎ）〜２πの位相範囲では、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２１の動作モードと図２２の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００から半導体スイッチ８０１ａを通り、平滑用コンデンサ１０を充電して、ダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂ（または半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａ）を介して交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路７００は電圧（Ｖｃ５＊−Ｖａｃ）を出力して、図２１の動作モードと図２２の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路７００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路７００では、図２１の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２２の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２１の動作モードでは、直流コンデンサ７０３は放電され、図２２の動作モードでは、直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って図２１の動作モードと図２２の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、電力変換装置の回生動作、即ち交流電源１に交流電力を出力する動作について説明する。図４２は、電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００、７００の直流コンデンサ４０３、７０３の充放電を示す図である。図４２において、図４２（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図４２（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図４２（ｃ）は半導体スイッチ４０１ａのオン・オフの状態、図４２（ｄ）は半導体スイッチ４０２ａのオン・オフの状態、図４２（ｅ）は半導体スイッチ９０１ａのオン・オフの状態、図４２（ｆ）は半導体スイッチ７０１ａのオン・オフの状態、図４２（ｇ）は半導体スイッチ７０２ａのオン・オフの状態、図４２（ｈ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態、図４２（ｉ）は直流コンデンサ７０３の充放電の状態を示す。図４２（ｈ）および図４２（ｉ）において、矢印で示した範囲は充放電を行っていない期間である。

なお、出力段の平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図４２では、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊に制御されている状態を示す。本実施の形態では、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０２ａとをオン状態とし、半導体スイッチ８０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａとをオフとする。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ８０１ａ、９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０２ａとをオン状態とし、半導体スイッチ５０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａをオフとする。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合における、４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作と電流経路について説明する。図２４に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。図２５に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を放電するように流れる。また、図２６に示すとおり、半導体スイッチ４０２ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０１ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３を充電するように流れる。図２７に示すとおり、半導体スイッチ４０１ａ、５０１ａがオン、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ４０３をスルーするように流れる。これら４つの動作モードにおいて、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａは常時オンとする。このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。

次に、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性であるπ≦θ＜２πの場合における、４つの半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａの動作と電流経路について説明する。図２８に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。図２９に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を放電するように流れる。また、図３０に示すとおり、半導体スイッチ７０２ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０１ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３を充電するように流れる。図３１に示すとおり、半導体スイッチ７０１ａ、８０１ａがオン、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａがオフの場合には、交流電流Ｉａｃは直流コンデンサ７０３をスルーするように流れる。これら４つの動作モードにおいて、半導体スイッチ４０２ａ、６０１ａは常時オンとする。このような４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ７０３の充放電制御を行う。

図４２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ１の位相範囲とθ２からθ３の位相範囲、すなわち位相範囲０〜θ１、位相範囲θ２〜θ３では、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２４の動作モードと図２５の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａを通り、半導体スイッチ６０１ａを介してインバータ回路４００へと入力される。このとき、図２４の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２５の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２４の動作モードでは直流コンデンサ４０３はスルーとなり、図２５の動作モードでは直流コンデンサ４０３は放電される。従って、図２４の動作モードと図２５の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、位相範囲θ１〜θ２、位相範囲θ３〜π／２では、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を入力する。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２６の動作モードと図２７の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、半導体スイッチ５０１ａを介してインバータ回路４００へ入力され、交流電源１へと回生される。交流電源１からの電流は半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａを介して平滑コンデンサ１０へと流れる。このとき、インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ４＊−Ｖａｃ）を出力して、図２６の動作モードと図２７の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１にインバータ回路４００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路４００では、図２６の動作によって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２７の動作によって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２６の動作モードでは、直流コンデンサ４０３は充電され、図２７の動作モードでは、直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、図２６の動作モードと図２７の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ１ｎの位相範囲とθ２ｎからθ３ｎの位相範囲、すなわち位相範囲π〜（π＋θ１ｎ）、位相範囲（π＋θ２ｎ）〜（π＋θ３ｎ）では、半導体スイッチ９０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２８の動作モードと図２９の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、交流電源１に戻る。このとき、図２８の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２９の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２８の動作モードでは直流コンデンサ７０３はスルーとなり、図２９の動作モードでは直流コンデンサ７０３は放電される。従って、図２８の動作モードと図２９の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４２に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、位相範囲（π＋θ１ｎ）〜（π＋θ２ｎ）、位相範囲（π＋θ３ｎ）〜３π／２の位相範囲では、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図３０の動作モードと図３１の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００から交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路７００は電圧（Ｖｃ５＊−Ｖａｃ）を出力して、図３０の動作モードと図３１の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路７００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路７００では、図３０の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図３１の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図３０の動作モードでは、直流コンデンサ７０３は充電され、図３１の動作モードでは、直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って、図３０の動作モードと図３１の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

このような、電力変換装置の力行動作や回生動作に関わらず、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合には、半導体スイッチ６０１ａのオン期間を調整することによって、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を一定電圧に保つことができる。また、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合には、半導体スイッチ９０１ａのオン期間を調整することによって、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５を一定電圧に保つことができる。

このような駆動方法における、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３との関係は、実施の形態１と同様に、式（１）のように表される。ただし、式（１）の目標電圧Ｖｃ２＊を目標電圧Ｖｃ３＊に置き換える必要がある。そして、電流制御の成立条件も、インバータ回路４００で電流制御を行う場合には、実施の形態３で説明した式（５）、式（６）、インバータ回路７００で電流制御を行う場合には、実施の形態３で説明した式（５）、式（６）を満たす必要がある。

上述した駆動方法において、電流制御の成立条件（式（５）〜式（８））を満たさない場合には、実施の形態２で説明した制御方法と同様に、電流制御をインバータ回路４００、７００から半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａに切り替えることによって、電流制御を継続することができる。

なお、力行動作における半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａによる電流制御、および回生動作時における、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのオン・オフによる電流制御については実施の形態３で説明したとおりである。また、インバータ回路４００、７００の出力制御についても実施の形態３で説明したとおりである。

次に、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａの出力制御であり、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を指令値Ｖｃ４＊に追従させる制御、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の電圧Ｖｃ５を指令値Ｖｃ５＊に追従させる制御、平滑コンデンサ１０のリプル電圧ΔＶｃ３を所定の目標値ΔＶｃ３＊に調整する制御について説明する。図４３は、制御回路１１による半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａの出力制御における制御ブロック図である。

まず、位相範囲０〜θ１におけるリプル電圧は式（２５）の通りに表され、位相範囲θ３〜π／２におけるリプル電圧は式（２６）の通りに表される。

式（２５）において、Ｐｌｏａｄは出力電力を表している。そして、目標とするΔＶｃ３＊からゲイン乗算器７９によって、電圧位相θ１に相当するｄｕｔｙ信号７９ａを演算する。ゲイン乗算器７９の定数は式（２７）から求めることができる。

式（２７）において、Ｐｌｏａｄは出力電力、Ｔ／４は１／４周期を表している。また、位相範囲０〜θ１における平滑コンデンサ７のリプル電圧と、位相範囲θ３〜π／２におけるリプル電圧が等しくなるように、ｄｕｔｙ信号７９ａからゲイン乗算器８０を用いて電圧位相θ３に相当するｄｕｔｙ信号８０ａを演算する。このゲイン乗算器８０でのｄｕｔｙ信号８０ａの導出は、式（２８）に示すように、電圧位相θ１と電圧位相θ３との関係式より、電圧位相θ３について求め、π／２で割ることで求める。なお、電圧位相θ１は位相範囲０〜θ１における平滑コンデンサ７のリプル電圧の目標値から一定値に定めても良い。

次に、設定された指令値Ｖｃ４＊と検出された直流電圧Ｖｃ４との差８１ａを減算器８１によって求める。指令値Ｖｃ４＊と直流電圧Ｖｃ４との差８１ａをフィードバック量として、力行回生選択装置８２により指令値Ｖｃ４＊と直流電圧Ｖｃ４との差８１ａの極性を定める。力行時には差８１ａを１倍とし、回生時には差８１ａを（−１）倍とする。極性を定めたフィードバック量８２ａをＰＩ制御器８３によってＰＩ制御し、その出力を電圧指令８３ａとする。電圧指令８３ａの増減極性を反転させるため、ゲイン乗算器８４を介した出力を電圧指令８４ａとする。電圧指令８４ａはθ２の電圧位相に相当するｄｕｔｙ信号であるため、常にθ１＜θ２＜θ３を満たす必要がある。従って、電圧指令８４ａに、ｄｕｔｙ信号７９ａを下限リミット、ｄｕｔｙ信号８０ａを上限リミットとしたＬＩＭＩＴ器８５を介して、電圧信号８５ａを生成する。これら３つの信号７９ａ、８０ａ、８５ａをゲート信号生成器９１においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号９１ａを生成する。

ゲート信号生成器９１におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波として用いて比較演算し、０〜ｄｕｔｙ信号７９ａの区間を位相範囲０〜θ１、ｄｕｔｙ信号７９ａ〜電圧信号８５ａの区間を位相範囲θ１〜θ２、電圧信号８５ａ〜ｄｕｔｙ信号８０ａの区間を位相範囲θ２〜θ３、ｄｕｔｙ信号８０ａ〜１の区間を位相範囲θ３〜π／２として、位相範囲０〜θ１と位相範囲θ２〜θ３でゲート信号９１ａをオン信号、位相範囲θ１〜θ２と位相範囲θ３〜π／２でゲート信号９１ａをオフ信号とする。

また、設定された指令値Ｖｃ５＊と検出された直流電圧Ｖｃ５との差８６ａを減算器８６によって求める。指令値Ｖｃ５＊と直流電圧Ｖｃ５との差８６ａをフィードバック量として、力行回生選択装置８７により指令値Ｖｃ５＊と直流電圧Ｖｃ５との差８６ａの極性を定める。力行時には差８６ａを１倍とし、回生時には差８６ａを（−１）倍とする。極性を定めたフィードバック量８７ａをＰＩ制御器８８によってＰＩ制御し、その出力を電圧指令８８ａとする。電圧指令８８ａの増減極性を反転させるため、ゲイン乗算器８９を介した出力を電圧指令８９ａとする。電圧指令８９ａはθ２の電圧位相に相当するｄｕｔｙ信号であるため、常にθ１＜θ２＜θ３を満たす必要がある。従って、電圧指令８９ａに、ｄｕｔｙ信号７９ａを下限リミット、ｄｕｔｙ信号８０ａを上限リミットとしたＬＩＭＩＴ器９０を介して、電圧信号９０ａを生成する。これら３つの信号７９ａ、８０ａ、９０ａをゲート信号生成器９２においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ９０１ａのゲート信号９２ａを生成する。

ゲート信号生成器９２におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波として用いて比較演算し、０〜ｄｕｔｙ信号７９ａの区間を位相範囲π〜θ１ｎ、ｄｕｔｙ信号７９ａ〜電圧信号９０ａの区間を位相範囲θ１ｎ〜θ２ｎ、電圧信号９０ａ〜ｄｕｔｙ信号８０ａの区間を位相範囲θ２ｎ〜θ３ｎ、ｄｕｔｙ信号８０ａ〜１の区間を位相範囲θ３ｎ〜３π／２として、位相範囲π〜θ１ｎと位相範囲θ２ｎ〜θ３ｎの区間でゲート信号９２ａをオン信号、位相範囲θ１ｎ〜θ２ｎと位相範囲θ３ｎ〜３π／２の区間でゲート信号９２ａをオフ信号とする。

半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態とし、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａをオン状態とする。ただし、半導体スイッチ５０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ５０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード５０１ｂに電流を流しても良い。同様に、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ９０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ８０１ａをオフ状態とし、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ８０１ａをオン状態とする。ただし、半導体スイッチ８０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ８０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード８０１ｂに電流を流しても良い。

次に、ゲート信号選択器９３にて、動作条件に応じて半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのゲート信号を選択する。図４４は、ゲート信号選択器９３の詳細機能について記した制御ブロック図である。ゲート信号選択器９３では、電圧情報９３ｂと力行・回生動作指令（力行／回生）とに応じて、入力信号９３ａの中から適切なゲート信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのゲート信号を生成する。

入力信号９３ａは、電流制御用ＰＷＭ信号、オン信号、オフ信号、および図４３に示した直流電圧Ｖｃ４、直流電圧Ｖｃ５をそれぞれ指令値Ｖｃ４＊、指令値Ｖｃ５＊に追従させるために演算した電圧指令に基づくゲート信号９１ａ、９２ａの５つの信号である。電圧情報９３ｂとしては、交流電圧の極性の判定と、式（５）〜式（８）の成立判定に必要な情報として、半導体スイッチ６０１、９０１ａのゲート信号ＧＳ２、交流電源１の交流電圧Ｖａｃ、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４、直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５、および平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を入力する。

まず、力行動作の場合について説明する。力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（５）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号９１ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（５）を満たさない場合には、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（６）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号６１ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（６）を満たさない場合には、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（７）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号９２ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（７）を満たさない場合には、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（８）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号９２ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（８）を満たさない場合には、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

次に、回生動作の場合について説明する。回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（５）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号９１ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（５）を満たさない場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを同期させてＰＷＭ制御する）。ここでは、半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（６）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号６１ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（６）を満たさない場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでも、半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（７）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号９２ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（７）を満たさない場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでは、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（８）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号６２ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（８）を満たさない場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでも、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

なお、力行動作しか行わない場合には、平滑コンデンサ１０の正側に接続される半導体スイッチ５０１ａ、８０１ａをダイオードに置換え、インバータ回路４００、７００の正側の半導体スイッチ４０１ａ、７０１ａをこのダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードに置換えてもよい。このような構成によって、ダイオードのリカバリ損失と導通損失とを最適化することができる。

本実施の形態では、以上のようにインバータ回路４００、７００を制御することによって、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を目標電圧Ｖｃ３＊に追従させ、平滑コンデンサ１０のリプル電圧ΔＶｃ３を目標電圧ΔＶｃ３＊に調整し、交流電源１からの入力力率を改善するように制御して出力し、インバータ回路４００、７００の交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖａｃに重畳する。

以上のような構成によって、ダイオード整流回路を用いずに、交流電圧を直流電圧に変換する機能、交流電源を高力率に制御する機能を実現することができ、実施の形態４、５の構成における特徴に加えて回生動作を実現することができる。また、交流電源１の交流電圧の極性に応じて、２つのインバータ回路４００、７００を切り替えて制御するので、直流コンデンサ４０３、７０３の電力負担期間を半減させることができ、これによって電力変換装置の適用箇所を拡大することができる。

実施の形態７．
実施の形態６では、半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａのオン位相を１／４周期で２回、オフ位相を２回設けて、平滑コンデンサ１０のリプル電圧ΔＶｃ３を調整していた。本実施の形態では、半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａのオン位相を１／４周期で２回、オフ位相を１回設けて、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３のリプル電圧ΔＶｃ２と、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３のリプル電圧ΔＶｃ３を調整する。なお、本実施の形態における回路構成は、実施の形態４における回路構成と同様である。

まず、このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ１０に直流電力を出力する動作について説明する。図４５は、電力変換装置の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００、７００の直流コンデンサ４０３、７０３の充放電を示す図である。図４５において、図４５（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図４５（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図４５（ｃ）は半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａのオン・オフの状態、図４５（ｄ）は半導体スイッチ９０１ａのオン・オフの状態、図４５（ｅ）は半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａのオン・オフの状態、図４５（ｆ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態、図４５（ｇ）は直流コンデンサ７０３の充放電の状態を示す。図４５（ｆ）および図４５（ｇ）において、矢印で示した範囲は充放電を行っていない期間である。図４５（ｂ）において、位相範囲０〜θ４が第１のオン期間、位相範囲θ４〜θ５の範囲が第１のオフ期間、位相範囲θ５〜π／２の範囲が第２のオン期間である。電圧位相θ４、θ５を設定することで、オン期間、オフ期間のそれぞれの期間の長さが決まる。

なお、出力段の平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図４５では、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊に制御されている状態を示す。本実施の形態では、実施の形態６と同様に、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａ、８０１ａ、９０１ａをオフとする。交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ８０１ａ、９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａをオフとする。

実施の形態６と同様に、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合、図１５〜図１８に示す４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。なお、インバータ回路７００側を流れる電流は、ダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂを経由して流れるが、半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａを適宜オン・オフして、半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａを経由して流れるように制御してもよい。

また、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性であるπ≦θ＜２πの場合も、実施の形態６と同様に、図１９〜図２２に示す４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。なお、インバータ回路４００側を流れる電流は、ダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂを経由して流れるが、半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａを適宜オン・オフして、半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａを経由して流れるように制御してもよい。

図４５に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ４の位相範囲とθ５からπ／２の位相範囲、すなわち位相範囲０〜θ４、位相範囲θ５〜π／２では、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１５の動作モードと図１６の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、インバータ回路４００からダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂ（または半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａ）を通り、交流電源１に戻る。このとき、図１５の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１６の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１５の動作モードでは直流コンデンサ４０３はスルーとなり、図１６の動作モードでは直流コンデンサ４０３は充電される。従って、図１５の動作モードと図１６の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４５に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、位相範囲θ４〜θ５では、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１７の動作モードと図１８の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路４００に入力され、インバータ回路４００から半導体スイッチ５０１ａを通り、平滑用コンデンサ１０を充電して、ダイオード９０１ｂ、ダイオード７０２ｂ（または半導体スイッチ９０１ａ、７０２ａ）を介して交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ４＊−Ｖａｃ）を出力して、図１７の動作モードと図１８の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路４００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路４００では、図１７の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図１８の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１７の動作モードでは、直流コンデンサ４０３は放電され、図１８の動作モードでは、直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、図１７の動作モードと図１８の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４５に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ４ｎの位相範囲、すなわち位相範囲π〜（π＋θ４ｎ）では、半導体スイッチ９０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図１９の動作モードと図２０の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００からダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂ（または半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａ）を通り、交流電源１に戻る。このとき、図１９の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２０の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図１９の動作モードでは直流コンデンサ７０３はスルーとなり、図２０の動作モードでは直流コンデンサ７０３は充電される。従って、図１９の動作モードと図２０の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４５に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、位相範囲（π＋θ４ｎ）〜位相範囲（π＋θ５ｎ）では、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２１の動作モードと図２２の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００から半導体スイッチ８０１ａを通り、平滑用コンデンサ１０を充電して、ダイオード６０１ｂ、ダイオード４０２ｂ（または半導体スイッチ６０１ａ、４０２ａ）を介して交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路７００は電圧（Ｖｃ５＊−Ｖａｃ）を出力して、図２１の動作モードと図２２の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路７００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路７００では、図２１の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２２の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２１の動作モードでは、直流コンデンサ７０３は放電され、図２２の動作モードでは、直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って図２１の動作モードと図２２の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、電力変換装置の回生動作、即ち交流電源１に交流電力を出力する動作について説明する。図４６は、電力変換装置の回生動作を説明する各部の波形とインバータ回路４００、７００の直流コンデンサ４０３、７０３の充放電を示す図である。図３２において、図４６（ａ）は交流電圧Ｖａｃの電圧波形、図４６（ｂ）は半導体スイッチ６０１ａのオン・オフの状態、図４６（ｃ）は半導体スイッチ４０１ａのオン・オフの状態、図４６（ｄ）は半導体スイッチ４０２ａのオン・オフの状態、図４６（ｅ）は半導体スイッチ９０１ａのオン・オフの状態、図４６（ｆ）は半導体スイッチ７０１ａのオン・オフの状態、図４６（ｇ）は半導体スイッチ７０２ａのオン・オフの状態、図４６（ｈ）は直流コンデンサ４０３の充放電の状態、図４６（ｉ）は直流コンデンサ７０３の充放電の状態を示す。図４６（ｈ）および図４６（ｉ）において、矢印で示した範囲は充放電を行っていない期間である。

なお、出力段の平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３は、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのピーク電圧Ｖｐより高く、図４６では、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３が一定の目標電圧Ｖｃ３＊に制御されている状態を示す。本実施の形態では、交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０２ａとをオン状態とし、半導体スイッチ８０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａとをオフとする。

交流電源１の交流電圧Ｖａｃの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ８０１ａ、９０１ａとインバータ回路７００を構成する半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａとを出力制御し、半導体スイッチ６０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０２ａとをオン状態とし、半導体スイッチ５０１ａとインバータ回路４００を構成する半導体スイッチ４０１ａをオフとする。

まず、交流電源１の電圧位相をθとし、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合における、４つの半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、５０１ａ、６０１ａの動作と電流経路について説明する。なお、実施の形態６と同様に、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である０≦θ＜πの場合、図２４〜図２７に示した４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ４０３の充放電制御を行うことができる。また、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性であるπ≦θ＜２πの場合、図２８〜図３１に示した４種類の動作モードを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、交流電源１の高力率制御と、直流コンデンサ７０３の充放電制御を行うことができる。

図４６に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ４の位相範囲とθ５からπ／２の位相範囲、すなわち位相範囲０〜θ４、位相範囲θ５〜π／２では、半導体スイッチ６０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２４の動作モードと図２５の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、交流電源１からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａを通り、半導体スイッチ６０１ａを介してインバータ回路４００へと入力される。このとき、図２４の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２５の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２４の動作モードでは直流コンデンサ４０３はスルーとなり、図２５の動作モードでは直流コンデンサ４０３は放電される。従って、図２４の動作モードと図２５の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４６に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性である場合、位相範囲θ４〜θ５では、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ５０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を入力する。そして、インバータ回路４００の半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２６の動作モードと図２７の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、半導体スイッチ５０１ａを介してインバータ回路４００へ入力され、交流電源１へと回生される。交流電源１からの電流は半導体スイッチ７０２ａ、９０１ａを介して平滑コンデンサ１０へと流れる。このとき、インバータ回路４００は、電圧（Ｖｃ４＊−Ｖａｃ）を出力して、図２６の動作モードと図２７の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１にインバータ回路４００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路４００では、図２６の動作によって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２７の動作によって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２６の動作モードでは、直流コンデンサ４０３は充電され、図２７の動作モードでは、直流コンデンサ４０３はスルーされる。従って、図２６の動作モードと図２７の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路４００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ４０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４６に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、交流電源１の交流電圧Ｖａｃのゼロクロス位相からθ４ｎの位相範囲とθ５ｎから３π／２の位相範囲、すなわち位相範囲π〜（π＋θ４ｎ）、位相範囲（π＋θ５ｎ）〜３π／２ｎでは、半導体スイッチ９０１ａをオン状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ１０をバイパスさせる。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図２８の動作モードと図２９の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、交流電源１に戻る。このとき、図２８の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図２９の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図２８の動作モードでは直流コンデンサ７０３はスルーとなり、図２９の動作モードでは直流コンデンサ７０３は放電される。従って、図２８の動作モードと図２９の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を放電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

次に、図４６に示すとおり、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性である場合、位相範囲（π＋θ４ｎ）〜（π＋θ５ｎ）では、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態、図示していないが半導体スイッチ８０１ａがオン状態として、平滑コンデンサ１０へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路７００の半導体スイッチ７０１ａ、７０２ａを交互にオン・オフするＰＷＭ制御を行う（図３０の動作モードと図３１の動作モードとを交互に行う）。

このような制御によって、平滑コンデンサ１０からの電流は正側リアクトル２および負側リアクトル３にて限流され、インバータ回路７００に入力され、インバータ回路７００から交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路７００は電圧（Ｖｃ５＊−Ｖａｃ）を出力して、図３０の動作モードと図３１の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源１の交流電圧Ｖａｃにインバータ回路７００の出力電圧を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｃ３＊が得られるように平滑コンデンサ１０の電圧Ｖｃ３を制御する。

インバータ回路７００では、図３０の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３が励磁され、図３１の動作モードによって正側リアクトル２および負側リアクトル３の励磁がリセットされる。また、図３０の動作モードでは、直流コンデンサ７０３は充電され、図３１の動作モードでは、直流コンデンサ７０３はスルーされる。従って、図３０の動作モードと図３１の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路７００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ７０３を充電させ、かつ交流電源１の高力率制御を行うことができる。

このような、電力変換装置の力行動作や回生動作に関わらず、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合には、半導体スイッチ６０１ａのオン期間を調整することによって、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を一定電圧に保つことができる。また、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合には、半導体スイッチ９０１ａのオン期間を調整することによって、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５を一定電圧に保つことができる。

さらに、交流電圧Ｖａｃのピーク位相（π／２、３π／２）において、半導体スイッチ６０１ａ，９０１ａのオン期間を新たに設けることで、最も電力が大きい位相条件で、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３と、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３に新たな充電期間を設けることができ、直流コンデンサ４０３のリプル電圧ΔＶｃ２と、直流コンデンサ７０３のリプル電圧ΔＶｃ３を減らすことができる。また、交流電圧Ｖａｃのピーク位相における半導体スイッチ６０１ａ，９０１ａのオン期間幅を調整することで、直流コンデンサ４０３のリプル電圧ΔＶｃ２と、直流コンデンサ７０３のリプル電圧ΔＶｃ３を調整することができる。

このような駆動方法における、交流電源１の交流電圧Ｖａｃと、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３との関係は、実施の形態１と同様に、式（１）のように表される。ただし、式（１）の目標電圧Ｖｃ２＊を目標電圧Ｖｃ３＊に置き換える必要がある。そして、電流制御の成立条件も、インバータ回路４００で電流制御を行う場合には、実施の形態３で説明した式（５）、式（６）、インバータ回路７００で電流制御を行う場合には、実施の形態３で説明した式（５）、式（６）を満たす必要がある。

上述した駆動方法において、電流制御の成立条件（式（５）〜式（８））を満たさない場合には、実施の形態２で説明した制御方法と同様に、電流制御をインバータ回路４００、７００から半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａに切り替えることによって、電流制御を継続することができる。

インバータ回路４００、７００の制御は実施の形態６と同様であり、インバータ回路を構成する半導体スイッチ４０１ａ、４０２ａ、７０１ａ、７０２ａの出力制御によって、平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を目標電圧Ｖｃ３＊に維持し、また、交流電源１の力率が力行時には概１、回生時には概（−１）になるように交流電流Ｉａｃを制御する。

次に、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａの出力制御であり、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４を指令値Ｖｃ４＊に追従させる制御、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３のリプル電圧ΔＶｃ４を所定の目標値ΔＶｃ４＊に調整する制御、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３の電圧Ｖｃ５を指令値Ｖｃ５＊に追従させる制御、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３のリプル電圧ΔＶｃ５を所定の目標値ΔＶｃ５＊に調整する制御について説明する。図４７は、制御回路１１による半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａの出力制御における制御ブロック図である。

まず、位相範囲θ５〜π／２におけるリプル電圧は式（２９）の通りに表される。

そして、目標とする所定の目標値ΔＶｃ５＊からゲイン乗算器１０４によって、電圧位相θ５に相当するｄｕｔｙ信号１０４ａを演算する。ゲイン乗算器１０４の定数は式（３０）から一意に求める。

次に、設定された指令値Ｖｃ４＊と検出された直流電圧Ｖｃ４との差１０５ａを減算器１０５によって求める。指令値Ｖｃ４＊と直流電圧Ｖｃ４との差１０５ａをフィードバック量として、力行回生選択装置１０６により指令値Ｖｃ４＊と直流電圧Ｖｃ４との差１０５ａの極性を定める。力行時には１倍、回生時には（−１）倍とする。極性を定めたフィードバック量１０６ａをＰＩ制御器１０７によってＰＩ制御した出力を電圧指令１０７ａとする。電圧指令１０７ａは電圧位相θ４に相当するｄｕｔｙ信号であるため、常にθ４＜θ５を満たす必要がある。従って、電圧指令１０７ａに、ｄｕｔｙ信号１０４ａを上限リミットとしたＬＩＭＩＴ器１０８を介して、電圧信号１０８ａを生成する。これら２つの信号１０４ａ、１０８ａをゲート信号生成器１０９においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ６０１ａのゲート信号１０９ａを生成する。

ゲート信号生成器１０９におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波に用いて比較演算し、０〜電圧信号１０８ａの区間を位相範囲０〜θ４、電圧信号１０８ａ〜ｄｕｔｙ信号１０４ａの区間を位相範囲θ４〜θ５、ｄｕｔｙ信号１０４ａ〜１の区間を位相範囲θ５〜π／２とする。そして、ゲート信号１０９ａは位相範囲０〜θ４と位相範囲θ５〜π／２の区間でオン信号、位相範囲θ４〜θ５の区間でオフ信号とする。

また、位相範囲（π＋θ５ｎ）〜π／２におけるリプル電圧は式（３１）の通りに表される。

そして、目標とする所定の目標値ΔＶｃ５＊からゲイン乗算器１１０によって、θ５ｎに相当するｄｕｔｙ信号１１０ａを演算する。ゲイン乗算器１１０の定数は式（３２）から一意に求める。

次に、設定された指令値Ｖｃ５＊と検出された直流電圧Ｖｃ５との差１１１ａを減算器１１１によって求める。指令値Ｖｃ５＊と直流電圧Ｖｃ５との差１１１ａをフィードバック量として、力行回生選択装置１１２により指令値Ｖｃ５＊と直流電圧Ｖｃ５との差１１１ａの極性を定める。力行時には１倍、回生時には（−１）倍とする。極性を定めたフィードバック量１１２ａをＰＩ制御器１１３によってＰＩ制御した出力を電圧指令１１３ａとする。電圧指令１１３ａは電圧位相θ４ｎに相当するｄｕｔｙ信号であるため、常にθ４ｎ＜θ５ｎを満たす必要がある。従って、電圧指令１１３ａに、ｄｕｔｙ信号１１０ａを上限リミットとしたＬＩＭＩＴ器１１４を介して、電圧信号１１４ａを生成する。２つの信号１１０ａ、１１４ａをゲート信号生成器１１５においてＰＷＭ制御に対応した半導体スイッチ９０１ａのゲート信号１１５ａを生成する。

ゲート信号生成器１１５におけるＰＷＭ制御では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源周期三角波ＴＷＡＣ）をキャリア波に用いて比較演算し、０〜ｄｕｔｙ信号１１４ａの区間を位相範囲π〜（π＋θ４ｎ）、ｄｕｔｙ信号１１４ａ〜ｄｕｔｙ信号１１０ａの区間を位相範囲（π＋θ４ｎ）〜（π＋θ５ｎ）、ｄｕｔｙ信号７０ａ〜１の区間を位相範囲（π＋θ５ｎ）〜３π／２とする。そして、ゲート信号７５ａは、位相範囲π〜（π＋θ４ｎ）と位相範囲（π＋θ５ｎ）〜３π／２の区間でオン信号、位相範囲（π＋θ４ｎ）〜（π＋θ５ｎ）の区間でオフ信号とする。

半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ６０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａをオフ状態とし、半導体スイッチ６０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ５０１ａをオン状態とする。ただし、半導体スイッチ５０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ５０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード５０１ｂに電流を流しても良い。同様に、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。すなわち、半導体スイッチ９０１ａがオン状態の場合には、半導体スイッチ８０１ａはオフ状態とし、半導体スイッチ９０１ａがオフ状態の場合には、半導体スイッチ８０１ａはオン状態とする。ただし、半導体スイッチ８０１ａは、常にエミッタからコレクタへ電流が流れるため、半導体スイッチ８０１ａをオフして、逆並列接続されたダイオード８０１ｂに電流を流しても良い。

次に、ゲート信号選択器１１６にて、動作条件に応じて半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのゲート信号を選択する。図４８は、ゲート信号選択器１１６の詳細機能について記した制御ブロック図である。ゲート信号選択器１１６では、電圧情報１１６ｂと力行・回生動作指令（力行／回生）とに応じて、入力信号１１６ａの中から適切なゲート信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａ、８０１ａ、９０１ａのゲート信号を生成する。

入力信号１１６ａは、電流制御用ＰＷＭ信号、オン信号、オフ信号、および図４７に示した直流電圧Ｖｃ４、直流電圧Ｖｃ５をそれぞれ指令値Ｖｃ４＊、指令値Ｖｃ５＊に追従させるために演算した電圧指令に基づくゲート信号１０９ａ、１１５ａの５つの信号である。電圧情報１１６ｂとしては、交流電圧の極性の判定と、式（５）〜式（８）の成立判定に必要な情報として、半導体スイッチ６０１ａ、９０１ａのゲート信号ＧＳ２、交流電源１の交流電圧Ｖａｃ、直流コンデンサ４０３の直流電圧Ｖｃ４、直流コンデンサ７０３の直流電圧Ｖｃ５、および平滑コンデンサ１０の直流電圧Ｖｃ３を入力する。

まず、力行動作の場合について説明する。力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（５）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１０９ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（５）を満たさない場合には、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（６）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１０９ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（６）を満たさない場合には、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（７）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１１５ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（７）を満たさない場合には、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

また、力行動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（８）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１１５ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。式（８）を満たさない場合には、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号として電流制御用ＰＷＭ信号を選択し、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択する。

次に、回生動作の場合について説明する。回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（５）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１０９ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（５）を満たさない場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する（半導体スイッチ５０１ａ、６０１ａを同期させてＰＷＭ制御する）。ここでは、半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが正極性の場合であって、式（６）を満たす場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１０９ａを選択する。そして、半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（６）を満たさない場合には、半導体スイッチ５０１ａおよび半導体スイッチ６０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでも、半導体スイッチ５０１ａは、半導体スイッチ６０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ８０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（７）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１１５ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（１９）を満たさない場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでは、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

また、回生動作時において、交流電源１の交流電圧Ｖａｃが負極性の場合であって、式（８）を満たす場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａのゲート信号としてＰＷＭ信号であるゲート信号１１５ａを選択する。そして、半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。式（１９）を満たさない場合には、半導体スイッチ８０１ａおよび半導体スイッチ９０１ａには電流制御用ＰＷＭ信号を選択する。ここでも、半導体スイッチ８０１ａは、半導体スイッチ９０１ａと逆極性となるように動作させる。半導体スイッチ５０１ａのゲート信号としてオフ信号を選択し、半導体スイッチ６０１ａのゲート信号としてオン信号を選択する。

なお、力行動作しか行わない場合には、平滑コンデンサ１０の正側に接続される半導体スイッチ５０１ａ、８０１ａをダイオードに置換え、インバータ回路４００、７００の正側の半導体スイッチ４０１ａ、７０１ａをこのダイオードよりも高周波駆動時の損失が小さい高周波ダイオードに置換えてもよい。このような構成によって、ダイオードのリカバリ損失と導通損失とを最適化することができる。

本実施の形態では、実施の形態３の構成における特徴に加えて、インバータ回路４００の直流コンデンサ４０３のリプル電圧ΔＶｃ４と、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０３のリプル電圧ΔＶｃ５を調整することができ、電力変換装置の動作電圧範囲を拡大できるほか、コンデンサへ流入するリプル電流を高周波化することでコンデンサの寿命を延ばすことができる。さらに、リプル電圧ΔＶｃ４、ΔＶｃ５を減少させた分だけ、必要なコンデンサ容量、並列数を低減することができ、電力変換装置の小型化を達成することができる。

なお、全ての実施の形態において、インバータ回路４００、７００を構成する正側の半導体スイッチ４０１ａ、７０１ａに高周波駆動用のＭＯＳＦＥＴを用い、インバータ回路４００、７００の正側の半導体スイッチ４０１ａ、７０１ａと平滑コンデンサ７、１０の正側Ｐ２との間に接続される半導体スイッチ５０１ａ、８０１ａには低周波駆動用のＩＧＢＴを用いてもよい。このような構成によって、半導体スイッチ４０１ａ、７０１ａと半導体スイッチ５０１ａ、８０１ａのスイッチング損失と導通損失とを最適化することができる。

この場合、低周波駆動用のＩＧＢＴを珪素によって形成し、高周波駆動用のＭＯＳＦＥＴを珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。また、低周波駆動用のダイオードを珪素によって形成し、高周波駆動用の高周波ダイオードを珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチは、高周波駆動時の電力損失が低いため、高周波駆動用のＭＯＳＦＥＴの高効率化が可能である。一方、低周波駆動用のＩＧＢＴについては、高周波駆動を行わないので、珪素によって形成しても電力変換装置全体としての電力損失に大きな影響を与えることはない。一般的に、ワイドバンドギャップ半導体によって形成した半導体スイッチは、珪素によって形成した半導体スイッチに比べて高価であるが、このように、電力損失が大きくなる半導体スイッチを優先してワイドバンドギャップ半導体によって形成することによって、電力変換装置の装置価格を抑えることができる。

また、ワイドバンドギャップ半導体を適用した半導体スイッチは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、半導体スイッチの小型化が可能であり、これら小型化された半導体スイッチを用いることによって、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

１ 交流電源、２，３ 主回路リアクトル、７，１０ 平滑コンデンサ、８，１１ 制御回路、１０１，１０２ 、２００ ダイオード整流回路、４００，７００ インバータ回路、４０１ａ，４０２ａ，５０１ａ，６０１ａ，７０１ａ，７０２ａ，８０１ａ，９０１ａ 半導体スイッチ、４０１ｂ，４０２ｂ，５０１ｂ，６０１ｂ，７０１ｂ，７０２ｂ，８０１ｂ，９０１ｂ ダイオード、４０３，７０３ 直流コンデンサ。

Claims (18)

1. 交流電源からの入力を整流する整流回路と、
   前記整流回路の直流出力の正側母線に接続されるリアクトルと、
   第１の半導体素子、第２の半導体素子、および直流コンデンサによって構成され、前記第１の半導体素子と前記第２の半導体素子との接続点が前記リアクトルに接続されるハーフブリッジ型のインバータ回路と、
   出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記インバータ回路の正側の前記第１の半導体素子と前記平滑コンデンサの正側との間に接続される第３の半導体素子と、
   前記インバータ回路の負側の前記第２の半導体素子と前記平滑コンデンサの負側との間に接続される第４の半導体素子と、
   前記第１から第４の半導体素子を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記直流コンデンサの直流電圧が前記直流コンデンサの目標電圧に追従するように前記第４の半導体素子のオンオフを制御するとともに、
   前記平滑コンデンサの直流電圧が前記平滑コンデンサの目標電圧に追従し、前記交流電源からの入力力率を調整するように前記第２の半導体素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 交流電源の正側母線に挿入される正側リアクトルと、
   前記交流電源の負側母線に挿入される負側リアクトルと、
   第１の半導体素子、第２の半導体素子、および第１の直流コンデンサによって構成され、前記第１の半導体素子と前記第２の半導体素子との接続点が前記正側リアクトルに接続されるハーフブリッジ型の第１のインバータ回路と、
   第５の半導体素子、第６の半導体素子、および第２の直流コンデンサによって構成され、前記第５の半導体素子と前記第６の半導体素子との接続点が前記負側リアクトルに接続されるハーフブリッジ型の第２のインバータ回路と、
   出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記第１のインバータ回路の正側の前記第１の半導体素子と前記平滑コンデンサの正側との間に接続される第３の半導体素子と、
   前記第１のインバータ回路の負側の前記第２の半導体素子と前記平滑コンデンサの負側と
   の間に接続される第４の半導体素子と、
   前記第２のインバータ回路の正側の前記第５の半導体素子と前記平滑コンデンサの正側との間に接続される第７の半導体素子と、
   前記第２のインバータ回路の負側の前記第６の半導体素子と前記平滑コンデンサの負側との間に接続される第８の半導体素子と、
   前記第１から第８の半導体素子を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記第１の直流コンデンサおよび前記第２の直流コンデンサのそれぞれの直流電圧がそれぞれの目標電圧に追従するように前記第４の半導体素子および前記第８の半導体素子のオンオフを制御するとともに、
   前記平滑コンデンサの直流電圧が前記平滑コンデンサの目標電圧に追従し、前記交流電源からの入力力率を調整するように前記第１の半導体素子、前記第２の半導体素子、前記第５の半導体素子、および前記第６の半導体素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の極性に応じて、前記第１のインバータ回路の前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子をオンオフする制御と、前記第２のインバータ回路の前記第５の半導体素子および前記第６の半導体素子をオンオフする制御とを切り替え、前記平滑コンデンサの直流電圧を前記平滑コンデンサの目標電圧に追従させ、前記交流電源からの入力力率を調整することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する制御を行うことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、力行動作時には前記直流コンデンサを充電するように前記第１から第８の半導体素子のオンオフを制御し、回生動作時には前記直流コンデンサを放電するように前記第１から第８の半導体素子のオンオフを制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の１／４周期に１回、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子のオンオフを切り替えるように制御することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の１／４周期に複数回、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子のオンオフを切り替えるように制御することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の１／４周期に前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子に対して第１のオン期間、第１のオフ期間、第２のオン期間、第２のオフ期間を設定し、前記直流コンデンサの直流電圧が前記直流コンデンサの目標電圧に追従するように前記第１のオフ期間と前記第２のオン期間とを設定し、前記平滑コンデンサのリプル電圧が目標値に追従するように前記第１のオン期間と前記第２のオフ期間とを設定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、前記第１のオン期間の長さを、前記平滑コンデンサのリプル電圧の目標値に基づいて設定し、前記第１のオン期間における前記平滑コンデンサのリプル電圧と前記第２のオフ期間における前記平滑コンデンサのリプル電圧とが等しくなるように前記第２のオフ期間の長さを設定することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の１／４周期に前記平滑コンデンサの負側に接
    続される前記第４の半導体素子に対して第１のオン期間、第１のオフ期間、第２のオン期間を設定し、前記直流コンデンサの直流電圧が前記直流コンデンサの目標電圧に追従するように前記第１のオン期間と前記第１のオフ期間とを設定し、前記平滑コンデンサのリプル電圧が目標値に追従するように前記第２のオン期間を設定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
11. 前記制御回路は、前記第２のオン期間の長さを、前記平滑コンデンサのリプル電圧の目標値に基づいて設定することを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧のゼロクロス位相を含む予め定めた位相範囲でのみオンとなるように前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子のオンオフを制御し、前記平滑コンデンサをバイパスして前記直流コンデンサを充電することを特徴とする請求項１から１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記制御回路は、前記交流電源の交流電圧の予め定めた位相範囲で、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオンとなるオン期間の長さを設定し、前記直流コンデンサを予め定めた電圧に調整することを特徴とする請求項１から１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオンの場合には、前記交流電源の交流電圧の逆極性となる電圧を補正電圧とし、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオフの場合には、前記平滑コンデンサの直流電圧と前記交流電源の交流電圧との差電圧を補正電圧とし、前記インバータ回路の電圧指令に対して前記補正電圧を加算するフィードフォワード制御によって前記インバータ回路を構成する前記第２の半導体素子のオンオフを制御することを特徴とする請求項１から１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの直流電圧の目標電圧を、前記直流コンデンサの直流電圧より常に高く設定することを特徴とする請求項１から１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオン設定の期間内で、前記交流電源の交流電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高くなる場合には、前記インバータ回路の負側の前記第２の半導体素子をオフに固定し、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子をＰＷＭ制御し、前記平滑コンデンサの直流電圧を前記平滑コンデンサの目標電圧に追従させ、前記交流電源からの入力力率を調整することを特徴とする請求項１から１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオフ設定の期間内で、前記平滑コンデンサの直流電圧と前記交流電源の交流電圧との差電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高くなる場合には、前記インバータ回路の負側の前記第２の半導体素子をオンに固定し、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子をＰＷＭ制御し、前記平滑コンデンサの直流電圧を前記平滑コンデンサの目標電圧に追従させ、前記交流電源からの入力力率を調整することを特徴とする請求項１から１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
18. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオン設定の期間内で、前記交流電源の交流電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高くなる場合、または、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子がオフ設定の期間内で、前記平滑コンデンサの直流電圧と前記交流電源の交流電圧との差電圧が前記
    直流コンデンサの直流電圧よりも高くなる場合には、前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第４の半導体素子と前記インバータ回路の負側に接続される前記第２の半導体素子とを同期させてＰＷＭ制御し、前記平滑コンデンサの直流電圧を前記平滑コンデンサの目標電圧に追従させ、前記交流電源からの入力力率を調整することを特徴とする請求項１から１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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