JP6113248B1

JP6113248B1 - 電力変換装置

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Publication number: JP6113248B1
Application number: JP2015208548A
Authority: JP
Inventors: 隆志金山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-10-23
Filing date: 2015-10-23
Publication date: 2017-04-12
Anticipated expiration: 2035-10-23
Also published as: JP2017085691A

Abstract

【課題】適切なタイミングにて入力電流制御を行う半導体スイッチの切り替えを実施し、精度良く入力電流制御演算を実施することにより、入力電流の制御性改善が可能な電力変換装置を得る。【解決手段】制御部（制御回路）１０ａは、予め設定した電圧条件に応じてコンバータ回路１００をＰＷＭ制御に切り替える期間を設けて入力電流の力率が１となるように制御し、電圧条件に対して電圧補正値を加えてコンバータ回路１００のＰＷＭ制御への切り替えを判定する。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング制御によって交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

特許文献１に示される電力変換装置では、交流電源からの入力を整流する整流回路と、第１および第２の半導体スイッチ素子と直流コンデンサによって構成され、第1および第2の半導体スイッチ素子の接続点が整流回路の正側の出力に接続されるハーフブリッジ型のインバータ回路と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、インバータ回路の正側の第1の半導体スイッチ素子と平滑コンデンサの正側との間に接続される第３の半導体スイッチと、インバータ回路の負側の第２の半導体スイッチ素子と平滑コンデンサの負側との間に接続される第４の半導体スイッチと、第１〜第４の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御回路を備えており、制御回路は直流コンデンサの直流電圧が目標電圧に追従するように第４の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に、平滑コンデンサの電圧が目標電圧に追従し、交流電源からの入力力率が！となるように、各電圧値を用いた演算によって第１および第２の半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御する。
また、インバータ回路による入力電流制御が継続できる電圧条件式を満足できない場合は、第４の半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御へ切り替えることで、直流コンデンサの電圧を制御しつつ、広い入出力電圧範囲で入力電流制御が可能となる技術が検討されている。

また、特許文献２に示される電力変換装置では、複数の半導体スイッチ素子および直流コンデンサを有し、交流電源の第１の端子に直列接続されるインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子を有し、一方の交流端子がインバータ回路に直列接続され、他方の交流端子が交流電源の第２の端子に接続され、直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、直流母線間に接続されコンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、インバータ回路の直流コンデンサの電圧を設定された電圧指令値に追従させ、平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させ、交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、インバータ回路およびコンバータ回路を制御する制御回路を備えており、制御回路はコンバータ回路の交流端子間を継続的に短絡させる期間と、継続的に開放させる期間とを有して直流コンデンサの電圧を指令値に追従させると共に、平滑コンデンサの電圧が目標電圧に追従し、交流電源からの入力力率が1となるように、各電圧値を用いた演算によってインバータ回路の複数の半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御する。
また、インバータ回路による入力電流制御が継続できる電圧条件式を満足できない場合は、コンバータ回路をＰＷＭ制御へ切り替えることで、直流コンデンサの電圧を制御しつつ、広い入出力電圧範囲で入力電流制御が可能となる技術が検討されている。

国際公開ＷＯ２０１４／０１３６３３号特許第５６３１４９９号公報

従来の電力変換装置において、インバータ回路による入力電流制御とコンバータ回路のＰＷＭ制御による入力電流制御の切り替えを行う電圧条件は入力電流制御の継続可能な境界条件となっており、理想的には制御の切り替えにより入力電流制御が連続的に継続されるが、実際には電圧のセンシング誤差や制御遅延を生じるため、制御切り替え前後の期間において入力電流制御が不可能な電圧条件での動作となり、入力電流に歪みを生じてしまう。特に入力電圧および入力電流が交流であるため、制御切り替えタイミングに誤差を生じ易く、入力電流が大きく歪む要因となる。
また、上記のような電圧のセンシング誤差および制御遅延による誤差により、入力電流制御の演算においても誤差を生じ、入力電流に歪みを生じていた。

本発明は上記のような問題点を解消するために成されたものであって、電圧のセンシング誤差や制御遅延により生じる誤差を加味した補正を行うことにより、適切なタイミングにて入力電流制御を行う半導体スイッチの切り替えを実施し、精度良く入力電流制御演算を実施することにより、入力電流の制御性改善が可能な電力変換装置を提供することを目的とするものである。

本発明の係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチと直流コンデンサを有するインバータ回路と、複数の半導体スイッチから成るコンバータ回路と、直流母線に接続されて前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、入力として接続される交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出器と、平滑コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、直流コンデンサの電圧を検出する第３の電圧検出器と、インバータ回路の直流コンデンサの電圧を直流電圧目標に追従させると共に、平滑コンデンサの電圧を出力電圧目標に追従させ、交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する制御部を備え、インバータ回路とコンバータ回路は直流母線と交流電源の間に直列接続されており、制御部は、平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、コンバータ回路の直流出力を継続して平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するようコンバータ回路を制御し、短絡期間および開放期間においてインバータ回路をＰＷＭ制御する電力変換装置において、制御部は、インバータ回路の直流コンデンサの電圧に基づいて設定した電圧条件に応じてコンバータ回路をＰＷＭ制御に切り替える期間を設けて入力電流の力率が１となるように制御し、電圧条件に対して電圧補正値を加えてコンバータ回路のＰＷＭ制御への切り替えを判定するものである。

本発明の電力変換装置によれば、インバータ回路のＰＷＭ制御により実施していた入力電流制御を、コンバータ回路のＰＷＭ制御を用いた入力電流制御へ切り替えることより、インバータ回路の直流コンデンサの電圧を目標値に追従させつつ広い入出力電圧範囲にて入力電流制御を成立させ、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することによって入力電流制御が不可能な電圧条件にて動作する期間を少なくすることで入力電流の制御性を改善できる。
また、入力電流の制御演算に用いている電圧に対して電圧補正値を加えて演算実施することにより、入力電流の制御性を改善できる。

本発明の第１の実施の形態における電力変換装置構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態における電力変換装置動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第１の実施の形態における電力変換装置各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサの充放電状態とを示す図である。本発明の第１の実施の形態における電力変換装置のコンバータ回路による電流制御を含んだ各部の波形と直流コンデンサの充放電状態と平滑コンデンサの充放電状態とを示す図である。本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の制御回路の構成を示すブロック図である。本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の制御回路の動作判定器を示すブロック図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の構成を示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の交流電圧正極性での力行動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の交流電圧負極性での力行動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の力行時の各部の波形と直流コンデンサの充放電状態とを示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の交流電圧正極性での回生動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の交流電圧負極性での回生動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の回生時の各部の波形と直流コンデンサの充放電状態とを示す図である。本発明の第２の実施の形態における電力変換装置のコンバータ回路による電流制御を含んだ力行・回生時の各部の波形と直流コンデンサの充放電状態と平滑コンデンサの充放電状態を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置力行動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の回生動作を説明するための主回路の電流経路を示す図である。本発明の第３の実施の形態におけるインバータ回路の電流経路を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の昇圧動作での力行・回生時の各部の波形と直流コンデンサの充放電状態と平滑コンデンサの充放電状態を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の降圧動作での力行・回生時の各部の波形と直流コンデンサの充放電状態と平滑コンデンサの充放電状態を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置のコンバータ回路による電流制御を含んだ昇圧動作での力行・回生時の各部の波形と直流コンデンサの充放電状態と平滑コンデンサの充放電状態を示す図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の制御回路の構成を示すブロック図である。本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の制御回路の動作判定器を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置１０００の構成を示す図である。電力変換装置１０００は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力する主回路５００と、制御部である制御回路１０ａとを備えて構成される。主回路５００は、交流電源１からの入力である交流電圧を整流するダイオードブリッジ４と、限流回路を構成するリアクトル２と、ハーフブリッジ型のインバータ回路１００と、コンバータ回路２００と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ３とを備える。

交流電源１は、電力変換装置１０００の第１の入力端子ｔ１と第２の入力端子ｔ２との間に接続される。第１の入力端子ｔ１および第２の入力端子ｔ２は、ダイオードブリッジ４に接続される。ダイオードブリッジ４の一方の出力端子は、リアクトル２に接続される。リアクトル２は、ハーフブリッジ型のインバータ回路１００に直列に接続される。

インバータ回路１００は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの２個の半導体スイッチ素子（第１の半導体スイッチに相当）１０１ａ、半導体スイッチ素子(第２の半導体スイッチに相当)１０２ａと、直流コンデンサ１０３とによって構成されるハーフブリッジ型のインバータである。半導体スイッチ素子１０１ａがインバータ回路１００の正電位側の半導体スイッチ素子であり、半導体スイッチ素子１０２ａがインバータ回路１００の負電位側の半導体スイッチ素子である。半導体スイッチ素子１０１ａと半導体スイッチ素子１０２ａとは、直列に接続され、その接続点（交流側端子）がリアクトル２に接続されている。

また、半導体スイッチ素子１０１ａのドレインと、半導体スイッチ素子１０２ａのソースには、それぞれ直流コンデンサ１０３の正極および負極が接続されている。半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード１０１ｂ、１０２ｂが逆並列に接続されている。以下の説明において、ダイオード１０１ｂ、１０２ｂを区別して示す場合には、第１ダイオード１０１ｂ、第２ダイオード１０２ｂという。第１ダイオード１０１ｂおよび第２ダイオード１０２ｂは、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａにそれぞれ内蔵された構成であってもよい。また、半導体スイッチ素子１０１ａを省略して、第１ダイオード１０１ｂのみで構成してもよい。

コンバータ回路２００は、ＭＯＳＦＥＴなどの２個の半導体スイッチ素子（第３の半導体スイッチに相当）２０１ａ、半導体スイッチ素子（第４の半導体スイッチに相当）２０２ａによって構成されるハーフブリッジ型のコンバータである。半導体スイッチ素子２０１ａは、インバータ回路１００の正電位側の半導体スイッチ素子１０１ａと平滑コンデンサ３の正極側の直流母線３ａとの間に接続されている。半導体スイッチ素子２０２ａは、インバータ回路１００の負電位側の半導体スイッチ素子１０２ａと平滑コンデンサ３の負極側の直流母線３ｂとの間に接続されている。平滑コンデンサ３の負極側の直流母線３ｂは、ダイオードブリッジ４の他方の出力端子に直接接続されている。

半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード２０１ｂ、２０２ｂが逆並列に接続されている。以下の説明において、ダイオード２０１ｂ、２０２ｂを区別して示す場合には、第１ダイオード２０１ｂ、第２ダイオード２０２ｂという。第１ダイオード２０１ｂおよび第２ダイオード２０２ｂは、半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａにそれぞれ内蔵された構成であってもよい。また、半導体スイッチ素子２０１ａを省略して、第１ダイオード２０１ｂのみで構成してもよい。

半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａは、ＭＯＳＦＥＴ以外にも、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor；略称：ＩＧＢＴ）などを用いてもよく、その場合も、それぞれダイオード１０１ｂ、１０２ｂ、２０１ｂ、２０２ｂを逆並列に接続した構成とする。

また、図示は省略するが、電力変換装置１０００は、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂを測定する電圧計（第３の電圧検出器に相当）、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを測定する電圧計（第２の電圧検出器に相当）、交流電源１からの交流電圧Ｖｉｎを測定する電圧計（第１の電圧検出器に相当）、および交流電源１からの交流電流Ｉｉｎを測定する電流計を備えている。

制御回路１０ａは、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂと、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃと、電力変換装置１０００の入力端子ｔ１、ｔ２間に印加される交流の入力電圧Ｖｉｎと、交流電流Ｉｉｎとに基づいて、インバータ回路１００およびコンバータ回路２００の出力制御を行う。具体的には、制御回路１０ａは、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊になるように、また、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎの力率がほぼ「１」となるように、さらに直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂが一定の目標電圧（電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊）となるように、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａと、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａに与えるゲート信号１１、１２を生成して、インバータ回路１００およびコンバータ回路２００の出力制御を行う。

さらに具体的には、制御回路１０ａは、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂが直流コンデンサ１０３の電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊に追従するように、半導体スイッチ素子２０２ａのオン、オフを制御すると共に、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従し、交流電源１からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａのオン、オフを制御する。

平滑コンデンサ３には、不図示の負荷が接続されている。制御回路１０ａは、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するように、インバータ回路１００およびコンバータ回路２００の出力制御を行う。

このように構成される電力変換装置１０００の動作、すなわち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図２を用いて説明する。

図２は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置１０００の動作を説明するための主回路５００の電流経路を示す図である。図２では、電流が流れる経路を太線で示している。図３は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置１０００の各部の波形とインバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の充放電状態とを示す図である。図３（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａのオン、オフの状態、（ｃ）は半導体スイッチ素子２０２ａのオン、オフの状態、（ｄ）は直流コンデンサ１０３の充放電の状態を示す。なお、半導体スイッチ２０１ａは、２０２ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。

出力段の平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより高く、図３では、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊に制御されている状態を示す。

制御回路１０ａは、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ^＊を、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂより常に高く設定する。このように設定することによって、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３から、平滑コンデンサ３への電力流出を防ぎ、電力変換装置の安定した制御を行うことができる。

交流電源１から出力される交流電圧Ｖｉｎは、ダイオードブリッジ４で全波整流されるため、交流電源１の交流周期の２倍周期で動作する。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率がほぼ「１」になるように、ＰＷＭ制御によって交流電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖｉｎに重畳する。以下の説明では、交流電源１からの入力力率がほぼ「１」になるように交流電流Ｉｉｎを制御することを、単に「電流制御」という。

図３に示すように、交流電源１の電圧位相をθとし、まず、交流電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。交流電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合も、交流入力はダイオードブリッジ４で整流されるため、制御回路１０ａは、前述の０≦θ＜πの場合と同様の制御を実行する。

図２（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３をスルーするように流れる。

図２（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３を充電するように流れる。

図２（ｃ）に示すように、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３を放電するように流れる。

図２（ｄ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３をスルーするように流れる。

制御回路１０ａは、このような４種の半導体スイッチ素子の制御の組み合わせによって、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ制御する。これによって、直流コンデンサ１０３を充放電させ、電流制御を行う。

なお、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａに流れる電流が、ソースからドレインへ流れる場合は、その半導体スイッチ素子をオフして、逆並列接続されたダイオード１０１ｂ、２０１ｂに電流を流すように制御してもよい。

図３に示すように、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央とした±θ１（以下、θ１を「短絡位相」と称する）の位相範囲（短絡期間）では、半導体スイッチ素子２０２ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ素子２０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ３をバイパスさせる。

この場合、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎはリアクトル２で限流されてインバータ回路１００に入力され、半導体スイッチ素子２０２ａを通り、交流電源１に戻る。このとき、図２（ａ）の動作モードによって、リアクトル２が励磁されるが、図２（ｂ）の動作モードによって、リアクトル２の励磁がリセットされる。

また、図２（ａ）の動作モードの場合は、直流コンデンサ１０３をスルーし、図２（ｂ）の動作モードの場合は、直流コンデンサ１０３が充電される。したがって、図２（ａ）の動作モードと図２（ｂ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図３に示すように、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央とした±θ１以外の位相範囲（開放期間）では、半導体スイッチ素子２０２ａをオフ状態、半導体スイッチ素子２０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。

この場合、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎはリアクトル２で限流されてインバータ回路１００に入力され、半導体スイッチ素子２０１ａを通り、平滑コンデンサ３を充電して、交流電源１に戻る。

このとき、インバータ回路１００は、電圧（Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎ）を出力するよう、図２（ｃ）と（ｄ）の動作モードとを繰り返す。これによって、交流電源１にインバータ回路１００の出力電圧（Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎ）を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｄｃ^＊に達するように、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを制御する。ここで、図２（ｃ）の動作モードによってリアクトル２が励磁され、図２（ｄ）の動作モードによってリアクトル２の励磁がリセットされる。

また、図２（ｃ）の動作モードの場合、直流コンデンサ１０３が放電され、図２（ｄ）の動作モードの場合、直流コンデンサ１０３をスルーする。したがって、図２（ｃ）の動作モードと図２（ｄ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を放電させ、かつ電流制御を行うことができる。

以上で説明したように、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎの電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１の位相で、半導体スイッチ素子２０１ａと半導体スイッチ素子２０２ａとの制御を切り替え、このゼロクロス位相を中央とする±θ１の位相範囲でのみ、半導体スイッチ素子２０２ａをオン状態、半導体スイッチ素子２０１ａをオフ状態として、平滑コンデンサ３をバイパスさせる。

この場合、制御回路１０ａは、インバータ回路１００が交流電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生するように制御しつつ、入力力率がほぼ「１」になるように交流電流Ｉｉｎを制御して出力し、直流コンデンサ１０３を充電する。

一方、このゼロクロス位相を中央とする±θ１以外の位相範囲では、制御回路１０ａは、半導体スイッチ素子２０１ａをオン状態、半導体スイッチ素子２０２ａをオフ状態として、インバータ回路１００が平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持するように制御しつつ、入力力率がほぼ「１」になるように交流電流Ｉｉｎを制御して出力する。

この場合、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧と交流電源の差電圧（Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎ）を発生し、直流コンデンサ１０３は放電される。

なお、半導体スイッチ素子２０２ａがオンとなる短絡期間は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間の中央となるものとして説明したが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るように短絡期間を設定してもよい。

短絡位相θ１に関して、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の充電と放電のエネルギーが等しくなるように半導体スイッチ素子２０２ａのオン期間を設定し、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂを一定に保つような短絡位相θ１を決定することができる。

すなわち、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の充電と放電のエネルギーが等しいとすると、以下の式（１）が成り立つ。ただし、Ｖｐは、入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧であり、Ｉｐは、入力電流Ｉｉｎのピーク電流であり、Ｖｉｎ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとする。

式（１）より、Ｖｄｃは式（２）で定義される。
Ｖｄｃ＝Ｖｐ・π／（４ｃｏｓθ１）・・・（２）

式（２）より、直流電圧Ｖｄｃの下限値はθ１が０となる場合に得られ、値は（π／４）Ｖｐとなる。ただし、回路の構成上、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃがピーク電圧Ｖｐ以下となると短絡電流を生じるため、直流電圧Ｖｄｃがピーク電圧Ｖｐ以下となるような短絡位相θ1を設定すると、高力率制御が不可能となる。

このように、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、短絡位相θ１によって決まり、短絡位相θ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂを、０〜θ１およびθ１〜π／２の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。この場合、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持することができ、また、入力力率がほぼ「１」になるように交流電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００の電流制御を、交流電源１の全位相において、信頼性良く行うことができる。

なお、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂが以下の式（３）および式（４）を満たすことで、図２の動作モードにて電流制御することができる。

Ｖｓｕｂ≧｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（３）

Ｖｓｕｂ≧Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（４）

直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂは、交流電源１からの交流電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路１００では、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂが大きくなると損失が増大するため、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂは式（３）、式（４）を満たす条件で小さく設定することが望ましい。

ここで、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂを、式（３）、式（４）の制約を満たさないほど低い電圧に設定した場合においても、電流制御を継続する方法について述べる。

上述の説明では、ゼロクロス位相を中央とした±θ１の短絡期間において、図２（ａ）と図２（ｂ）の動作モードとを組み合わせてインバータ回路１００をＰＷＭ制御するとしたが、式（３）を満たさない場合、図２（ａ）と（ｂ）の動作モードのいずれにおいてもリアクトル２の励磁がリセットされる状態となり、電流制御を行うことができない。

また、短絡期間以外の期間（開放期間）において、図２（ｃ）と（ｄ）の動作モードとを組み合わせてインバータ回路１００をＰＷＭ制御するとしたが、式（４）を満たさない場合、図２（ｃ）と（ｄ）の動作モードのいずれにおいてもリアクトル２の励磁がリセットされる状態となり、電流制御を行うことができない。

このように式（３）、式（４）を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路１００からコンバータ回路２００へ切り替えることで、直流電圧Ｖｓｕｂの値に関わらず電流制御を継続可能とすることができる。この動作について、図４を用いて説明する。

図４は、式（３）、式（４）の制約を満たさない場合の各部の波形と直流コンデンサ１０３、平滑コンデンサ３の充放電状態とを示す図である。図４（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子１０１ａ、（ｃ）は半導体スイッチ素子１０２ａのオン、オフの状態、（ｄ）は半導体スイッチ素子２０２ａのオン、オフの状態、（ｅ）は直流コンデンサ１０３の充放電の状態、（ｆ）は平滑コンデンサの充放電の状態を示す。なお、半導体スイッチ２０１ａは、２０２ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。また、（ｆ）に関して、平滑コンデンサ３から図示しない負荷への出力のみの状態を放電と表している。

短絡期間において、直流電圧Ｖｓｕｂが交流電圧Ｖｉｎより低い場合（図４のθａ〜θ１およびπ−θ１〜π−θａ）、すなわち式（３）を満たさない場合には、半導体スイッチ素子１０１ａをオン、半導体スイッチ素子１０２ａをオフとし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御することにより、図２（ｂ）、（ｄ）の動作モードの組み合わせによって電流制御を行う。このとき、図２（ｂ）の動作モードにてリアクトル２が励磁され、図２（ｄ）の動作モードにてリアクトル２の励磁がリセットされる。また、直流コンデンサ１０３は充電される。
このとき、電流制御するための制約は以下の式（５）であり、すなわち式（３）の不等号を反転させた条件となる。

Ｖｓｕｂ≦｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（５）

開放期間において、直流電圧Ｖｓｕｂが直流電圧Ｖｄｃ−交流電圧Ｖｉｎより低い場合（図４のθ１〜θｂおよびπ−θｂ〜π−θ１）、すなわち式（４）を満たさない場合には、半導体スイッチ素子１０１ａをオフ、半導体スイッチ素子１０２ａをオンとし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御することにより、図２（ａ）、（ｃ）の動作モードの組み合わせによって電流制御を行う。このとき、図２（ａ）の動作モードにてリアクトル２が励磁され、図２（ｃ）の動作モードにてリアクトル２の励磁がリセットされる。また、直流コンデンサ１０３は放電される。
このとき、電流制御するための制約は以下の式（６）であり、すなわち式（４）の不等号を反転させた条件となる。

Ｖｓｕｂ≦Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（６）

ここで、式（３）と式（５）の制約について見比べると、上述のとおり不等号が反転した式となっており、すなわち一方の制約が満足できなくなったときに、他方の制約を満足することができるようになる。式（４）と式（６）の制約についても同様である。このため、インバータ回路１００による電流制御とコンバータ回路２００による電流制御を切り替える場合、式（３）〜式（６）の電圧条件に厳密に一致した状態で制御を切り替えなければ、電流制御できない条件で動作することとなり、電流波形に歪みを生じる原因となる。

しかし、実際の制御においては、電圧計で検出した電圧値を用いて式（３）〜式（６）の電圧条件に基づいた動作判定を行い、制御演算し、その結果を反映するまでに遅延を生じるため、制御演算時と実行時の電圧に誤差を生じてしまう。また、回路導通時に生じる電圧降下による誤差や、電流制御に必要な制御電圧を出力可能であるかも考慮しなければ、電流制御できない条件での動作に陥ってしまい、電流制御性が低下してしまう。この対策として、補正値用いて制御することが本特許の特徴である。この制御については後述する。

次に、コンバータ回路２００およびインバータ回路１００の制御の詳細について、図５および図６に基づいて説明する。図５および図６は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置１０００の制御回路１０ａの構成を示すブロック図である。さらに具体的には、図５は、制御回路１０ａによるインバータ回路１００およびコンバータ回路２００の出力制御に関係する部分の構成を示すブロック図であり、図６は、制御回路１０ａにおいて４種類の動作状態を判定する部分のブロック図である。なお４種類の動作状態とは、短絡期間において式（３）を満足する／しないの２種類と、開放期間において式（４）を満足する／しないの２種類から定まる動作状態である。

図５より、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂの制御を行う場合の制御回路１０ａは、減算器４０、比例積分（ＰＩ）制御器４１、ＰＷＭ制御部４２、三角波生成部４３を備えて構成され、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂを電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊に追従させる制御を行う。

具体的には、まず、制御回路１０ａにおいて、減算器４０は、設定された電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊と検出された直流電圧Ｖｓｕｂとの差分を取り、得られた値を差分電圧ΔＶｓｕｂの値として出力する。減算器４０から出力された差分電圧ΔＶｓｕｂの値は、ＰＩ制御器４１に与えられる。

ＰＩ制御器４１は、減算器４０から与えられた差分電圧ΔＶｓｕｂの値について比例積分（ＰＩ）制御を行う。ＰＩ制御器４１は、ＰＩ制御によって得られた値を、短絡位相目標値θ１^＊として出力する。

また、ＰＩ制御器４１で求められた短絡位相目標値θ１^＊は、ＰＷＭ制御部４２に与えられる。ＰＷＭ制御部４２では、三角波生成部４３において生成された交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波をキャリア波として用いて比較演算し、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎがゼロクロスする位相をほぼ中央としてオン信号となる短絡/開放信号４４を生成する。短絡/開放信号４４は、交流電源１の周波数の２倍の低周波スイッチング信号となる。

このような制御により、短絡/開放信号４４によって直流コンデンサ１０３の充放電が制御される。具体的には、直流電圧Ｖｓｕｂが低下すると、短絡期間は長くなるように制御され、直流電圧Ｖｓｕｂが増加すると、短絡期間は短くなるように制御される。

短絡/開放信号４４はコンバータ回路駆動信号選択器４５に与えられる。コンバータ回路駆動信号選択器４５は動作判定信号５１を受けて、短絡/開放信号４４によりコンバータ回路２００を駆動するか、入力電流制御のための電流制御ＰＷＭ信号２９によりコンバータ回路２００を駆動するかを決定し、出力する。この詳細については後述する。

また、図５より、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃおよび入力電流Ｉｉｎの制御を行う場合の制御回路１０ａは、第１減算器２０、第１比例積分（ＰＩ）制御器２１、交流電源同期正弦波生成部２２、乗算器２３、第２減算器２４、第２比例積分（ＰＩ）制御器２５、デューティ演算器２６、スイッチングキャリア生成部２７およびＰＷＭ制御部２８を備えて構成される。

制御回路１０ａは、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持し、交流電源１の力率が、力行動作時にはほぼ「１」になるように入力電流Ｉｉｎを制御する。

具体的には、制御回路１０ａにおいて、第１減算器２０は、平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ^＊と平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃとの差分を取り、得られた値を差分電圧ΔＶｄｃとして出力する。第１減算器２０から出力された差分電圧ΔＶｄｃは、第１ＰＩ制御器２１に与えられる。

第１ＰＩ制御器２１は、減算器２０から与えられた差分電圧ΔＶｄｃの値について比例積分（ＰＩ）制御を行う。ＰＩ制御器２１は、ＰＩ制御によって得られた値を、入力電流実効値（Root Mean Square value；略称：ＲＭＳ）目標値ＩｉｎＲＭＳ^＊として出力する。

交流電源同期正弦波生成部２２は、交流電源１に同期した周波数および位相を有する正弦波を生成する。交流電源同期正弦波生成部２２によって生成される正弦波の振幅は、√２とする。
乗算器２３は、ＰＩ制御器２１から出力される入力電流実効値目標値ＩｉｎＲＭＳ^＊と、交流電源同期正弦波生成部２２で生成された正弦波（振幅√２）とを乗算して、入力電圧Ｖｉｎである交流電源１からの交流電圧に同期した正弦波の電流指令値を、入力電流目標値Ｉｉｎ^＊として生成する。これによって、力率がほぼ「１」となるように制御することができる。入力電流目標値Ｉｉｎ^＊は、第２減算器２４に与えられる。

第２減算器２４は、乗算器２３から与えられた入力電流目標値Ｉｉｎ^＊と、入力電流Ｉｉｎの値との差分を取り、得られた値を差分電流ΔＩｉｎとして出力する。差分電流ΔＩｉｎは、第２ＰＩ制御器２５に与えられる。

第２ＰＩ制御器２５は、第２減算器２４から与えられた差分電流ΔＩｉｎについて比例積分（ＰＩ）制御を行う。第２ＰＩ制御器２５は、ＰＩ制御を行うことによって得られた値を、限流回路であるリアクトル２への印加電圧目標値となる電圧目標値ＶＬ^＊として出力する。電圧目標値ＶＬ^＊はデューティ演算器２６に与えられる。

デューティ演算器２６は、第２ＰＩ制御器２５から与えられた電圧目標値ＶＬ^＊に基づき、入力電流制御するためのＰＷＭデューティＤを生成する。ただし、動作判定信号５１を受けて、ＰＷＭデューティＤの計算方法は適宜切り替わる。この詳細については後述する。

ＰＷＭ制御部２８は、デューティ演算器２６から与えられるＰＷＭ制御デューティＤを用いて、入力電流制御を行う半導体スイッチ素子への電流制御ＰＷＭ信号２９を出力する。この電流制御ＰＷＭ信号２９は、インバータ回路駆動信号選択器３０とコンバータ回路駆動信号選択器４５に与えられ、インバータ回路１００またはコンバータ回路２００のいずれかの駆動に用いられる。この詳細については後述する。

次に、図６に示す動作判定器５０による４種類の動作状態の判定について説明する。この動作判定器５０による動作判定に用いる電圧値の補正方法が、本実施の形態１における特徴的な部分である。

動作判定器５０は、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎ、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃ、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂと、図５の直流電圧Ｖｓｕｂの制御により求まる短絡/開放信号４４を入力として、動作判定信号５１を出力する。また、動作状態の判定遅延による影響を最小限とするため、動作判定器５０による判定処理は、図５の入力電流制御の演算と同じ制御周期にて実施する。

具体的には、動作判定器５０は、短絡/開放信号４４と式（３）および式（４）の条件に基づいて求めた４種類の動作状態を表す動作判定信号５１を出力するが、制御遅延等により生じる動作状態の判定誤差を抑えるため、式（３）、式（４）に対して電圧補正値を加えた式（７）、式（８）により、動作状態を判定する。

Ｖｓｕｂ補正後値≧｜Ｖｉｎ補正後値−ＶＬ^＊｜・・・（７）

Ｖｓｕｂ補正後値≧Ｖｄｃ補正後値−｜Ｖｉｎ補正後値−ＶＬ^＊｜・・・（８）

式（７）、式（８）のＶｉｎ補正後値、Ｖｄｃ補正後値、Ｖｓｕｂ補正後値は、式（９）〜式（１１）のように求める。なお、式（９）〜式（１１）のＶｉｎ、Ｖｄｃ、Ｖｓｕｂは電圧計で検出した瞬時電圧を表しており、それぞれに対して電圧補正値を加えている。

Ｖｉｎ補正後値＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ補正＋Ｖｉｎ位相補正＋電圧降下補正・・・（９）

Ｖｄｃ補正後値＝Ｖｄｃ＋Ｖｄｃ補正＋Ｖｄｃ位相補正・・・（１０）

Ｖｓｕｂ補正後値＝Ｖｓｕｂ＋Ｖｓｕｂ補正＋Ｖｓｕｂ位相補正・・・（１１）

動作判定器５０は入力電流制御を行う制御周波数と同じタイミングにて、式（７）、式（８）の判定を実施する。
短絡/開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たす場合は、動作状態は『ａ．インバータ回路にて電流制御する短絡期間』となる。
短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たす場合は、動作状態は『ｂ．インバータ回路にて電流制御する開放期間』となる。
短絡/開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たさない場合は、動作状態は『ｃ．コンバータ回路にて電流制御する短絡期間』となる。
短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たさない場合は、動作状態は『ｄ．コンバータ回路にて電流制御する開放期間』となる。
動作判定器５０は、上記ａ．〜ｄ．の動作状態を動作判定信号５１として出力する。

式（９）〜式（１１）の各電圧補正値について説明する。
式（９）〜式（１１）のＶｉｎ補正、Ｖｄｃ補正、Ｖｓｕｂ補正は、制御演算と制御実行のタイミングのズレにより生じる電圧誤差を補正する電圧値である。

式（９）のＶｉｎ補正について、電圧計にて交流電圧Ｖｉｎの瞬時値を検出してから、その値を用いて式（７）、式（８）の判定を行い、その判定結果を反映した動作が実際に実行されるまでには遅延時間があり、また交流電圧Ｖｉｎは系統からの５０Ｈｚ／６０Ｈｚの交流信号であるため、この遅延時間での交流電圧Ｖｉｎの推定変化量をＶｉｎ補正として加味する。デジタル制御系であれば、交流電圧Ｖｉｎのサンプリングと制御実行されるタイミングはほぼ一定であり、また高力率制御を行うために交流電圧Ｖｉｎとの同期正弦波を生成しているため、遅延時間により交流電圧Ｖｉｎがどの程度変化するか推定することができる。
なお、同期正弦波を生成していない場合においても、交流電圧Ｖｉｎの瞬時値から位相を推定し、所定の遅延によりどの程度交流電圧Ｖｉｎが変化するか推定可能である。

式（１０）のＶｄｃ補正について、平滑コンデンサ３は短絡期間（インバータ回路１００による電流制御時）において放電、開放期間において充電されるため、厳密には直流電圧Ｖｄｃは電圧値が増減する交流となっており、上述Ｖｉｎ補正と同様に、電圧値検出から制御実行までの遅延時間に変化する直流電圧Ｖｄｃの推定変化量をＶｄｃ補正として加味する。図４からも分かるように、交流電圧Ｖｉｎの２倍の周波数にて平滑コンデンサ３の充放電が正確に切り替わるため、直流電圧Ｖｄｃはほぼ直線的に変化する鋸波状の電圧波形となり、電圧値の前回検出値と今回検出値の比較によって、直流電圧Ｖｄｃの傾きを容易に推定可能であり、適切なＶｄｃ補正値を設定できる。

式（１１）のＶｓｕｂ補正について、直流コンデンサ１０３は短絡期間において充電、開放期間において放電されるため、厳密には直流電圧Ｖｓｕｂは短絡期間・開放期間にて電圧値が増減する交流となっており、上述Ｖｉｎ補正と同様に、電圧値検出から制御実行までの遅延時間に変化する直流電圧Ｖｓｕｂの推定変化量をＶｓｕｂ補正として加味する。図４からも分かるように、交流電圧Ｖｉｎの２倍の周波数にて直流コンデンサ１０３の充放電が正確に切り替わるため、直流電圧Ｖｓｕｂはほぼ直線的に変化する鋸波状の電圧波形と見なすことができ、電圧値の前回検出値と今回検出値の比較によって、直流電圧Ｖｓｕｂの傾きを容易に推定可能であり、適切なＶｓｕｂ補正値を設定できる。

なお、Ｖｉｎ補正、Ｖｄｃ補正、Ｖｓｕｂ補正について、電圧計での検出から制御実行までの電圧変化量の推定値を補正値としているが、詳細には、電圧計での検出から制御実行される制御周期における電圧平均値までの電圧変化量を推定して電圧補正値とすることにより、誤差の少ない電流制御が可能となる。

式（９）のＶｉｎ位相補正は、電圧計の帯域幅の影響による位相の遅延を考慮した電圧補正である。交流電圧Ｖｉｎの電圧計では、通常エリアシング防止のため標本化定理に基づいたフィルタが挿入され、制御周波数が低い条件のときには、電流制御の安定化のためにさらにカットオフ周波数の低いフィルタが追加され、電圧計の帯域幅が制限される。そのため、設計した電圧計のフィルタ性能から、交流電圧Ｖｉｎの基本波成分に生じる位相遅れを読み取り、この位相遅れを基に、電圧計で検出した交流電圧Ｖｉｎの瞬時値が実際の電圧値からどの程度誤差を生じているか算出可能であり、この誤差分をＶｉｎ位相補正として設定する。

式（１０）のＶｄｃ位相補正、および式（１１）のＶｓｕｂ位相補正は、上記Ｖｉｎ位相補正と同様に、電圧系の帯域幅の影響による位相の遅延を考慮した電圧補正である。Ｖｄｃは短絡期間で減少、開放期間で増加し、Ｖｓｕｂは短絡期間で増加、開放期間で減少するため、ＶｄｃとＶｓｕｂは厳密には交流電圧Ｖｉｎの２倍の周波数にて変化する交流電圧となる。そのため、設計した電圧計のフィルタ性能から、ＶｄｃおよびＶｓｕｂの基本波成分に生じる位相遅れを読み取り、この位相遅れを基に、電圧計で検出した瞬時値が実際の電圧値からどの程度誤差を生じているか算出可能であり、この誤差分をＶｄｃ位相補正およびＶｓｕｂ位相補正として設定する。

式（９）の電圧降下補正は、回路の導通により生じる電圧降下を考慮した電圧補正である。図２に示した各動作モードについて、少なくともダイオードブリッジ４において２つのダイオードを通り、２Ｖ程度の電圧降下を生じる。各動作条件において生じる電圧降下を見積もり、電圧降下補正として加えることにより、より正確に電流制御可能な動作状態の判定が可能となる。

式（７）、式（８）のＶＬ^＊は、図５の入力電流Ｉｉｎ制御のＰＩ演算により求まるリアクトル２の電圧目標値ＶＬ^＊である。式（３）〜式（６）にて示した制約は電流制御に必要な条件であることに間違いないが、電流制御のためにリアクトル２に所望の電圧目標値ＶＬ^＊を印加することが可能であるかについては考慮できていない。電圧目標値ＶＬ^＊を電圧補正値として加味して動作状態を判定することにより、所望の電流制御が可能となる適切な動作状態に切り替えることができる。

このような電圧補正値を加味して式（７）、式（８）の判定を行うことにより、より正確に電流制御が可能な電圧条件にて動作状態を切り替えることが可能となり、入力電流Ｉｉｎに歪みを生じることなく連続的に電流制御を継続可能となる。

次に、図５のデューティ演算器２６について説明する。デューティ演算器２６では、電圧目標値ＶＬ^＊に基づいてＰＷＭデューティＤを生成するが、入力される動作判定信号５１で示される動作状態に応じて、ＰＷＭデューティＤの計算式を切り替える。ＰＷＭデューティＤの計算式は、４種類の動作状態に合わせて以下の式（１２）〜式（１５）から選択される。

Ｄ＝（ＶＬ^＊−Ｖｉｎ補正後値＋Ｖｓｕｂ補正後値）／Ｖｓｕｂ補正後値・・・（１２）

Ｄ＝（ＶＬ^＊−Ｖｉｎ補正後値＋Ｖｄｃ補正後値）／Ｖｓｕｂ補正後値・・・（１３）

Ｄ＝（ＶＬ^＊−Ｖｉｎ補正後値＋Ｖｄｃ補正後値）／（Ｖｄｃ補正後値−Ｖｓｕｂ補正後値）・・・（１４）

Ｄ＝（ＶＬ^＊−Ｖｉｎ補正後値−Ｖｓｕｂ補正後値＋Ｖｄｃ補正後値）／（Ｖｄｃ補正後値−Ｖｓｕｂ補正後値）・・・（１５）

なお、式（１２）〜式（１５）のＶｉｎ補正後値、Ｖｄｃ補正後値、Ｖｓｕｂ補正後値は、式（９）〜式（１１）に示したものと同様である。
また、ダイオードブリッジ４を備えているため、交流電圧Ｖｉｎが負極性の場合には式（１２）〜式（１５）の電圧目標値ＶＬ^＊に−１を乗算して演算する。

動作判定信号５１が『ａ．インバータ回路にて電流制御する短絡期間』（短絡/開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たす）のときは、式（１２）にてＰＷＭデューティＤを計算する。
動作判定信号５１が『ｂ．インバータ回路にて電流制御する開放期間』（短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たす）のときは、式（１３）にてＰＷＭデューティＤを計算する。
動作判定信号５１が『ｃ．コンバータ回路にて電流制御する短絡期間』（短絡/開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たさない）のときは、式（１４）にてＰＷＭデューティＤを計算する。
動作判定信号５１が『ｄ．コンバータ回路にて電流制御する開放期間』（短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たさない）のときは、式（１５）にてＰＷＭデューティＤを計算する。

このように電圧補正値を加味した式（１２）〜式（１５）によりＰＷＭデューティＤを演算して電流制御実行することにより、定常偏差を抑えて電流制御性を向上することができる。

なお、式（１２）、式（１３）は半導体スイッチ素子１０２ａのオンデューティについて求めた式であり、式（１４）、式（１５）は半導体スイッチ素子２０２ａのオンデューティについて求めた式である。

また、式（１２）〜式（１５）の分母について、いずれも電圧目標値ＶＬ^＊に対して動作状態に応じた電圧値を加算している。これは、動作状態により予め定まる電圧値をフィードフォワード項として補正する計算を行っており、制御応答性を高める効果がある。

次に、図５のインバータ回路駆動信号選択器３０、およびコンバータ回路駆動信号選択器４５について説明する。インバータ回路駆動信号選択器３０とコンバータ回路駆動信号選択器４５では、入力される動作判定信号５１で示される４種類の動作状態に応じて、インバータ回路１００に与えるゲート信号１１と、コンバータ回路２００に与えるゲート信号１２を選択する。

動作判定信号５１が『ａ．インバータ回路にて電流制御する短絡期間』（短絡/開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たす）の場合、インバータ回路駆動信号選択器３０は電流制御ＰＷＭ信号２９をゲート信号１１として出力し、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａにて入力電流Ｉｉｎの制御を行う。また、コンバータ回路駆動信号選択器４５は短絡/開放信号４４をゲート信号１２として出力し、半導体スイッチ素子２０１ａをオフ、半導体スイッチ素子２０２ａをオンとして動作させる。

動作判定信号５１が『ｂ．インバータ回路にて電流制御する開放期間』（短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たす）の場合、インバータ回路駆動信号選択器３０は電流制御ＰＷＭ信号２９をゲート信号１１として出力し、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａにて入力電流Ｉｉｎの制御を行う。また、コンバータ回路駆動信号選択器４５は短絡/開放信号４４をゲート信号１２として出力し、半導体スイッチ素子２０１ａをオン、半導体スイッチ素子２０２ａをオフとして動作させる。

動作判定信号５１が『ｃ．コンバータ回路にて電流制御する短絡期間』（短絡/開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たさない）の場合、インバータ回路駆動信号選択器３０はオン／オフ信号をゲート信号１１として出力し、半導体スイッチ素子１０１ａをオン、半導体スイッチ素子１０２ａをオフとして動作させる。また、コンバータ回路駆動信号選択器４５は電流制御ＰＷＭ信号２９をゲート信号１２として出力し、半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａにて入力電流Ｉｉｎの制御を行う。

動作判定信号５１が『ｄ．コンバータ回路にて電流制御する開放期間』（短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たさない）の場合、インバータ回路駆動信号選択器３０はオン／オフ信号をゲート信号１１として出力し、半導体スイッチ素子１０１ａをオフ、半導体スイッチ素子１０２ａをオンとして動作させる。また、コンバータ回路駆動信号選択器４５は電流制御ＰＷＭ信号２９をゲート信号１２として出力し、半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａにて入力電流Ｉｉｎの制御を行う。

以上に述べたように、第１の実施の形態における電力変換装置１０００によれば、インバータ回路１００のＰＷＭ制御による入力電流制御と、コンバータ回路２００のＰＷＭ制御による入力電流制御の切り替えにより、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の電圧を低く維持しつつ電流制御可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、切り替え判定での誤差を少なくし、入力電流Ｉｉｎ制御が不可能な電圧条件にて動作することによる入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制することができる。

また、短絡期間において式（３）を満たさない場合に、半導体スイッチ素子１０１ａをオン、半導体スイッチ素子１０２ａをオフとし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御することにより、短絡期間における直流コンデンサ１０３の充電を維持しつつ、入力電流Ｉｉｎ制御が可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、コンバータ回路２００でのＰＷＭ制御への切り替え判定の誤差による入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制できる。

また、開放期間において式（４）を満たさない場合に、半導体スイッチ素子１０１ａをオフ、半導体スイッチ素子１０２ａをオンとし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御することにより、開放期間における直流コンデンサ１０３の放電を維持しつつ、入力電流Ｉｉｎ制御が可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、コンバータ回路２００でのＰＷＭ制御への切り替え判定の誤差による入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制できる。

また、動作状態の判定を入力電流Ｉｉｎの制御周期にて実施することにより、各電圧の変化量を細かく推定した補正や、電流制御の制御を受けての補正が可能であり、これにより切り替え判定での誤差を抑制することができる。

また、入力電流Ｉｉｎ制御におけるＰＩ制御演算結果（電圧目標値ＶＬ^＊）を用いて動作状態を判定する電圧条件の補正を行うことにより、所望の電流制御が可能となる適切な動作状態に切り替えることができる。詳細には、比例制御の演算結果により補正を行うことで所望の電流制御が可能な動作状態への切り替えを判定可能としており、積分制御の演算結果により補正を行うことで、積分にて補償している定常偏差を加味することができ、切り替え判定の誤差を抑制可能としている。

また、入力電流Ｉｉｎ制御でのＰＷＭデューティＤ演算（デューティ演算器２６）にて用いる電圧値について、実際の制御においては電圧計でのサンプリングと制御実行のタイミングに誤差があるため、制御の演算と実行にて電圧誤差を生じることとなり、これが定常偏差となって入力電流Ｉｉｎの制御性が低下する原因となる。そのため、電流制御に用いる電圧値に対して推測可能な誤差を予め電圧補正値として加味することで、電流制御性を向上させることができている。コンバータ回路２００においてＰＷＭ制御するよう切り替えた場合においても、同様に電流制御性を向上可能である。

また、交流電圧Ｖｉｎ、直流電圧Ｖｄｃ、直流電圧Ｖｓｕｂについて、電圧計でのサンプリングから制御実行までに生じると推定される電圧変化量を電圧補正値として加味して電流制御および動作状態の判定を実施することにより、入力電流Ｉｉｎの歪みを抑え、電流制御性を向上させることができる。

また、交流電圧Ｖｉｎ、直流電圧Ｖｄｃ、直流電圧Ｖｓｕｂに対し、電圧計の帯域幅の影響による位相の遅延を考慮した電圧補正を加味して電流制御および動作状態の判定を実施することにより、入力電流Ｉｉｎの歪みを抑え、電流制御性を向上させることができる。

また、回路の導通により生じる電圧降下を考慮した電圧補正を加味して電流制御および動作状態の判定を実施することにより、入力電流Ｉｉｎの歪みを抑え、電流制御性を向上させることができる。

なお、上記実施の形態１では、入力電流Ｉｉｎ制御におけるＰＩ制御演算結果（電圧目標値ＶＬ^＊）を用いて動作状態を判定する電圧条件の補正を行っていたが、Ｐ制御、Ｉ制御の演算結果に限らず、例えばＤ制御など、制御演算によって算出されたリアクトル２への印加電圧目標値であれば同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態１では、式（３）および式（４）を満たさない場合に、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａをオンまたはオフに固定し、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御する方法について示したが、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａをオン／オフ同期させてＰＷＭ制御することによっても電流制御を継続させることができる。この場合、一般的な昇圧チョッパと同様の動作となる。これにより、入力電流Ｉｉｎ制御が可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、コンバータ回路２００でのＰＷＭ制御への切り替え判定の誤差による入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では電力変換装置の入力にダイオードブリッジを持ち力行機能のみ備えた構成について示したが、この実施の形態２では、ダイオードブリッジを削除し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を２段に接続し、力行・回生機能を備えた構成について示す。以下、この発明の実施の形態２における電力変換装置について説明する。

図７は、本発明の実施の形態２における電力変換装置２０００の構成を示す図である。電力変換装置２０００は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力する主回路６００と、制御部である制御回路１０ｂとを備えて構成される。主回路６００は、限流回路を構成するリアクトル２と、ハーフブリッジ型の２つのインバータ回路１００、３００と、ハーフブリッジ型の２つのコンバータ回路２００、４００と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ３とを備える。なお、図１に示した電力変換装置１０００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

交流電源１は、電力変換装置２０００の第1の入力端子ｔ１と第２の入力端子ｔ２との間に接続され、第1の入力端子ｔ１はリアクトル２に接続され、その後段にハーフブリッジ型のインバータ回路１００の交流側端子が接続される。また、第２の入力端子ｔ２はハーフブリッジ型のインバータ回路３００の交流側端子が接続される。

インバータ回路１００は、２個の半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａと、直流コンデンサ１０３とによって構成されるハーフブリッジ型のインバータである。半導体スイッチ素子１０１ａがインバータ回路１００の正電位側の半導体スイッチ素子であり、半導体スイッチ素子１０２ａがインバータ回路１００の負電位側の半導体スイッチ素子である。半導体スイッチ素子１０１ａと半導体スイッチ素子１０２ａとは、直列に接続され、その接続点（交流側端子）がリアクトル２に接続されている。

インバータ回路３００は、２個の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａと、直流コンデンサ３０３とによって構成されるハーフブリッジ型のインバータである。半導体スイッチ素子３０１ａがインバータ回路３００の正電位側の半導体スイッチ素子であり、半導体スイッチ素子３０２ａがインバータ回路３００の負電位側の半導体スイッチ素子である。半導体スイッチ素子３０１ａと半導体スイッチ素子３０２ａとは、直列に接続され、その接続点（交流側端子）がリアクトル２に接続されている。

コンバータ回路２００は、半導体スイッチ素子（第５の半導体スイッチに相当）２０１ａ、半導体スイッチ素子（第６の半導体スイッチに相当）２０２ａから構成される。半導体スイッチ素子２０１ａは、インバータ回路１００の正電位側の半導体スイッチ素子１０１ａと平滑コンデンサ３の正極側の直流母線３ａとの間に接続される。半導体スイッチ素子２０２ａは、インバータ回路１００の負電位側の半導体スイッチ素子１０２ａと平滑コンデンサ３の負極側の直流母線３ｂとの間に接続される。

コンバータ回路４００は、半導体スイッチ素子４０１ａ、４０２ａから構成される。半導体スイッチ素子４０１ａは、インバータ回路３００の正電位側の半導体スイッチ素子３０１ａと平滑コンデンサ３の正極側の直流母線３ａとの間に接続される。半導体スイッチ素子４０２ａは、インバータ回路３００の負電位側の半導体スイッチ素子３０２ａと平滑コンデンサ３の負極側の直流母線３ｂとの間に接続される。

半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａ、３０１ａ、３０２ａ、４０１ａ、４０２ａのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード１０１ｂ、１０２ｂ、２０１ｂ、２０２ｂ、３０１ｂ、３０２ｂ、４０１ｂ、４０２ｂが逆並列に接続されている。ダイオードは半導体スイッチ素子にそれぞれ内蔵される構成であっても良い。

また、回生動作を行わない場合には、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａ、３０１ａ、４０１ａを省略して、ダイオード１０１ｂ、２０１ｂ、３０１ｂ、４０１ｂのみで構成してもよい。

また、図示は省略するが、電力変換装置２０００は、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１を測定する電圧計（第３の電圧検出器に相当）、インバータ回路３００の直流コンデンサ３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ２を測定する電圧計（第３の電圧検出器に相当）、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを測定する電圧計（第２の電圧検出器に相当）、交流電源１からの交流電圧Ｖｉｎを測定する電圧計（第１の電圧検出器に相当）、および交流電源１からの交流電流Ｉｉｎを測定する電流計を備えている。

制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１と、インバータ回路３００の直流コンデンサ３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ２と、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃと、電力変換装置２０００の入力端子ｔ１、ｔ２間に印加される交流の入力電圧Ｖｉｎと、交流電流Ｉｉｎとに基づいて、インバータ回路１００、３００およびコンバータ回路２００、４００の出力制御を行う。具体的には、制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊になるように、また、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎの力率が力行時にはほぼ「１」、回生時にはほぼ「−１」となるように、さらに直流コンデンサ１０３、３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２が一定の目標電圧（電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊）となるように、インバータ回路１００、３００の半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、３０１ａ、３０２ａと、コンバータ回路２００、４００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａ、４０１ａ、４０２ａに与えるゲート信号１３、１４を生成して、インバータ回路１００、３００およびコンバータ回路２００、４００の出力制御を行う。

さらに具体的には、制御回路１０ｂは、直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２が電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊に追従するように、半導体スイッチ素子２０１a、２０２ａ、４０１a、４０２ａのオン、オフを制御すると共に、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが平滑コンデンサ３の目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従し、交流電源１からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、３０１ａ、３０２ａのオン、オフを制御する。
また、制御回路１０ｂは、交流電圧Ｖｉｎの極性に応じて、インバータ回路１００の半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａをオン、オフする制御と、インバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａをオン、オフする制御とを切り替える。

平滑コンデンサ３には、図示しない負荷が接続されている。制御回路１０ｂは、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するように、インバータ回路１００、３００およびコンバータ回路２００、４００の出力制御を行う。

このように構成される電力変換装置２０００の動作について、力行動作、回生動作に分けて説明する。力行動作は交流電源１からの交流電力を直流に変換して平滑コンデンサ３に出力する動作であり、逆に回生動作は平滑コンデンサ３から交流電源１に対して交流電力を出力する動作である。

＜力行動作＞
図８、図９は、電力変換装置２０００の力行動作を説明するための主回路６００の電流経路を示す図である。図８は交流電圧Ｖｉｎが正極性の場合、図９は負極性の場合の電流経路図を示しており、電流が流れる経路を太線で示している。また、図１０は、電力変換装置２０００の各部の波形とインバータ回路１００、３００の直流コンデンサ１０３、３０３の充放電状態とを示す図である。図１０（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子１０２ａのオン、オフの状態、（ｃ）は半導体スイッチ素子２０２ａのオン、オフの状態、（ｄ）は半導体スイッチ素子３０２ａのオン、オフの状態、（ｅ）は半導体スイッチ素子４０２ａのオン、オフの状態、（ｆ）は直流コンデンサ１０３の充放電の状態、（ｇ）は直流コンデンサ３０３の充放電の状態を示す。なお、半導体スイッチ１０１ａ、２０１ａ、３０１ａ、４０１ａはそれぞれ半導体スイッチ１０２ａ、２０２ａ、３０２ａ、４０２ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。

出力段の平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより高く、図１０では、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊に制御されている状態を示す。

制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ^＊を、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２より常に高く設定する。このように設定することによって、インバータ回路１００、３００の直流コンデンサ１０３、３０３から、平滑コンデンサ３への電力流出を防ぎ、電力変換装置の安定した制御を行うことができる。

インバータ回路１００、３００は、交流電源１からの入力力率がほぼ「１」になるように、ＰＷＭ制御によって交流電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖｉｎに重畳する。以下の説明では、交流電流Ｉｉｎを制御することを、単に「電流制御」という。

図１０に示すように、交流電源１の電圧位相をθとし、まず、交流電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。交流電圧Ｖｉｎの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａをオン、オフ制御し、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、４０１ａ、４０２ａをオフとする。

図８（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３をスルーするように流れる。

図８（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３を充電するように流れる。

図８（ｃ）に示すように、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３を放電するように流れる。

図８（ｄ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３をスルーするように流れる。

制御回路１０ｂは、このような４種の半導体スイッチ素子の制御の組み合わせによって、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ制御する。これによって、直流コンデンサ１０３を充放電させ、電流制御を行う。

次に、交流電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について説明する。交流電圧Ｖｉｎの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、４０１ａ、４０２ａをオン、オフ制御し、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａをオフとする。

図９（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３をスルーするように流れる。

図９（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３を充電するように流れる。

図９（ｃ）に示すように、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３を放電するように流れる。

図９（ｄ）に示すように、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３をスルーするように流れる。

制御回路１０ｂは、このような４種の半導体スイッチ素子の制御の組み合わせによって、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、４０１ａ、４０２ａを制御して、インバータ回路３００をＰＷＭ制御する。これによって、直流コンデンサ３０３を充放電させ、電流制御を行う。

なお、半導体スイッチ素子に流れる電流が、ソースからドレインへ流れる場合は、その半導体スイッチ素子をオフして、逆並列接続されたダイオードに電流を流すように制御してもよい。

交流電圧Ｖｉｎが正極性である場合、図１０に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央とした±θ１（以下、θ１を「短絡位相」と称する）の位相範囲（短絡期間）では、半導体スイッチ素子２０２ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ素子２０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ３をバイパスさせる。

この場合、図８（ａ）、（ｂ）に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎはリアクトル２で限流されてインバータ回路１００に入力され、半導体スイッチ素子２０２ａを通り、交流電源１に戻る。このとき、図２（ａ）の動作モードによって、リアクトル２が励磁されるが、図２（ｂ）の動作モードによって、リアクトル２の励磁がリセットされる。

また、図８（ａ）の動作モードの場合は、直流コンデンサ１０３をスルーし、図８（ｂ）の動作モードの場合は、直流コンデンサ１０３が充電される。したがって、図８（ａ）と（ｂ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図１０に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央とした±θ１以外の位相範囲（開放期間）では、半導体スイッチ素子２０２ａをオフ状態、半導体スイッチ素子２０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。

この場合、図８（ｃ）、（ｄ）に示すように、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎはリアクトル２で限流されてインバータ回路１００に入力され、半導体スイッチ素子２０１ａを通り、平滑コンデンサ３を充電して、交流電源１に戻る。

このとき、インバータ回路１００は、電圧（Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎ）を出力するよう、図８（ｃ）と（ｄ）の動作モードとを繰り返す。これによって、交流電源１にインバータ回路１００の出力電圧（Ｖｄｃ^＊−Ｖｉｎ）を加算して、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Ｖｄｃ^＊に達するように、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを制御する。ここで、図８（ｃ）の動作モードによってリアクトル２が励磁され、図８（ｄ）の動作モードによってリアクトル２の励磁がリセットされる。

また、図８（ｃ）の動作モードの場合、直流コンデンサ１０３が放電され、図８（ｄ）の動作モードの場合、直流コンデンサ１０３をスルーする。したがって、図８（ｃ）と（ｄ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を放電させ、かつ電流制御を行うことができる。

交流電圧Ｖｉｎが負極性である場合、図１０に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（θ＝π、２π）を中央とした±θ２（以下、θ２を「短絡位相」と称する）の位相範囲（短絡期間）では、半導体スイッチ素子４０２ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ素子４０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ３をバイパスさせる。

正極性の場合と同様にして、図９（ａ）の動作モードと図９（ｂ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路３００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ３０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図１０に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央とした±θ２以外の位相範囲（開放期間）では、半導体スイッチ素子４０２ａをオフ状態、半導体スイッチ素子４０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。

正極性の場合と同様にして、図９（ｃ）の動作モードと図９（ｄ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を放電させ、かつ電流制御を行うことができる。

＜回生動作＞
図１１、図１２は、電力変換装置２０００の回生動作を説明するための主回路６００の電流経路を示す図である。図１１は交流電圧Ｖｉｎが正極性の場合、図１２は負極性の場合の電流経路図を示しており、電流が流れる経路を太線で示している。また、図１３は、電力変換装置２０００の各部の波形とインバータ回路１００、３００の直流コンデンサ１０３、３０３の充放電状態とを示す図である。図１３（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子１０２ａのオン、オフの状態、（ｃ）は半導体スイッチ素子２０２ａのオン、オフの状態、（ｄ）は半導体スイッチ素子３０２ａのオン、オフの状態、（ｅ）は半導体スイッチ素子４０２ａのオン、オフの状態、（ｆ）は直流コンデンサ１０３の充放電の状態、（ｇ）は直流コンデンサ３０３の充放電の状態を示す。なお、半導体スイッチ１０１ａ、２０１ａ、３０１ａ、４０１ａはそれぞれ半導体スイッチ１０２ａ、２０２ａ、３０２ａ、４０２ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。

出力段の平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより高く、図１３では、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ^＊に制御されている状態を示す。

制御回路１０ｂは、上記力行時の動作と同様に、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ^＊を、直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２より常に高く設定する。

インバータ回路１００、３００は、交流電源１からの入力力率がほぼ「-１」になるように、ＰＷＭ制御によって交流電流Ｉｉｎを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１から出力される交流電圧Ｖｉｎに重畳する。

図１３に示すように、交流電源１の電圧位相をθとし、まず、交流電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。交流電圧Ｖｉｎの極性が正極性の場合には、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０２ａ、２０１ａ、２０２ａをオン、オフ制御し、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０１ａをオフ、３０２ａ、４０２ａをオンとする。

図１１（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３をスルーするように流れる。

図１１（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３を放電するように流れる。

図１１（ｃ）に示すように、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３を充電するように流れる。

図１１（ｄ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ１０３をスルーするように流れる。

次に、交流電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について説明する。交流電圧Ｖｉｎの極性が負極性の場合には、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、４０１ａ、４０２ａをオン、オフ制御し、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａをオフ、１０２ａ、２０２ａをオンとする。

図１２（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３をスルーするように流れる。

図１２（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０２ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０１ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３を放電するように流れる。

図１２（ｃ）に示すように、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３を充電するように流れる。

図１２（ｄ）に示すように、半導体スイッチ素子３０１ａ、４０１ａがオン状態、半導体スイッチ素子３０２ａ、４０２ａがオフ状態の場合には、交流電流Ｉｉｎは直流コンデンサ３０３をスルーするように流れる。

交流電圧Ｖｉｎが正極性である場合、図１３に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央とした±θ１の位相範囲（短絡期間）では、半導体スイッチ素子２０２ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ素子２０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ３をバイパスさせる。

この場合、図１１（ａ）、（ｂ）に示すように、交流電源１へ回生する交流電流Ｉｉｎはリアクトル２で限流される。このとき、図２（ａ）の動作モードによってリアクトル２の励磁がリセットされ、図２（ｂ）の動作モードによってリアクトル２が励磁される。

また、図１１（ａ）の動作モードの場合は直流コンデンサ１０３をスルーし、図１１（ｂ）の動作モードの場合は直流コンデンサ１０３が放電される。したがって、図１１（ａ）と（ｂ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を放電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図１３に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央とした±θ１以外の位相範囲（開放期間）では、半導体スイッチ素子２０２ａをオフ状態、半導体スイッチ素子２０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ３から交流電源１へ直流電力を回生する。

この場合、図１１（ｃ）、（ｄ）に示すように、交流電源１へ回生する交流電流Ｉｉｎはリアクトル２で限流される。このとき、図８（ｃ）の動作モードによってリアクトル２は励磁がリセットされ、図８（ｄ）の動作モードによってリアクトル２が励磁される。

また、図１１（ｃ）の動作モードの場合、直流コンデンサ１０３が充電され、図１１（ｄ）の動作モードの場合、直流コンデンサ１０３をスルーする。したがって、図８（ｃ）と（ｄ）の動作モードとを組み合わせてインバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

交流電圧Ｖｉｎが負極性である場合、図１３に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（θ＝π、２π）を中央とした±θ２（以下、θ２を「短絡位相」と称する）の位相範囲（短絡期間）では、半導体スイッチ素子４０２ａをオン状態（オンに固定）、半導体スイッチ素子４０１ａをオフ状態（オフに固定）として、平滑コンデンサ３をバイパスさせる。

正極性の場合と同様にして、図１２（ａ）の動作モードと図１２（ｂ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路３００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ３０３を放電させ、かつ電流制御を行うことができる。

次に、図１３に示すように、交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央とした±θ２以外の位相範囲（開放期間）では、半導体スイッチ素子４０２ａをオフ状態、半導体スイッチ素子４０１ａをオン状態として、平滑コンデンサ３から交流電源１へ直流電力を回生する。

正極性の場合と同様にして図１２（ｃ）の動作モードと図１２（ｄ）の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路１００をＰＷＭ制御することによって、直流コンデンサ１０３を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。

上記のように、交流電圧Ｖｉｎが正極性の場合には、半導体スイッチ素子２０２ａのオン期間（短絡期間）をθ１で調整することによって、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１を目標電圧に保つことができる。また、交流電圧Ｖｉｎが負極性の場合には、半導体スイッチ素子４０２ａのオン期間（短絡期間）をθ２で調整することによって、インバータ回路３００の直流コンデンサ３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ２を目標電圧に保つことができる。

なお、ゼロクロス位相（θ＝０、π、２π）が短絡期間の中央となるものとしてθ１、θ２を用いて説明したが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るように短絡期間を設定してもよい。

このような駆動方法における、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎと、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃとの関係は、実施の形態１と同様に、式（１）のように表される（ただし交流電圧Ｖｉｎが負極性のときはθ１をθ２に置き換えて考える）。そして、電流制御の成立条件も、実施の形態１の式（３）、式（４）と同様に、交流電圧Ｖｉｎが正極性のときにインバータ回路１００で電流制御を行う場合には式（１６）、式（１７）、交流電圧Ｖｉｎが負極性のときにインバータ回路３００で電流制御を行う場合には式（１８）、式（１９）を満たす必要がある。

Ｖｓｕｂ１≧｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（１６）

Ｖｓｕｂ１≧Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（１７）

Ｖｓｕｂ２≧｜Ｖｐ・ｓｉｎθ２｜・・・（１８）

Ｖｓｕｂ２≧Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ２｜・・・（１９）

なお、直流コンデンサ１０３、３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２は、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路１００、３００では、直流コンデンサ１０３、３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２が大きくなると損失が増大するため、直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２は式（１６）〜（１９）を満たす条件で小さく設定することが望ましい。

ここで、直流コンデンサ１０３、３０３の直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２を、式（１６）〜（１９）の制約を満たさないほど低い電圧に設定した場合においても、電流制御を継続する方法について述べる。

上述の説明では、力行時にはゼロクロス位相を中央とした±θ１の短絡期間において、図８（ａ）と（ｂ）および図９（ａ）と（ｂ）動作モードを組み合わせてインバータ回路１００、３００をＰＷＭ制御するとしたが、式（１６）を満たさない場合、リアクトル２の励磁が常にリセットされる状態となり、電流制御を行うことができない。また、回生時においてもゼロクロス位相を中央とした±θ２の短絡期間において、図１１（ａ）と（ｂ）および図１２（ａ）と（ｂ）動作モードを組み合わせてインバータ回路１００、３００をＰＷＭ制御するとしたが、式（１８）を満たさない場合、リアクトル２が励磁され続け、電流制御を行うことができない。

また、短絡期間以外の期間（開放期間）において、力行時には図８（ｃ）と（ｄ）および図９（ｃ）と（ｄ）の動作モードとを組み合わせてインバータ回路１００、３００をＰＷＭ制御するとしたが、式（１７）を満たさない場合、リアクトル２の励磁が常にリセットされる状態となり、電流制御を行うことができない。また、回生時には、図１１（ｃ）と（ｄ）および図１２（ｃ）と（ｄ）動作モードを組み合わせてインバータ回路１００、３００をＰＷＭ制御するとしたが、式（１９）を満たさない場合、リアクトル２が励磁され続け、電流制御を行うことができない。

このように式（１６）〜（１９）を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路１００、３００からコンバータ回路２００、４００へ切り替えることで、直流電圧Ｖｓｕｂ１、Ｖｓｕｂ２の値に関わらず電流制御を継続可能とすることができる。この動作について、図１４を用いて説明する。

図１４は、式（１６）〜（１９）の制約を満たさない場合の各部の波形と直流コンデンサ１０３、３０３、平滑コンデンサ３の充放電状態とを示す図である。図１４（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子１０２ａ、（ｃ）は半導体スイッチ素子２０２ａのオン、オフの状態、（ｄ）は半導体スイッチ素子３０２ａのオン、オフの状態、（ｅ）は半導体スイッチ素子４０２ａのオン、オフの状態、（ｆ）はは直流コンデンサ１０３の充放電の状態、（ｇ）は直流コンデンサ３０３の充放電の状態、（ｈ）は平滑コンデンサの充放電の状態を示す。また、力行時と回生時のスイッチング波形（ｂ）〜（ｅ）は同一であり、コンデンサの充放電状態（ｆ）〜（ｈ）に関して力行／回生を区別して記載している。なお、半導体スイッチ１０１ａ、２０１ａ、３０１ａ、４０１ａはそれぞれ半導体スイッチ１０２ａ、２０２ａ、３０２ａ、４０２ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。また、（ｈ）に関して、平滑コンデンサ３から図示しない負荷への力行時の出力のみの状態を放電、回生時の負荷から入力のみの状態を充電と表している。

交流電圧Ｖｉｎが正極性での短絡期間において、直流電圧Ｖｓｕｂ１が交流電圧Ｖｉｎより低い場合（図１４のθａ〜θ１、π−θ１〜π−θａ）、すなわち式（１６）を満たさない場合には、半導体スイッチ素子１０１ａ、３０２ａ、４０２ａをオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、３０１ａ、４０１ａをオフとし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御することにより、力行時は図８（ｂ）と（ｄ）、回生時は図１１（ｂ）と（ｄ）の動作モードの組み合わせによって電流制御を行う。

交流電圧Ｖｉｎが負極性での短絡期間において、直流電圧Ｖｓｕｂ２が交流電圧Ｖｉｎより低い場合（図１４のπ＋θｃ〜π＋θ２、２π−θ２〜２π−θｃ）、すなわち式（１８）を満たさない場合には、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａ、３０１ａをオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａ、３０２ａをオフとし、コンバータ回路４００の半導体スイッチ素子４０１ａ、４０２ａをＰＷＭ制御することにより、力行時は図９（ｂ）と（ｄ）、回生時は図１２（ｂ）と（ｄ）の動作モードの組み合わせによって電流制御を行う。

このとき、電流制御するための制約は以下の式（２０）、（２１）であり、すなわち式（１６）、（１８）の不等号を反転させた条件となる。

Ｖｓｕｂ１≦｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（２０）

Ｖｓｕｂ２≦｜Ｖｐ・ｓｉｎθ２｜・・・（２１）

交流電圧Ｖｉｎが正極性での開放期間において、直流電圧Ｖｓｕｂ１が直流電圧Ｖｄｃ−交流電圧Ｖｉｎより低い場合（図１４のθ１〜θｂおよびπ−θｂ〜π−θ１）、すなわち式（１７）を満たさない場合には、半導体スイッチ素子１０１ａ、３０１ａ、４０１ａをオフ、半導体スイッチ素子１０２ａ、３０２ａ、４０２ａをオンとし、コンバータ回路２００の半導体スイッチ素子２０１ａ、２０２ａをＰＷＭ制御することにより、力行時は図８（ａ）と（ｃ）、回生時は図１１の（ａ）と（ｃ）の動作モードの組み合わせによって電流制御を行う。

交流電圧Ｖｉｎが負極性での開放期間において、直流電圧Ｖｓｕｂ２が直流電圧Ｖｄｃ−交流電圧Ｖｉｎより低い場合（図１４のπ＋θ２〜π＋θｄおよび２π−θｄ〜２π−θ２）、すなわち式（１９）を満たさない場合には、半導体スイッチ素子１０１ａ、２０１ａ、４０２ａをオフ、半導体スイッチ素子１０２ａ、２０２ａ、４０１ａをオンとし、コンバータ回路４００の半導体スイッチ素子４０１ａ、４０２ａをＰＷＭ制御することにより、力行時は図９（ａ）と（ｃ）、回生時は図１２の（ａ）と（ｃ）の動作モードの組み合わせによって電流制御を行う。

このとき、電流制御するための制約は以下の式（２２）、（２３）であり、すなわち式（１７）、（１９）の不等号を反転させた条件となる。

Ｖｓｕｂ１≦Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜・・・（２２）
Ｖｓｕｂ２≦Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ２｜・・・（２３）

ここで、式（１６）〜（１９）と式（２０）〜（２３）の制約について見比べると、上述のとおり不等号が反転した式となっており、すなわち一方の制約が満足できなくなったときに、他方の制約を満足することができるようになる。このため、インバータ回路１００、３００による電流制御とコンバータ回路２００、４００による電流制御を切り替える場合、式（１６）〜式（２３）の電圧条件に厳密に一致した状態で制御を切り替えなければ、電流制御できない条件で動作することとなり、電流波形に歪みを生じる原因となる。

この電流波形の歪みを抑制する制御方法に関しては、実施の形態１と同様の方法が適用可能であるため、ここでは記載を省略する。具体的には、図１４および式（１６）〜（２３）より、交流電圧Ｖｉｎが正極性の場合のインバータ回路１００およびコンバータ回路２００の動作は、実施の形態１で示した動作と同様であり、同様の制御にて動作可能である。また、交流電圧Ｖｉｎが負極性の場合のインバータ回路３００およびコンバータ回路４００の動作は、実施の形態１のインバータ回路１００およびコンバータ回路２００と同様であり、これに関しても同様の制御を適用可能である。

以上に述べたように、第２の実施の形態における電力変換装置２０００によれば、平滑コンデンサ３から交流電源１へ電力を回生可能な回路構成および制御とした場合であっても、インバータ回路１００、３００のＰＷＭ制御による入力電流制御と、コンバータ回路２００、４００のＰＷＭ制御による入力電流制御の切り替えにより、インバータ回路１００、３００の直流コンデンサ１０３、３０３の電圧を低く維持しつつ電流制御可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、切り替え判定での誤差を少なくし、入力電流Ｉｉｎ制御が不可能な電圧条件にて動作することによる入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制することができる。

なお、上記実施の形態２では、交流電圧Ｖｉｎが正極性の場合には直流コンデンサ１０３を充放電、負極性の場合は直流コンデンサ３０３を充放電する動作としたが、このような動作に限るものではなく、インバータ回路１００、３００のＰＷＭ制御による入力電流制御と、コンバータ回路２００、４００のＰＷＭ制御による入力電流制御の切り替えをする制御であれば、補正値の適用により、入力電流の歪みを低減可能である。

実施の形態３．
この実施の形態３では、フルブリッジ型のインバータ回路を有し、力行・回生機能を備えた電力変換装置について示す。以下、この発明の実施の形態３における電力変換装置について説明する。

図１５は本発明の実施の形態３による電力変換装置３０００の概略構成図である。電力変換装置３０００は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路９００と制御部である制御回路１０ｃとを備えて構成される。主回路９００は、限流回路としてのリアクトル２と、インバータ回路７００と、コンバータ回路８００と、平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１は電力変換装置の第1の入力端子ｔ１と第２の入力端子ｔ２の間に接続され、第1の入力端子ｔ１はリアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路７００の交流側が直列接続される。

コンバータ回路８００は、一方の交流端子がインバータ回路７００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が第２の入力端子ｔ２に接続され、コンバータ回路８００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。

インバータ回路７００内の単相インバータは、ソース・ドレイン間にダイオード７０１ｂ〜７０４ｂが内蔵された複数個のＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流コンデンサ７０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。

コンバータ回路８００は、直流母線３ａ、３ｂ間に接続される半導体スイッチ素子８０１ａ〜８０４ａを有し、この場合、ダイオード８０１ｂ〜８０４ｂを内蔵したＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子８０１ａ〜８０４ａをそれぞれ2個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線３ａ、３ｂ間に並列接続して構成する。

インバータ回路７００の後段の交流出力線にはコンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子８０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子８０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子８０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子ｔ２に接続される。

なお、半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａ、８０１ａ〜８０４ａはＭＯＳＦＥＴ以外にも、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ等でもよい。また、リアクトル２はインバータ回路７００とコンバータ回路８００との間や、コンバータ回路８００と第２の入力端子ｔ２の間に直列接続しても良い。

また、図示は省略するが、電力変換装置は３０００、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂを測定する電圧計（第３の電圧検出器に相当）、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを測定する電圧計（第２の電圧検出器に相当）と、交流電源１からの交流電圧Ｖｉｎを測定する電圧計（第１の電圧検出器に相当）、および交流電流Ｉｉｎを測定する電流計を備える。

制御回路１０ｃは、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５の電圧Ｖｓｕｂと、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃと、電力変換装置の入力端子ｔ１、ｔ２間へ印加される入力電圧Ｖｉｎ、入力端子へ流れる入力電流Ｉｉｎとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが一定の目標電圧Ｖｄｃ＊になるように、また、交流電源１からの交流電流Ｉｉｎの力率が力行時にはほぼ「１」、回生時にはほぼ「−１」となるように、さらに直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂが一定の目標電圧（電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊）となるように、インバータ回路７００およびコンバータ回路８００内の各半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａ、８０１ａ〜８０４ａへのゲート信号１５、１６を生成してインバータ回路７００およびコンバータ回路８００を出力制御する。

さらに具体的には、制御回路１０ｃは、直流電圧Ｖｓｕｂが電圧指令値Ｖｓｕｂ^＊に追従するように、半導体スイッチ素子８０１a〜８０４ａのオン、オフを制御すると共に、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従し、交流電源１からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように、半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａのオン、オフを制御する。

平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、制御回路１０ｃは、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路７００およびコンバータ回路８００を出力制御する。

このように構成される電力変換装置３０００の動作について以下で説明する。なお力行動作は交流電源１からの交流電力を直流に変換して平滑コンデンサ３に出力する動作であり、逆に回生動作は平滑コンデンサ３から交流電源１に対して交流電力を出力する動作である。また、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐより低い場合を降圧と称す。

図１６は力行動作、図１７は回生動作を説明するための主回路９００の電流経路、図１８はインバータ回路７００の電流経路を示す図であり、電流が流れる経路を太線で示している。また、図１９は昇圧動作、図２０は降圧動作に関して、電力変換装置２０００の各部の波形とインバータ回路７００の直流コンデンサ７０５および平滑コンデンサ３の充放電状態とを示す図である。

図１９、図２０（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子７０２ａのオン、オフの状態、（ｃ）は半導体スイッチ素子７０４ａのオン、オフの状態、（ｄ）は半導体スイッチ素子８０２ａのオン、オフの状態、（ｅ）は半導体スイッチ素子８０４ａのオン、オフの状態、（ｆ）は直流コンデンサ７０５の充放電の状態、（ｇ）は平滑コンデンサ３の充放電の状態を示す。また、力行時と回生時のスイッチング波形（ｂ）〜（ｅ）は同一であり、コンデンサの充放電状態（ｆ）〜（ｇ）に関して力行／回生を区別して記載している。なお、半導体スイッチ７０１ａ、７０３ａ、８０１ａ、８０３ａはそれぞれ半導体スイッチ素子７０２ａ、７０４ａ、８０２ａ、８０４ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。また、（ｇ）に関して、平滑コンデンサ３から図示しない負荷への力行時の出力のみの状態を放電、回生時の負荷から入力のみの状態を充電と表している。

インバータ回路７００では、図１８（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子７０１ａ、７０４ａがオン、半導体スイッチ素子７０２ａ、７０３ａがオフの時には、交流電流Ｉｉｎが正極性（Ｖｉｎ正極性での力行、またはＶｉｎ負極性での回生）であれば直流コンデンサ７０５を充電、負極性（Ｖｉｎ負極性での力行、またはＶｉｎ正極性での回生）であれば放電するように電流が流れる。

図１８（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子７０２ａ、７０３ａがオン、半導体スイッチ素子７０１ａ、７０４ａがオフの時には、交流電流Ｉｉｎが正極性であれば直流コンデンサ７０５を放電、負極性であれば充電するように電流が流れる。

図１８（ｃ）に示すように、半導体スイッチ素子７０１ａ、７０３ａがオン、半導体スイッチ素子７０２ａ、７０４ａがオフの時には、直流コンデンサ７０５をスルーして電流が流れる。

図１８（ｄ）に示すように、半導体スイッチ素子７０２ａ、７０４ａがオン、半導体スイッチ素子７０１ａ、７０３ａがオフの時には、直流コンデンサ７０５をスルーして電流が流れる。

制御回路１０ｃは、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａを制御して、インバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を充放電させ、交流電源１からの入力力率が力行時におおよそ１、回生時におおよそ−１になるように電流制御を行う。

交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。

図１９、図２０において、交流電源１からの電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（短絡期間Ｔ）では、図１６（ｂ）（回生時は図１７（ｂ））に示すように、制御回路１０ｃは、コンバータ回路８００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子８０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、半導体スイッチ素子８０４ａをオン、半導体スイッチ素子８０１ａ、８０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路７００に入力されて直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）し、コンバータ回路８００内の半導体スイッチ素子８０２ａ、８０４ａを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０ｃは、上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を充電（回生時は放電）させ、電流制御を行う。図１９、図２０では、図１８（ｂ）、（ｃ）の組み合わせにより、半導体スイッチ素子７０２ａをオフ、半導体スイッチ素子７０４ａをＰＷＭ制御する方法を示しているが、これに限る
ものではない。

短絡期間Ｔ以外（開放期間）で｜Ｖｉｎ｜≦Ｖｄｃの条件に一致する位相範囲（図１９のθ１〜π−θ１、図２０のθ１〜θ３およびπ−θ３〜π−θ１）では、図１６（ａ）（回生時は図１７（ａ））に示すように、制御回路１０ｃは、コンバータ回路８００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子８０２ａをオフ状態として、平滑コンデンサ３を充電（回生時には放電）する。このとき、半導体スイッチ素子８０１ａ、８０４ａをオン、半導体スイッチ素子８０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路７００に入力されて直流コンデンサ７０５を放電（回生時に充電）し、コンバータ回路８００内の半導体スイッチ素子８０１ａ、８０４ａおよび平滑コンデンサ３を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０ｃは、上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流コンデンサ７０５を放電（回生時に充電）する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を放電（回生時は充電）させ、電流制御を行う。図１９、図２０では、図１８（ａ）、（ｄ）の組み合わせにより、半導体スイッチ素子７０２ａをオン、半導体スイッチ素子７０４ａをＰＷＭ制御する方法を示しているが、これに限るものではない。

また、短絡期間Ｔ以外（開放期間）で｜Ｖｉｎ｜＞Ｖｄｃの条件に一致する位相範囲（図２０のθ３〜π−θ３）では、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子は上記と同様に図１６（ａ）（回生時は図１７（ａ））に示すように制御される。ただし、インバータ回路７００に関しては、制御回路１０ｃは上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を充電（回生時は放電）させ、電流制御を行う。図２０では、図１８（ｂ）、（ｃ）の組み合わせにより、半導体スイッチ素子７０２ａをオフ、半導体スイッチ素子７０４ａをＰＷＭ制御する方法を示しているが、これに限るものではない。

次に、電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について説明する。

図１９、図２０において、交流電源１からの電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（短絡期間Ｔ）では、図１６（ｄ）（回生時は図１７（ｄ））に示すように、制御回路１０ｃは、コンバータ回路８００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子８０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、半導体スイッチ素子８０２ａをオン、半導体スイッチ素子８０１ａ、８０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はコンバータ回路８００内の半導体スイッチ素子８０２ａ、８０４ａを経てインバータ回路７００に入力され、直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）し、リアクトル２にて限流されて交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０ｃは、上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を充電（回生時は放電）させ、電流制御を行う。図１９、図２０では、図１８（ａ）、（ｃ）の組み合わせにより、半導体スイッチ素子７０４ａをオフ、半導体スイッチ素子７０２ａをＰＷＭ制御する方法を示しているが、これに限るものではない。

短絡期間Ｔ以外（開放期間）で｜Ｖｉｎ｜≦Ｖｄｃの条件に一致する位相範囲（図１９のπ＋θ１〜２π−θ１、図２０のπ＋θ１〜π＋θ３および２π−θ３〜２π−θ１）では、図１６（ｃ）（回生時は図１７（ｃ））に示すように、制御回路１０ｃは、コンバータ回路８００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子８０４ａをオフ状態として、平滑コンデンサ３を充電（回生時には放電）する。このとき、半導体スイッチ素子８０２ａ、８０３ａをオン、半導体スイッチ素子８０１ａをオフさせる。交流電源１からの電流はコンバータ回路８００内の半導体スイッチ素子８０２ａ、８０３ａおよび平滑コンデンサ３を通り、インバータ回路７００に入力されて直流コンデンサ７０５を放電（回生時に充電）し、リアクトル２にて限流され交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０ｃは、上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流コンデンサ７０５を放電（回生時に充電）する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を放電（回生時は充電）させ、電流制御を行う。図１９、図２０では、図１８（ｂ）、（ｄ）の組み合わせにより、半導体スイッチ素子７０４ａをオン、半導体スイッチ素子７０２ａをＰＷＭ制御する方法を示しているが、これに限るものではない。

また、短絡期間Ｔ以外（開放期間）で｜Ｖｉｎ｜＞Ｖｄｃの条件に一致する位相範囲（図２０のπ＋θ３〜２π−θ３）では、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子は上記と同様に図１６（ｃ）（回生時は図１７（ｃ））に示すように制御される。ただし、インバータ回路７００に関しては、制御回路１０ｃは上記の４種の制御の組み合わせのうち、直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路７００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ７０５を充電（回生時は放電）させ、電流制御を行う。図２０では、図１８（ａ）、（ｃ）の組み合わせにより、半導体スイッチ素子７０４ａをオフ、半導体スイッチ素子７０２ａをＰＷＭ制御する方法を示しているが、これに限るものではない。

以上のように制御回路１０ｃは、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでのみ、Ｖｉｎ正極性での短絡スイッチである半導体スイッチ素子８０２ａ、およびＶｉｎ負極性での短絡スイッチである半導体スイッチ素子８０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、制御回路１０ｃは、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧がインバータ回路７００から発生されるようＰＷＭ制御し、入力力率がおおよそ１（回生時はおおよそ−１）になるように電流Ｉｉｎを制御する。このとき直流コンデンサ７０５は充電（回生時は放電）される。

そして、短絡期間Ｔ以外の位相では、制御回路１０ｃは、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また入力力率がおおよそ１（回生時はおおよそ−１）になるように電流Ｉｉｎを制御してインバータ回路７００を出力制御する。このとき、電圧Ｖｉｎの絶対値が平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃ以下の時、直流コンデンサ７０５は放電（回生時は充電）され、電圧Ｖｉｎの絶対値が直流電圧Ｖｄｃ以上の時は、直流コンデンサ７０５は充電（回生時は放電）される。

なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。

短絡位相θ１に関して、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５の充電と放電のエネルギーが等しくなるように半導体スイッチ素子８０２ａ、８０４ａのオン期間を設定し、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂを一定に保つような短絡位相θ１を決定することができる。

すなわち、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５の充電と放電のエネルギーが等しいとすると、以下の式（２４）が成り立つ。ただし、Ｖｐは、入力電圧Ｖｉｎのピーク電圧であり、Ｉｐは、入力電流Ｉｉｎのピーク電流であり、Ｖｉｎ＝Ｖｐ・ｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐ・ｓｉｎθとする。

式（２４）より、Ｖｄｃは式（２５）で定義される。
Ｖｄｃ＝Ｖｐ・π／（４ｃｏｓθ１）・・・（２５）

式（２）より、直流電圧Ｖｄｃの下限値はθ１が０となる場合に得られ、値は（π／４）Ｖｐとなる。このように、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、短絡位相θ１によって決まり、短絡位相θ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃは、目標電圧Ｖｄｃ^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂを、０〜θ１、θ１〜θ３、θ３〜π／２の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。この場合、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ^＊に維持することができ、また、入力力率がほぼ「１」（回生時はほぼ「−１」）になるように交流電流Ｉｉｎを制御するインバータ回路１００の電流制御を、交流電源１の全位相において、信頼性良く行うことができる。

すことで、図１６、図１７の動作モードにて電流制御することができる。

Ｖｓｕｂ≧｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜（２６）

Ｖｓｕｂ≧Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜（２７）

Ｖｓｕｂ≧Ｖｐ−Ｖｄｃ（２８）

直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂは、交流電源１からの交流電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。ＰＷＭ制御を行うインバータ回路７００では、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂが大きくなると損失が増大するため、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂは式（２６）〜式（２８）を満たす条件で小さく設定することが望ましい。

ここで、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂを、式（２６）（２７）の制約を満たさないほど低い電圧に設定した場合においても、電流制御を継続する方法について述べる。なお、式（２８）を満たさない場合は交流入力側から突入電流を生じて制御不可能となるため、式（２８）については必須条件となる。

上述の説明では、ゼロクロス位相を中央とした±θ１の短絡期間において、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５を充電（回生時は放電）する制御とスルーさせる制御をＰＷＭ制御するとしたが、式（２６）を満たさない場合、図１９、図２０に示したスイッチング方法では常にリアクトル２の励磁がリセットされる状態となり、電流制御を行うことができない。

また、短絡期間以外の期間（開放期間）において、式（２７）を満たさない場合、図１９、図２０に示したスイッチング方法では常にリアクトル２の励磁がリセットされる状態となり、電流制御を行うことができない。

このように式（２６）、式（２７）を満たさない場合には、電流制御をインバータ回路７００からコンバータ回路８００へ切り替えることで、直流電圧Ｖｓｕｂの値に関わらず電流制御を継続可能とすることができる。この動作について、図２１を用いて説明する。

図２１は、式（２６）、式（２７）の制約を満たさない場合の各部の波形と直流コンデンサ７０５、平滑コンデンサ３の充放電状態とを示す図である。図２１（ａ）は交流電圧Ｖｉｎの電圧波形、（ｂ）は半導体スイッチ素子７０２ａのオン、オフの状態、（ｃ）は半導体スイッチ素子７０４ａのオン、オフの状態、（ｄ）は半導体スイッチ素子８０２ａのオン、オフの状態、（ｅ）は半導体スイッチ素子８０４ａのオン、オフの状態、（ｆ）は直流コンデンサ７０５の充放電の状態、（ｇ）は平滑コンデンサ３の充放電の状態を示す。なお、半導体スイッチ７０１ａ、７０３ａ、８０１ａ、８０３ａはそれぞれ半導体スイッチ素子７０２ａ、７０４ａ、８０２ａ、８０４ａとは相補的にオン、オフ動作するため、図示していない。また、（ｇ）に関して、平滑コンデンサ３から図示しない負荷への出力のみの状態を放電と表している。

まず、電圧Ｖｉｎが正極性である０≦θ＜πの場合について説明する。

短絡期間において、直流電圧Ｖｓｕｂが交流電圧Ｖｉｎの絶対値より低い場合（図２１のθａ〜θ１、π−θ１〜π−θａ）、すなわち式（２６）を満たさない場合には、直流コンデンサ７０５を充電（回生時に放電）するようインバータ回路７００の半導体スイッチ素子を図１８（ｂ）のように制御する。そして、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０４ａをオン、８０３ａをオフとし、半導体スイッチ素子８０１ａ、８０２ａをＰＷＭ制御することにより、電流制御を行う。ここで、半導体スイッチ素子８０２ａがオンの時にリアクトル２が励磁され、半導体スイッチ素子８０１ａがオンの時にリアクトル２の励磁がリセットされる。

このとき、電流制御するための制約は以下の式（２９）であり、すなわち式（２６）の不等号を反転させた条件となる。

Ｖｓｕｂ≦｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜（２９）

開放期間において、直流電圧ＶｓｕｂがＶｄｃ−｜Ｖｉｎ｜より低い場合（図２１のθ１〜θｂおよびπ−θｂ〜π−θ１）、すなわち式（２７）を満たさない場合には、直流コンデンサ７０５を放電（回生時に充電）するようインバータ回路７００の半導体スイッチ素子を図１８（ａ）のように制御する。そして、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０４ａをオン、８０３ａをオフとし、半導体スイッチ素子８０１ａ、８０２ａをＰＷＭ制御することにより、電流制御を行う。ここで、半導体スイッチ素子８０２ａがオンの時にリアクトル２が励磁され、半導体スイッチ素子８０１ａがオンの時にリアクトル２の励磁がリセットされる。

このとき、電流制御するための制約は以下の式（３０）であり、すなわち式（２７）の不等号を反転させた条件となる。

Ｖｓｕｂ≦Ｖｄｃ−｜Ｖｐ・ｓｉｎθ１｜（３０）

電圧Ｖｉｎが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について、式（２６）、式（２７）を満足しない場合には、正極性の場合と同様にして直流コンデンサ７０５が充放電されるようインバータ回路７００の半導体スイッチ素子を制御する。詳細なスイッチング方法については図２１に示しているため、負極性については説明を省略する。

ここで、式（２６）と式（２９）の制約について見比べると、上述のとおり不等号が反転した式となっており、すなわち一方の制約が満足できなくなったときに、他方の制約を満足することができるようになる。式（２７）と式（３０）の制約についても同様である。このため、インバータ回路７００による電流制御とコンバータ回路８００による電流制御を切り替える場合、式（２６）、式（２７）、式（２９）、式（３０）の電圧条件に厳密に一致した状態で制御を切り替えなければ、電流制御できない条件で動作することとなり、電流波形に歪みを生じる原因となる。

しかし、実際の制御においては、電圧計で検出した電圧値を用いて式（２６）、式（２７）、式（２９）、式（３０）の電圧条件に基づいた動作判定を行い、制御演算し、その結果を反映するまでに遅延を生じるため、制御演算時と実行時の電圧に誤差を生じてしまう。また、回路導通時に生じる電圧降下による誤差や、電流制御に必要な制御電圧を出力可能であるかも考慮しなければ、電流制御できない条件での動作に陥ってしまい、電流制御性が低下してしまう。この対策として、補正値用いて制御することが本特許の特徴である。この制御については後述する。

次に、インバータ回路７００およびコンバータ回路８００の制御の詳細について、図２２および図２３に基づいて説明する。図２２および図２３は制御回路１０ｃの構成を示すブロック図である。さらに具体的には、図２２は、制御回路１０ｃによるインバータ回路７００およびコンバータ回路８００の出力制御に関係する部分の構成を示すブロック図であり、図２３は、制御回路１０ｃにおいて４種類の動作状態を判定する部分のブロック図である。なお４種類の動作状態とは、短絡期間において式（２６）を満足する／しないの２種類と、開放期間において式（２７）を満足する／しないの２種類から定まる動作状態である。

なお、図２２および図２３の制御ブロックは、図５および図６に示す実施の形態１の制御ブロックと基本的な構成は同じであるため、共通のブロックについては同じ番号を割り振り、説明を省略する。

図２２より、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂの制御について説明する。なお、短絡／開放信号４４を求めるまでの過程については、実施の形態１と同じであるため説
明を省略する。

短絡／開放信号４４はコンバータ回路駆動信号選択器４５ｂに与えられる。コンバータ回路駆動信号選択器４５ｂは動作判定信号５１を受けて、短絡／開放信号４４によりコンバータ回路８００を駆動するか、入力電流制御のための電流制御ＰＷＭ信号２９によりコンバータ回路８００を駆動するかを決定し、出力する。この詳細については後述する。

次に、図２２より、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃおよび入力電流Ｉｉｎの制御について説明する。実施の形態１と同じ箇所については適宜説明を省略する。

交流電源同期正弦波生成部２２ｂは、交流電源１に同期した周波数および位相を有する正弦波を生成する。交流電源同期正弦波生成部２２によって生成される正弦波の振幅は、√２とする。なお、力行動作の場合には力率がほぼ「１」となるよう、交流電圧Ｖｉｎと相似形の正弦波、回生動作の場合には力率がほぼ「−１」となるよう、交流電圧Ｖｉｎと相似形の正弦波を正負反転した正弦波を生成する。

デューティ演算器２６ｂは、第２ＰＩ制御器２５から与えられた電圧目標値ＶＬ^＊に基づき、入力電流制御するためのＰＷＭデューティＤを生成する。ただし、動作判定信号５１を受けて、ＰＷＭデューティＤの計算方法は適宜切り替わる。この詳細については後述する。

ＰＷＭ制御部２８は、デューティ演算器２６ｂから与えられるＰＷＭ制御デューティＤを用いて、入力電流制御を行う半導体スイッチ素子への電流制御ＰＷＭ信号２９を出力する。この電流制御ＰＷＭ信号２９は、インバータ回路駆動信号選択器３０ｂとコンバータ回路駆動信号選択器４５ｂに与えられ、インバータ回路７００またはコンバータ回路８００のいずれかの駆動に用いられる。この詳細については後述する。

次に、図２３に示す動作判定器５０ｂによる４種類の動作状態の判定について説明する。

動作判定器５０ｂは、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎ、平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃ、直流コンデンサ７０５の直流電圧Ｖｓｕｂと、図２２の直流電圧Ｖｓｕｂの制御により求まる短絡／開放信号４４を入力として、動作判定信号５１を出力する。また、動作状態の判定遅延による影響を最小限とするため、動作判定器５０ｂによる判定処理は、図２２の入力電流制御の演算と同じ制御周期にて実施する。

ここで、動作判定器５０ｂによる演算処理は、実施の形態１の動作判定器５０の処理を本実施の形態の構成に置き換える。すなわち、実施の形態１のインバータ回路１００の直流コンデンサ１０３を、本実施の形態のインバータ回路７００の直流コンデンサ７０５と置き換える。

なお、式（９）の電圧降下補正は、回路の導通により生じる電圧降下を考慮した電圧補正である。本実施の形態では、図１６、図１７の各動作モードにおいて４つの半導体スイッチ素子を通るため、これら各動作条件において生じる電圧降下を見積もり、電圧降下補正として加えることにより、より正確に電流制御可能な動作状態の判定が可能となる。

次に、図２２のデューティ演算器２６ｂについて説明する。デューティ演算器２６ｂでは、電圧目標値ＶＬ^＊に基づいてＰＷＭデューティＤを生成するが、入力される動作判定信号５１で示される動作状態に応じて、ＰＷＭデューティＤの計算式を切り替える。ＰＷＭデューティＤの計算式については記載しないが、ＰＷＭデューティＤは交流電圧Ｖｉｎ、直流電圧Ｖｄｃ、直流電圧Ｖｓｕｂおよび電圧目標値ＶＬ^＊を用いて表され、式（９）〜式（１１）で示したＶｉｎ補正後値、Ｖｄｃ補正後値、Ｖｓｕｂ補正後値を適用することにより、電流制御性を向上することができる。

次に、図２２のインバータ回路駆動信号選択器３０ｂ、およびコンバータ回路駆動信号選択器４５ｂについて説明する。インバータ回路駆動信号選択器３０ｂとコンバータ回路駆動信号選択器４５ｂでは、入力される動作判定信号５１で示される４種類の動作状態に応じて、インバータ回路７００に与えるゲート信号１５と、コンバータ回路８００に与えるゲート信号１６を選択する。

動作判定信号５１が『ａ．インバータ回路にて電流制御する短絡期間』（短絡／開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たす）の場合、および『ｂ．インバータ回路にて電流制御する開放期間』（短絡／開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たす）の場合、インバータ回路駆動信号選択器３０ｂは電流制御ＰＷＭ信号２９をゲート信号１５として出力し、インバータ回路７００の半導体スイッチ素子にて入力電流Ｉｉｎの制御を行う。また、コンバータ回路駆動信号選択器４５ｂは短絡／開放信号４４をゲート信号１６として出力し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子を制御する。

動作判定信号５１が『ｃ．コンバータ回路にて電流制御する短絡期間』（短絡／開放信号４４が短絡、かつ式（７）を満たさない）の場合、および『ｄ．コンバータ回路にて電流制御する開放期間』（短絡/開放信号４４が開放、かつ式（８）を満たさない）の場合、インバータ回路駆動信号選択器３０ｂはオン／オフ信号をゲート信号１５として出力し、インバータ回路７００の半導体スイッチ素子を制御する。また、コンバータ回路駆動信号選択器４５ｂは電流制御ＰＷＭ信号２９をゲート信号１６として出力し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子にて入力電流Ｉｉｎの制御を行う。

以上に述べたように、第２の実施の形態における電力変換装置２０００によれば、単相インバータを備えた構成においても、インバータ回路７００のＰＷＭ制御による入力電流制御と、コンバータ回路８００のＰＷＭ制御による入力電流制御の切り替えにより、インバータ回路７００の直流コンデンサ７０５の電圧を低く維持しつつ電流制御可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、切り替え判定での誤差を少なくし、入力電流Ｉｉｎ制御が不可能な電圧条件にて動作することによる入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制することができる。

また、短絡期間において式（２６）を満たさない場合に、インバータ回路７００の交流出力を交流電圧Ｖｉｎと逆極性として、直流コンデンサ７０５が力行時に充電、回生時に放電されるよう、インバータ回路７００の半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａを制御し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０１ａ〜８０４ａをＰＷＭ制御することにより、短絡期間における直流コンデンサ７０５の充電を維持しつつ、入力電流Ｉｉｎ制御が可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、コンバータ回路８００でのＰＷＭ制御への切り替え判定の誤差による入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制できる。

また、開放期間において式（２７）を満たさない場合に、インバータ回路７００の交流出力を交流電圧Ｖｉｎと同極性として、直流コンデンサ７０５が力行時に放電、回生時に充電されるよう、インバータ回路７００の半導体スイッチ素子７０１ａ〜７０４ａを制御し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０１ａ〜８０４ａをＰＷＭ制御することにより、開放期間における直流コンデンサ７０５の放電を維持しつつ、入力電流Ｉｉｎ制御が可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、コンバータ回路８００でのＰＷＭ制御への切り替え判定の誤差による入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制できる。

なお、上記実施の形態３では、短絡期間において式（２６）を満たさない場合に、インバータ回路７００の出力が交流電圧Ｖｉｎと逆極性となるように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０１ａ〜８０４ａをＰＷＭ制御したが、このようなスイッチング方法に限らず、入力電流Ｉｉｎ制御できるものであれば、電圧補正値の適用による入力電流Ｉｉｎの歪み抑制は可能である。例えば、交流電圧Ｖｉｎが正極性における短絡スイッチである半導体スイッチ８０２ａ、または負極性における短絡スイッチである半導体スイッチ素子８０４ａがオンの時に、インバータ回路７００の出力が交流電圧Ｖｉｎと逆極性となるように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御し、短絡スイッチがオフの時には直流コンデンサ７０５をスルーするように半
導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御して、短絡スイッチをＰＷＭ制御するようにしても、式（２６）を満足しない場合の電流制御を継続可能である。

さらに、例えば、短絡スイッチがオンの時には直流コンデンサ７０５をスルーするように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御し、短絡スイッチがオフの時にはインバータ回路７００の出力が交流電圧Ｖｉｎと逆極性となるように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御することによっても、式（２６）を満足しない場合の電流制御を継続可能である。

また、上記実施の形態３では、開放期間において式（２７）を満たさない場合に、インバータ回路７００の出力が交流電圧Ｖｉｎと同極性となるように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子８０１ａ〜８０４ａをＰＷＭ制御したが、このようなスイッチング方法に限らず、入力電流Ｉｉｎ制御できるものであれば、電圧補正値の適用による入力電流Ｉｉｎの歪み抑制は可能である。例えば、交流電圧Ｖｉｎが正極性における短絡スイッチである半導体スイッチ８０２ａ、または負極性における短絡スイッチである半導体スイッチ８０４ａがオンの時に、直流コンデンサ７０５をスルーするように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御し、短絡スイッチがオフの時にはインバータ回路７００の出力が交流電圧Ｖｉｎと同極性となるように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御して、短絡スイッチをＰＷＭ制御するようにしても、式（２７）を満足しない場合の電流制御を継続可能である。

さらに、例えば、短絡スイッチがオンの時にはインバータ回路７００の出力が交流電圧Ｖｉｎと同極性となるように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御し、短絡スイッチがオフの時には直流コンデンサ７０５をスルーするように半導体スイッチ７０１ａ〜７０４ａを制御することによっても、式（２７）を満足しない場合の電流制御を継続可能である。

また、上記実施の形態３では、式（２６）および式（２７）を満たさない場合に、直流コンデンサ７０５が充電または放電されるようにインバータ回路７００の半導体スイッチ素子をオンまたはオフに固定し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御する方法について示したが、充放電しないよう直流コンデンサ７０５をスルーするようにインバータ回路７００を制御し、コンバータ回路８００の半導体スイッチ素子をＰＷＭ制御制御することによっても、電流制御を継続させることができる。この場合、一般的な昇圧チョッパと同様の動作となる。これにより、入力電流Ｉｉｎ制御が可能な入出力電圧範囲を拡大すると共に、切り替え判定に用いる電圧条件に対して所定の電圧補正値を加えて判定を実施することにより、コンバータ回路８００でのＰＷＭ制御への切り替え判定の誤差による入力電流Ｉｉｎの歪みを抑制できる。

また、上記実施の形態３では、インバータ回路７００が単相インバータを１つ備える構成について示したが、複数の半導体スイッチ素子と直流コンデンサとから成る単相インバータを複数直列接続して構成されるものあっても同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態１〜３では、電力変換装置にて平滑コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを制御する例について記載したが、必ずしも電力変換装置にて直流電圧Ｖｄｃを目標値に追従させる制御を実行する必要は無い。例えば、本発明の電力変換装置の後段に直流電圧Ｖｄｃを制御するコンバータが接続されている場合には、電力変換装置は直流電圧Ｖｄｃの制御を実行せず、入力電流Ｉｉｎを所定の指令値に従って制御する、というものであっても良い。

また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることが可能である。また、各実施の形態の任意の構成要素を適宜、変更または省略することが可能である。

３平滑コンデンサ、１０ａ制御部（制御回路）、１００インバータ回路、１０３直流コンデンサ、２００コンバータ、１０１ａ第１の半導体スイッチ、１０２ｂ第２の半導体スイッチ、２０１ａ第３の半導体スイッチ、２０２ｂ第４の半導体スイッチ、１０００電力変換装置

Claims

複数の半導体スイッチと直流コンデンサを有するインバータ回路と、
複数の半導体スイッチから成るコンバータ回路と、
直流母線に接続されて前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
入力として接続される交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記平滑コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記直流コンデンサの電圧を検出する第３の電圧検出器と、
前記インバータ回路の前記直流コンデンサの電圧を直流電圧目標に追従させると共に、前記平滑コンデンサの電圧を出力電圧目標に追従させ、前記交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、前記インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する制御部を備え、前記インバータ回路と前記コンバータ回路は直流母線と前記交流電源の間に直列接続されおり、
前記制御部は、
前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御し、前記短絡期間および前記開放期間において前記インバータ回路をＰＷＭ制御する電力変換装置において、
前記制御部は、
前記インバータ回路の前記直流コンデンサの電圧に基づいて設定した電圧条件に応じて前記コンバータ回路をＰＷＭ制御に切り替える期間を設けて前記入力電流の力率が１となるように制御し、
前記電圧条件に対して電圧補正値を加えて前記コンバータ回路のＰＷＭ制御への切り替えを判定することを特徴とする電力変換装置。
前記インバータ回路は、
第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ、および前記直流コンデンサを有し、前記第１の半導体スイッチの一端と前記第２の半導体スイッチの一端との接続点が前記交流電源と直列に接続されるハーフブリッジ型の回路であり、
前記コンバータ回路は、
第３の半導体スイッチ、および第４の半導体スイッチを有し、前記インバータ回路の正側の直流端子である前記第１の半導体スイッチの他端と前記直流母線の正側との間に前記第３の半導体スイッチが接続され、前記インバータ回路の負側の直流端子である前記第２の半導体スイッチの他端と前記直流母線の負側との間に前記第４の半導体スイッチが接続され、
前記制御部は、
前記第４の半導体スイッチをオンして前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記第４の半導体スイッチをオフして前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記電圧条件は、前記短絡期間において、前記交流電源の交流電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高いことを判定する条件であり、
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第４の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第１の半導体スイッチをオンに固定し、前記第２の半導体スイッチをオフに固定し、前記第４の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
前記電圧条件は、前記開放期間において、前記平滑コンデンサの電圧と前記交流電源の交流電圧との差電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高いことを判定する条件であり、
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第４の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第１の半導体スイッチをオフに固定し、前記第２の半導体スイッチをオンに固定し、前記第４の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第２の半導体スイッチと前記第４の半導体スイッチのオン、オフを同期させてＰＷＭ制御することを特徴とする請求項３または請求項５に記載の電力変換装置。
前記インバータ回路は、
複数の半導体スイッチと前記直流コンデンサから成る単相インバータで構成され、前記単相インバータの一端は前記交流電源に直列に接続され、
前記コンバータ回路は、
第５の半導体スイッチ、および第６の半導体スイッチを有し、
直流母線間に直列接続した第５の半導体スイッチと第６の半導体スイッチの接続点が前記単相インバータの他端に接続されるハーフブリッジ型の回路であり、
前記制御部は、
前記第６の半導体スイッチをオンして前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記第６の半導体スイッチをオフして前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記電圧条件は、前記短絡期間において、前記交流電源の交流電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高いことを判定する条件であり、
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記インバータ回路の交流出力が前記交流電源と逆極性となるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第６の半導体スイッチのオン時に前記インバータ回路の交流出力が前記交流電源と逆極性となるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチのオフ時に前記インバータ回路の交流出力が０Ｖとなるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第６の半導体スイッチのオン時に前記インバータ回路の交流出力が０Ｖとなるよう前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチのオフ時に前記インバータ回路の交流出力が前記交流電源と逆極性となるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
前記電圧条件は、前記開放期間において、前記平滑コンデンサの電圧と前記交流電源の交流電圧との差電圧が前記直流コンデンサの直流電圧よりも高いことを判定する条件であり、
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記インバータ回路の交流出力が前記交流電源と同極性となるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第６の半導体スイッチのオン時に前記インバータ回路の交流出力が０Ｖとなるよう前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチのオフ時に前記インバータ回路の交流出力が前記交流電源と同極性となるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記第６の半導体スイッチのオン時に前記インバータ回路の交流出力が前記交流電源と同極性となるように前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチのオフ時に前記インバータ回路の交流出力が０Ｖとなるよう前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記電圧条件との一致を判定した場合に、前記インバータ回路の交流出力が０Ｖとなるよう前記インバータ回路の前記複数の半導体スイッチを制御し、前記第６の半導体スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項９または請求項１３に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記入力電流の制御周期にて前記切り替え判定を行うことを特徴とする請求項１から請求項１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記入力電流の制御演算により求まる値を基に定めることを特徴とする請求項１から請求項１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記入力電流の比例制御演算により求まる値を基に定めることを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記入力電流の積分制御演算により求まる値を基に定めることを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記入力電流の微分制御演算により求まる値を基に定めることを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
複数の半導体スイッチと直流コンデンサを有するインバータ回路と、
複数の半導体スイッチから成るコンバータ回路と、
直流母線に接続されて前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
入力として接続される交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記平滑コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記直流コンデンサの電圧を検出する第３の電圧検出器と、
前記インバータ回路の前記直流コンデンサの電圧を直流電圧目標に追従させると共に、前記平滑コンデンサの電圧を出力電圧目標に追従させ、前記交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、前記インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する制御部を備え、前記インバータ回路と前記コンバータ回路は直流母線と前記交流電源の間に直列接続されおり、
前記制御部は、
前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御し、前記短絡期間および前記開放期間において前記インバータ回路をＰＷＭ制御する電力変換装置において、
前記インバータ回路は、第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ、および前記直流コンデンサを有し、前記第１の半導体スイッチの一端と前記第２の半導体スイッチの一端との接続点が前記交流電源と直列に接続されるハーフブリッジ型の回路であり、
前記コンバータ回路は、
第３の半導体スイッチ、および第４の半導体スイッチを有し、
前記インバータ回路の正側の直流端子である前記第１の半導体スイッチの他端と前記直流母線の正側との間に前記第３の半導体スイッチが接続され、前記インバータ回路の負側の直流端子である前記第２の半導体スイッチの他端と前記直流母線の負側との間に前記第４の半導体スイッチが接続され、
前記制御部は、
前記入力電流の制御演算に使用する電圧値に対して電圧補正値を加え、且つ前記第４の半導体スイッチをオンして前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記第４の半導体スイッチをオフして前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御することを特徴とする電力変換装置。
複数の半導体スイッチと直流コンデンサを有するインバータ回路と、
複数の半導体スイッチから成るコンバータ回路と、
直流母線に接続されて前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
入力として接続される交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記平滑コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記直流コンデンサの電圧を検出する第３の電圧検出器と、
前記インバータ回路の前記直流コンデンサの電圧を直流電圧目標に追従させると共に、前記平滑コンデンサの電圧を出力電圧目標に追従させ、前記交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、前記インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する制御部を備え、前記インバータ回路と前記コンバータ回路は直流母線と前記交流電源の間に直列接続されおり、
前記制御部は、
前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御し、前記短絡期間および前記開放期間において前記インバータ回路をＰＷＭ制御する電力変換装置において、
前記インバータ回路は、
複数の半導体スイッチと前記直流コンデンサから成る単相インバータで構成され、前記単相インバータの一端は前記交流電源に直列に接続され、
前記コンバータ回路は、
第５の半導体スイッチ、および第６の半導体スイッチを有し、
直流母線間に直列接続した第６の半導体スイッチと第６の半導体スイッチの接続点が前記単相インバータの他端に接続されるハーフブリッジ型の回路であり、
前記制御部は、
前記入力電流の制御演算に使用する電圧値に対して電圧補正値を加え、且つ前記第６の半導体スイッチをオンして前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、前記第６の半導体スイッチをオフして前記コンバータ回路の直流出力を継続して前記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して前記直流コンデンサの電圧が直流電圧目標に追従するよう前記コンバータ回路を制御することを特徴とする電力変換装置。
前記制御部は、
前記インバータ回路の前記直流コンデンサの電圧に基づいて設定した電圧条件に応じて前記コンバータ回路をＰＷＭ制御に切り替える期間を設けて前記入力電流の力率が１となるように制御することを特徴とする請求項２３または請求項２４に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記第１の電圧検出器で前記交流電源の電圧値を検出した時点から、該電圧値を用いた制御演算結果がＰＷＭ制御に反映されるまでに変化する電圧変化量に基づいて設定されることを特徴とする請求項３、５、９、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記第２の電圧検出器で前記直流コンデンサの電圧値を検出した時点から、該電圧値を用いた制御演算結果がＰＷＭ制御に反映されるまでに変化する電圧変化量に基づいて設定されることを特徴とする請求項３、５、９、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記第３の電圧検出器で前記平滑コンデンサの電圧値を検出した時点から、該電圧値を用いた制御演算結果がＰＷＭ制御に反映されるまでに変化する電圧変化量に基づいて設定されることを特徴とする請求項５、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
回路の導通経路で生じる電圧降下に基づいて設定されることを特徴とする請求項３、５、９、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記第１の電圧検出器の位相遅れに基づいて設定されることを特徴とする請求項３、５、９、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記第２の電圧検出器の位相遅れに基づいて設定されることを特徴とする請求項３、５、９、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電圧補正値は、
前記第３の電圧検出器の位相遅れに基づいて設定されることを特徴とする請求項５、１３、２３から２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
前記平滑コンデンサから前記交流電源へ電力を回生する制御を行うことを特徴とする請求項１から請求項３２のいずれか１項に記載の電力変換装置。