KR20200140332A - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

무정전 전원 장치의 제어 장치(5)는, 각각 제 1∼제 6 IGBT(Q1∼Q6)에 대응해서 마련되어, 각각이, 삼상 교류 전압의 고저의 비교 결과에 근거하여, 대응하는 IGBT를 온시키는 것을 허가하는지 여부를 나타내는 신호(A1∼A6)를 출력하는 제 1∼제 6 비교 회로(22a∼22f)와, 제 1 또는 제 2 콘덴서(C11 또는 C12)의 단자간 전압(VD1 또는 VD2)이 목표 전압(VDT)보다도 높은 경우에, 제 1∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 근거하여 제 1∼제 6 IGBT의 각각을 온 및 오프시켜, 제 1 또는 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키는 제어부(23)를 포함한다.

Description

전력 변환 장치
이 발명은 전력 변환 장치에 관한 것이고, 특히, 병렬 접속된 정류기 및 컨버터를 구비한 전력 변환 장치에 관한 것이다.
일본 특허공개 평8-251947호 공보(특허문헌 1)에는, 교류 전원과 부하의 사이에 병렬 접속된 정류기 및 컨버터를 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 정류기 및 컨버터 중 적어도 어느 한쪽과 교류 전원의 사이에 변압기를 마련하는 것에 의해, 교류 전원, 정류기, 및 컨버터에 루프 전류가 흐르는 것을 방지하는 기술이 개시되어 있다.
일본 특허공개 평8-251947호 공보
그러나, 종래의 전력 변환 장치에서는, 루프 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해서 변압기를 마련하므로, 고(高)비용이 된다는 문제가 있었다.
그 때문에, 이 발명의 주된 목적은, 루프 전류가 흐르는 것을 방지하는 것이 가능하여 저(低)가격의 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
이 발명에 따른 전력 변환 장치는, 교류 전원으로부터 공급되는 제 1∼제 3 교류 전압에 근거하여 제 1∼제 3 직류 전압을 생성하고, 제 1∼제 3 직류 전압을 각각 제 1∼제 3 출력 노드에 출력하는 컨버터와, 제 1 및 제 2 출력 노드간에 접속된 제 1 콘덴서와, 제 2 및 제 3 출력 노드간에 접속된 제 2 콘덴서와, 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 각각이 목표 전압이 되도록 컨버터를 제어하는 제어 장치와, 제 1∼제 3 교류 전압을 정류하여 제 1 및 제 3 출력 노드간에 제 4 직류 전압을 출력하는 정류기를 구비한 것이다.
컨버터는, 각각 제 1∼제 3 교류 전압에 대응해서 마련되어, 각각의 제 1 전극이 제 1 출력 노드에 접속되고, 각각의 제 2 전극이 대응하는 교류 전압을 받는 제 1∼제 3 트랜지스터와, 각각 제 1∼제 3 교류 전압에 대응해서 마련되어, 각각의 제 1 전극이 대응하는 교류 전압을 받고, 각각의 제 2 전극이 제 3 출력 노드에 접속된 제 4∼제 6 트랜지스터와, 각각 제 1∼제 6 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제 1∼제 6 다이오드와, 각각 제 1∼제 3 교류 전압에 대응해서 마련되어, 각각의 한쪽 단자가 대응하는 교류 전압을 받고, 각각의 다른 쪽 단자가 제 2 출력 노드에 접속된 제 1∼제 3 교류 스위치를 포함한다.
제어 장치는, 각각 제 1∼제 3 트랜지스터에 대응해서 마련되어, 각각이, 제 1∼제 3 교류 전압의 고저를 비교하고, 대응하는 트랜지스터에 대응하는 교류 전압이 다른 2개의 교류 전압보다도 높은 경우에, 대응하는 트랜지스터를 온시키는 것을 허가하는 신호를 출력하는 제 1∼제 3 비교 회로와, 각각 제 4∼제 6 트랜지스터에 대응해서 마련되어, 각각이, 제 1∼제 3 교류 전압의 고저를 비교하고, 대응하는 트랜지스터에 대응하는 교류 전압이 다른 2개의 교류 전압보다도 낮은 경우에, 대응하는 트랜지스터를 온시키는 것을 허가하는 신호를 출력하는 제 4∼제 6 비교 회로와, 제 1 및 제 2 콘덴서 중 적어도 어느 한 쪽의 콘덴서의 단자간 전압이 목표 전압보다도 높은 경우에는, 제 1∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 근거하여 제 1∼제 6 트랜지스터의 각각을 온 및 오프시켜, 제 1 및 제 2 콘덴서 중 적어도 어느 한 쪽의 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키는 제어부를 포함한다.
이 발명에 따른 전력 변환 장치에서는, 제 1∼제 3 비교 회로는, 각각 제 1∼제 3 트랜지스터에 대응해서 마련되어, 대응하는 트랜지스터에 대응하는 교류 전압이 다른 2개의 교류 전압보다도 높은 경우에, 대응하는 트랜지스터를 온시키는 것을 허가하는 신호를 출력한다. 제 4∼제 6 비교 회로는, 각각 제 4∼제 6 트랜지스터에 대응해서 마련되어, 대응하는 트랜지스터에 대응하는 교류 전압이 다른 2개의 교류 전압보다도 낮은 경우에, 대응하는 트랜지스터를 온시키는 것을 허가하는 신호를 출력한다. 제어부는, 제 1 또는 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 목표 전압보다도 높은 경우에는, 제 1∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 근거하여 제 1∼제 6 트랜지스터의 각각을 온 및 오프시켜, 제 1 또는 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 하강시킨다. 따라서, 교류 전원, 정류기, 및 컨버터에 루프 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있다. 또, 변압기를 설치할 필요가 없으므로, 장치의 저가격화를 도모할 수 있다.
도 1은 이 발명의 실시형태 1에 의한 무정전 전원 장치의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다.
도 2는 종래의 문제점을 설명하기 위한 회로 블럭도이다.
도 3은 종래의 문제점을 설명하기 위한 다른 회로 블럭도이다.
도 4는 도 1에 나타낸 제어 장치 중 컨버터를 제어하여 콘덴서 C11, C12를 방전시키는 부분의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 5는 도 4에 나타낸 선간 전압의 파형을 나타내는 타임 차트이다.
도 6은 도 4에 나타낸 비교부의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 7은 도 6에 나타낸 비교부의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다.
도 8은 도 6에 나타낸 비교부의 동작을 설명하기 위한 다른 타임 차트이다.
도 9는 도 6에 나타낸 신호 A1∼A6의 파형을 나타내는 타임 차트이다.
도 10은 도 4에 나타낸 제어부의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 11은 도 10에 나타낸 클록 신호 CLK1, 신호 A1, 및 게이트 신호 G1의 파형을 나타내는 타임 차트이다.
도 12는 도 1에 나타낸 제어 장치 중 컨버터를 제어하여 콘덴서 C11, C12를 충전시키는 부분의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 13은 도 12에 나타낸 클록 신호 및 게이트 신호의 파형을 나타내는 타임 차트이다.
도 14는 이 발명의 실시형태 2에 의한 무정전 전원 장치의 주요부를 나타내는 회로 블럭도이다.
도 15는 도 14에 나타낸 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35의 파형을 나타내는 타임 차트이다.
도 16은 도 14에 나타낸 클록 신호 CLK3, 신호 A15, 및 게이트 신호 G1, G5의 파형을 나타내는 타임 차트이다.
[실시형태 1]
도 1은, 이 발명의 실시형태 1에 의한 무정전 전원 장치의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다. 도 1에 있어서, 이 무정전 전원 장치는, 입력 단자 T1∼T3, 배터리 단자 T4, 출력 단자 T11, T12, 필터(1), 컨버터(2), 콘덴서 C11, C12, 정류기(3), 쌍방향 초퍼(4), 및 제어 장치(5)를 구비한다.
입력 단자 T1∼T3은, 각각 교류 전원(11)으로부터 U상 교류 전압 Vu(제 1 교류 전압), V상 교류 전압 Vv(제 2 교류 전압), 및 W상 교류 전압 Vw(제 3 교류 전압)를 받는다. 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 각각은 상용 주파수를 갖고, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 순시값은, 제어 장치(5)에 의해 검출된다.
배터리 단자 T4는, 배터리(12)(전력 저장 장치)에 접속된다. 배터리(12)의 단자간 전압 VB의 순시값은, 제어 장치(5)에 의해 검출된다. 배터리(12) 대신에 콘덴서가 접속되어 있어도 상관없다. 출력 단자 T11, T12간에는, 부하(13)가 접속된다. 부하(13)는, 무정전 전원 장치로부터 공급되는 직류 전력에 의해 구동된다.
필터(1)는, 콘덴서 C1∼C3 및 리액터 L1∼L3을 포함한다. 콘덴서 C1∼C3의 한쪽 전극은 각각 입력 단자 T1∼T3에 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 함께 중성점 NP에 접속된다. 중성점 NP는, 예를 들어 접지 전압을 받는다. 리액터 L1∼L3의 한쪽 단자는 각각 입력 단자 T1∼T3에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 각각 컨버터(2)의 입력 노드 N1∼N3에 접속된다.
필터(1)는, 저역 통과 필터이며, 교류 전원(11)으로부터의 상용 주파수의 전류를 컨버터(2)에 통과시켜, 컨버터(2)에서 발생하는 스위칭 주파수의 전류가 교류 전원(11)측에 흐르는 것을 방지한다.
컨버터(2)는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) Q1∼Q6, 다이오드 D1∼D6, 및 교류 스위치 S1∼S3을 포함한다. IGBT Q1∼Q3의 컬렉터는 함께 출력 노드 N4(제 1 출력 노드)에 접속되고, 그들의 이미터는 각각 입력 노드 N1∼N3에 접속된다. 출력 노드 N4에는, 양전압(positive voltage)(제 1 직류 전압)이 출력된다. 출력 노드 N4는, 출력 단자 T11에 접속된다.
IGBT Q4∼Q6의 컬렉터는 각각 입력 노드 N1∼N3에 접속되고, 그들의 이미터는 함께 출력 노드 N5(제 3 출력 노드)에 접속된다. 출력 노드 N5에는, 음전압(negative voltage)(제 3 직류 전압)이 출력된다. 출력 노드 N5는, 출력 단자 T12에 접속된다. 다이오드 D1∼D6은, 각각 IGBT Q1∼Q6에 역병렬로 접속된다. IGBT Q1∼Q6의 각각의 온 및 오프는, 제어 장치(5)에 의해 제어된다.
교류 스위치 S1∼S3의 한쪽 단자는 각각 입력 노드 N1∼N3에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 함께 출력 노드 N6(제 2 출력 노드)에 접속된다. 출력 노드 N6에는, 중성점 전압(제 2 직류 전압)이 출력된다. 출력 노드 N6은, 예를 들어 중성점 NP에 접속된다.
교류 스위치 S1∼S3의 각각은, IGBT Q7, Q8 및 다이오드 D7, D8을 포함한다. IGBT Q7, Q8의 컬렉터는 서로 접속되고, IGBT Q7의 이미터는 한쪽 단자(대응하는 입력 노드)에 접속되고, IGBT Q8의 이미터는 다른 쪽 단자(노드 N6)에 접속된다. 다이오드 D7, D8은, 각각 IGBT Q7, Q8에 역병렬로 접속된다. 스위치 S1∼S3에 속하는 IGBT Q7, Q8의 각각의 온 및 오프는, 제어 장치(5)에 의해 제어된다.
한편, 스위치 S1∼S3의 각각에 있어서, IGBT Q7, Q8의 이미터가 서로 접속되고, IGBT Q8의 컬렉터가 한쪽 단자(대응하는 입력 노드)에 접속되고, IGBT Q7의 컬렉터가 다른 쪽 단자(노드 N6)에 접속되고, 다이오드 D7, D8이 각각 IGBT Q7, Q8에 역병렬로 접속되어 있어도 된다.
컨버터(2)는, 제어 장치(5)에 의해 제어된다. 교류 전원(11)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 경우(교류 전원(11)의 건전 시)에는, 컨버터(2)는, 교류 전원(11)으로부터 필터(1)를 통해서 공급되는 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 근거하여 양전압, 음전압, 및 중성점 전압을 생성하고, 양전압, 음전압, 및 중성점 전압을 각각 출력 노드 N4∼N6에 출력한다. 교류 전원(11)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 경우(교류 전원(11)의 정전 시)에는, 컨버터(2)의 운전은 정지된다.
콘덴서 C11은, 컨버터(2)의 출력 노드 N4, N6간에 접속되고, 출력 노드 N4, N6간의 직류 전압 VD1을 평활화한다. 콘덴서 C12는, 컨버터(2)의 출력 노드 N6, N5간에 접속되고, 출력 노드 N6, N5간의 직류 전압 VD2를 평활화한다.
콘덴서 C11의 단자간 전압(노드 N4, N6간의 직류 전압) VD1의 순시값은, 제어 장치(5)에 의해 검출된다. 콘덴서 C12의 단자간 전압(노드 N6, N5간의 직류 전압) VD2의 순시값은, 제어 장치(5)에 의해 검출된다.
제어 장치(5)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 근거하여, 교류 전원(11)의 정전이 발생했는지 여부를 판별한다. 예를 들어, 제어 장치(5)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 어느 하나의 교류 전압이 하한값보다도 저하된 경우에, 교류 전원(11)의 정전이 발생했다고 판별한다. 제어 장치(5)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw가 모두 하한값보다도 높은 경우에는, 교류 전원(11)은 건전하다고 판별한다.
교류 전원(11)의 건전 시에는, 제어 장치(5)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 근거하여, 콘덴서 C11의 단자간 전압 VD1이 목표 전압 VDT가 되고, 또한 콘덴서 C12의 단자간 전압 VD2가 목표 전압 VDT가 되도록 컨버터(2)를 제어한다. 이에 의해, 출력 단자 T11, T12간의 직류 전압 VDC가 목표 전압 VDT의 2배인 전압 2VDT로 된다.
교류 전원(11)의 정전 시에는, 제어 장치(5)는, 모든 IGBT Q1∼Q8을 오프시켜 컨버터(2)의 운전을 정지한다. 교류 전원(11)의 건전 시에 컨버터(2)를 운전하는 방법에 대해서는, 뒤에 상세히 설명한다.
정류기(3)는, 다이오드 D11∼D16을 포함한다. 다이오드 D11∼D13의 애노드는 각각 입력 단자 T1∼T3에 접속되고, 그들의 캐소드는 함께 출력 단자 T11에 접속된다. 다이오드 D14∼D16의 애노드는 함께 출력 단자 T12에 접속되고, 그들의 캐소드는 각각 다이오드 D11∼D13의 애노드에 접속된다. 정류기(3)는, 교류 전원(11)으로부터 공급되는 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw를 전파(全波) 정류하여 직류 전압 Vdc를 생성한다. 정류기(3)의 직류 출력 전압 Vdc는, 상기 목표 전압 VDT의 2배인 전압 2VDT보다도 낮다.
따라서, 컨버터(2)가 정상적으로 동작하고 있는 경우에는, 정류기(3)의 다이오드 D11∼D16은 오프 상태로 유지되고, 정류기(3)로부터 부하(13)에 직류 전력은 공급되지 않는다. 컨버터(2)가 고장나서 직류 출력 전압 VDC가 정류기(3)의 직류 출력 전압 Vdc까지 저하된 경우에는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 동기(同期)하여 다이오드 D11∼D16 중 2개의 다이오드가 순차적으로 온하여, 정류기(3)로부터 부하(13)에 직류 전력이 공급된다.
쌍방향 초퍼(4)는, 출력 단자 T11, T12와 배터리 단자 T4의 사이에 접속되고, 제어 장치(5)에 의해 제어된다. 쌍방향 초퍼(4)는, 교류 전원(11)의 건전 시에는, 컨버터(2)(또는 정류기(3))로부터 공급되는 직류 전력을 배터리(12)에 축적하고, 교류 전원(11)의 정전 시에는, 배터리(12)의 직류 전력을 부하(13)에 공급한다.
제어 장치(5)는, 교류 전원(11)의 건전 시에는, 배터리(12)의 단자간 전압 VB가 목표 배터리 전압 VBT가 되도록 쌍방향 초퍼(4)를 제어하고, 교류 전원(11)의 정전 시에는, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 합인 전압(VD1+VD2)이 목표 전압 VDT의 2배인 전압 2VDT가 되도록 쌍방향 초퍼(4)를 제어한다. 2VDT＞VBT이다.
한편, 쌍방향 초퍼(4)가 출력 노드 N4∼N6에 접속되어 있어도 된다. 이 경우, 제어 장치(5)는, 교류 전원(11)의 건전 시에는, 배터리(12)의 단자간 전압 VB가 목표 배터리 전압 VBT가 되도록 쌍방향 초퍼(4)를 제어하고, 교류 전원(11)의 정전 시에는, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 각각이 목표 전압 VDT가 되도록 쌍방향 초퍼(4)를 제어한다.
다음으로, 이 무정전 전원 장치의 동작에 대해 설명한다. 교류 전원(11)의 건전 시에는, 교류 전원(11)으로부터 필터(1)를 통해서 컨버터(2)에 삼상 교류 전력이 공급된다. 삼상 교류 전력은, 컨버터(2)에 의해 직류 전력으로 변환되어 부하(13)에 공급됨과 더불어, 쌍방향 초퍼(4)에 의해 배터리(12)에 축적된다. 부하(13)는, 컨버터(2)로부터 공급되는 직류 전력에 의해 구동된다.
교류 전원(11)의 건전 시에 있어서 컨버터(2)가 고장난 경우에는, 교류 전원(11)으로부터 공급되는 삼상 교류 전력이 정류기(3)에 의해 직류 전력으로 변환된다. 정류기(3)에 의해 생성된 직류 전력은, 부하(13)에 공급됨과 더불어, 쌍방향 초퍼(4)에 의해 배터리(12)에 축적된다. 따라서, 교류 전원(11)의 건전 시에 있어서 컨버터(2)가 고장난 경우여도, 부하(13)의 운전을 계속할 수 있다.
교류 전원(11)의 정전 시에는, 컨버터(2)의 운전은 정지되고, 정류기(3)의 다이오드 D11∼D16은 오프 상태로 유지되어, 배터리(12)의 직류 전력이 쌍방향 초퍼(4)에 의해 부하(13)에 공급된다. 따라서, 배터리(12)에 직류 전력이 축적되어 있는 기간은, 부하(13)의 운전을 계속할 수 있다.
그런데, 이와 같은 구성의 무정전 전원 장치에 있어서, 종래의 무정전 전원 장치와 같이 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저에 관계없이 컨버터(2)를 운전하면, 교류 전원(11)으로부터 정류기(3), 컨버터(2) 및 필터(1)를 통해서 교류 전원(11)에, 또는 그 반대의 경로에 루프 전류 IL가 흘러, 손실이 발생한다는 문제가 있다.
예를 들어, 교류 전압 Vv가 교류 전압 Vu보다도 높은 기간에 IGBT Q1을 온시키면, 도 2에 나타내는 바와 같이, 교류 전원(11)의 V상 단자로부터 입력 단자 T2, 다이오드 D12, IGBT Q1, 리액터 L1, 및 입력 단자 T1을 통해서 교류 전원(11)의 U상 단자에 루프 전류 IL가 흘러 버린다.
마찬가지로, 교류 전압 Vw가 교류 전압 Vu보다도 높은 기간에 IGBT Q1이 온되면, 교류 전원(11)의 W상 단자로부터 입력 단자 T3, 다이오드 D13, IGBT Q1, 리액터 L1, 및 입력 단자 T1을 통해서 교류 전원(11)의 U상 단자에 루프 전류 IL가 흘러 버린다.
또, 교류 전압 Vv가 교류 전압 Vu보다도 높은 기간에 IGBT Q5가 온되면, 도 3에 나타내는 바와 같이, 교류 전원(11)의 V상 단자로부터 입력 단자 T2, 리액터 L2, IGBT Q5, 다이오드 D14, 및 입력 단자 T1을 통해서 교류 전원(11)의 U상 단자에 루프 전류 IL가 흘러 버린다.
마찬가지로, 교류 전압 Vv가 교류 전압 Vw보다도 높은 기간에 IGBT Q5가 온되면, 교류 전원(11)의 V상 단자로부터 입력 단자 T2, 리액터 L2, IGBT Q5, 다이오드 D16, 및 입력 단자 T3을 통해서 교류 전원(11)의 W상 단자에 루프 전류 IL가 흘러 버린다. 본원 발명은, 이 문제를 해결하는 것이다.
도 4는, 제어 장치(5) 중 컨버터(2)를 제어하여 콘덴서 C11, C12를 방전시키는 부분의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 4에 있어서, 제어 장치(5)는, 선간 전압 검출부(21), 비교부(22), 및 제어부(23)를 포함한다.
선간 전압 검출부(21)는, 교류 전원(11)으로부터 공급되는 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 근거하여 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv를 검출한다. 선간 전압 Vuv, Vuw는, 각각 V상 및 W상에서 본 U상의 전압이다. 선간 전압 Vvw, Vvu는, 각각 W상 및 U상에서 본 V상의 전압이다. 선간 전압 Vwu, Vwv는, 각각 U상 및 V상에서 본 W상의 전압이다.
도 5는, 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv를 나타내는 파형도이다. 도 5에서는, 선간 전압의 실효값이 100%로 표시되어 있다. 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 각각은 60Hz에서 정현파 형상으로 변화하고, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 따라서, 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv의 각각은 60Hz에서 정현파 형상으로 변화하고, 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv의 위상은 60도씩 어긋나 있다.
도 4로 되돌아가서, 비교부(22)는, 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv에 근거하여, 루프 전류 IL을 흘리지 않고 IGBT Q1∼Q6을 온할 수 있는지 여부를 판정하고, 판정 결과를 나타내는 신호 A1∼A6을 출력한다. 신호 A1∼A6은, 각각 IGBT Q1∼Q6을 온 상태로 해도 되는 경우에 활성화 레벨인 「H」 레벨로 된다. 또 신호 A1∼A6은, 각각 IGBT Q1∼Q6을 온 상태로 해서는 안되는 경우에 비(非)활성화 레벨인 「L」 레벨로 된다.
도 6은, 비교부(22)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 6에 있어서, 비교부(22)는, 비교기(31∼42) 및 AND 게이트(51∼56)를 포함한다. 비교기(31∼42)의 반전 입력 단자(- 단자)는, 각각 선간 전압 Vvu, Vwu, Vuv, Vwv, Vvw, Vuw, Vuv, Vuw, Vvu, Vvw, Vwv, Vwu를 받는다. 비교기(31∼42)의 비(非)반전 입력 단자(+ 단자)는, 모두 0V를 받는다.
비교기(31∼42)의 출력 신호 φ31∼φ42는, 각각 선간 전압 Vvu, Vwu, Vuv, Vwv, Vvw, Vuw, Vuv, Vuw, Vvu, Vvw, Vwv, Vwu가 음전압인 경우에 「H」 레벨이 되고, 각각 선간 전압 Vvu, Vwu, Vuv, Vwv, Vvw, Vuw, Vuv, Vuw, Vvu, Vvw, Vwv, Vwu가 양전압인 경우에 「L」 레벨이 된다.
비교기(31, 33, 35, 37, 39, 41)의 출력 신호 φ31, φ33, φ35, φ37, φ39, φ41은 각각 AND 게이트(51∼56)의 한쪽 입력 노드에 주어지고, 비교기(32, 34, 36, 38, 40, 42)의 출력 신호 φ32, φ34, φ36, φ38, φ40, φ42는 각각 AND 게이트(51∼56)의 다른 쪽 입력 노드에 주어진다. AND 게이트(51∼56)는, 각각 신호 A1∼A6을 출력한다.
도 2에서는, 교류 전압 Vu가 교류 전압 Vv, Vw보다도 낮은 기간에 IGBT Q1을 온시키면 루프 전류 IL가 흐르는 것을 설명했다. 그러나, 교류 전압 Vu가 교류 전압 Vv, Vw보다도 높은 기간에 IGBT Q1을 온시키면 루프 전류 IL가 흐르지 않는다. 따라서, 교류 전압 Vu가 교류 전압 Vv, Vw보다도 높은 기간, 즉, 도 7에 나타내는 바와 같이, 선간 전압 Vvu, Vwu가 모두 음전압인 기간 TA가 IGBT Q1을 온시켜도 되는 기간이다.
도 6으로 되돌아가서, 비교기(31)의 출력 신호 φ31은, 선간 전압 Vvu가 음전압인 기간에 「H」 레벨이 되고, 선간 전압 Vvu가 양전압인 기간에 「L」 레벨이 된다. 비교기(32)의 출력 신호 φ32는, 선간 전압 Vwu가 음전압인 기간에 「H」 레벨이 되고, 선간 전압 Vwu가 양전압인 기간에 「L」 레벨이 된다.
AND 게이트(51)의 출력 신호 A1은, 신호 φ31, φ32가 모두 「H」 레벨인 기간, 즉 선간 전압 Vvu, Vwu가 모두 음전압인 기간에 「H」 레벨이 된다. 따라서, 신호 A1이 「H」 레벨인 기간이 IGBT Q1을 온시켜도 되는 기간이다.
마찬가지로, 선간 전압 Vuv, Vwv가 모두 음전압이 되고, 신호 A2가 「H」 레벨이 되는 기간이 IGBT Q2를 온시켜도 되는 기간이다. 또, 선간 전압 Vvw, Vuw가 모두 음전압이 되고, 신호 A3이 「H」 레벨이 되는 기간이 IGBT Q3을 온시켜도 되는 기간이다.
비교기(31, 32) 및 AND 게이트(51)는, IGBT Q1에 대응해서 마련되어, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저를 비교하고, 대응하는 IGBT Q1에 대응하는 교류 전압 Vu가 다른 2개의 교류 전압 Vv, Vw보다도 높은 경우에, 신호 A1을 「H」 레벨로 하여, 대응하는 IGBT Q1을 온시키는 것을 허가하는 제 1 비교 회로(22a)를 구성한다.
비교기(33, 34) 및 AND 게이트(52)는, IGBT Q2에 대응해서 마련되어, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저를 비교하고, 대응하는 IGBT Q2에 대응하는 교류 전압 Vv가 다른 2개의 교류 전압 Vu, Vw보다도 높은 경우에, 신호 A2를 「H」 레벨로 하여, 대응하는 IGBT Q2를 온시키는 것을 허가하는 제 2 비교 회로(22b)를 구성한다.
비교기(35, 36) 및 AND 게이트(53)는, IGBT Q3에 대응해서 마련되어, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저를 비교하고, 대응하는 IGBT Q3에 대응하는 교류 전압 Vw가 다른 2개의 교류 전압 Vu, Vv보다도 높은 경우에, 신호 A3을 「H」 레벨로 하여, 대응하는 IGBT Q3을 온시키는 것을 허가하는 제 3 비교 회로(22c)를 구성한다.
또 도 3에서는, 교류 전압 Vv가 교류 전압 Vu, Vw보다도 높은 기간에 IGBT Q5를 온시키면 루프 전류 IL가 흐르는 것을 설명했다. 그러나, 교류 전압 Vv가 교류 전압 Vu, Vw보다도 낮은 기간에 IGBT Q5를 온시키면 루프 전류 IL은 흐르지 않는다. 따라서, 교류 전압 Vv가 교류 전압 Vu, Vw보다도 낮은 기간, 즉 선간 전압 Vvu, Vvw가 모두 음전압인 기간이 IGBT Q5를 온시켜도 되는 기간이다.
도 6으로 되돌아가서, 비교기(39)의 출력 신호 φ39는, 선간 전압 Vvu가 음전압인 기간에 「H」 레벨이 되고, 선간 전압 Vvu가 양전압인 기간에 「L」 레벨이 된다. 비교기(40)의 출력 신호 φ40은, 선간 전압 Vvw가 음전압인 기간에 「H」 레벨이 되고, 선간 전압 Vvw가 양전압인 기간에 「L」 레벨이 된다.
AND 게이트(55)의 출력 신호 A5는, 신호 φ39, φ40이 모두 「H」 레벨인 기간, 즉 선간 전압 Vvu, Vvw가 모두 음전압인 기간에 「H」 레벨이 된다. 따라서, 신호 A5가 「H」 레벨인 기간이 IGBT Q5를 온시켜도 되는 기간이다.
마찬가지로, 선간 전압 Vuv, Vuw가 모두 음전압이 되고, 신호 A4가 「H」 레벨이 되는 기간이 IGBT Q4를 온시켜도 되는 기간이다. 또, 선간 전압 Vwv, Vwu가 모두 음전압이 되고, 신호 A6이 「H」 레벨이 되는 기간이 IGBT Q6을 온시켜도 되는 기간이다.
비교기(37, 38) 및 AND 게이트(54)는, IGBT Q4에 대응해서 마련되어, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저를 비교하고, 대응하는 IGBT Q4에 대응하는 교류 전압 Vu가 다른 2개의 교류 전압 Vv, Vw보다도 낮은 경우에, 신호 A4를 「H」 레벨로 하여, 대응하는 IGBT Q4를 온시키는 것을 허가하는 제 4 비교 회로(22d)를 구성한다.
비교기(39, 40) 및 AND 게이트(55)는, IGBT Q5에 대응해서 마련되어, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저를 비교하고, 대응하는 IGBT Q5에 대응하는 교류 전압 Vv가 다른 2개의 교류 전압 Vu, Vw보다도 낮은 경우에, 신호 A5를 「H」 레벨로 하여, 대응하는 IGBT Q5를 온시키는 것을 허가하는 제 5 비교 회로(22e)를 구성한다.
비교기(41, 42) 및 AND 게이트(56)는, IGBT Q6에 대응해서 마련되어, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 고저를 비교하고, 대응하는 IGBT Q6에 대응하는 교류 전압 Vw가 다른 2개의 교류 전압 Vu, Vv보다도 낮은 경우에, 신호 A6을 「H」 레벨로 하여, 대응하는 IGBT Q6을 온시키는 것을 허가하는 제 6 비교 회로(22f)를 구성한다.
도 8(A), (B)는, IGBT Q1, Q5를 온시켜도 되는 기간 TA, TB를 나타내는 타임 차트이다. 도 8(A)에 있어서, 선간 전압 Vvu, Vwu가 모두 음전압이 되는 기간 TA가 IGBT Q1을 온시켜도 되는 기간이다. 도 8(B)에 있어서, 선간 전압 Vvu, Vvw가 모두 음전압이 되는 기간 TB가 IGBT Q5를 온시켜도 되는 기간이다. 기간 TA와 기간 TB가 겹쳐 있는 기간 TC는, IGBT Q1, Q5의 양쪽을 동시에 온시켜도 되는 기간이다.
도 9(A)∼(F)는, 신호 A1∼A6의 파형을 나타내는 타임 차트이다. 신호 A1∼A6의 각각의 주파수는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 각각의 주파수와 동일하다. 신호 A1∼A6의 각각은, 360도 중 120도만 「H」 레벨이 되고, 나머지 240도는 「L」 레벨이 된다. 신호 A1∼A3의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 신호 A4∼A6의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 신호 A1∼A3의 위상은, 신호 A4∼A6의 위상보다도 180도 앞서 있다.
신호 A1∼A3 중 어느 하나의 신호와, 신호 A4∼A6 중 어느 하나의 신호가 동시에 「H」 레벨이 된다. 신호 A1, A4, 신호 A2, A5, 및 신호 A3, A6의 각각이 동시에 「H」 레벨이 되는 것은 아니다. 따라서, IGBT Q1와 Q4, IGBT Q2와 Q5, 및 IGBT Q3와 Q6의 각각이 동시에 온하는 것은 아니다.
도 4로 되돌아가서, 제어부(23)는, 신호 A1∼A6과 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2에 근거하여, IGBT Q1∼Q6을 온 및 오프시키기 위한 게이트 신호 Q1∼Q6을 생성한다.
도 10은, 제어부(23)의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다. 도 10에 있어서, 제어부(23)는, 전압 검출기(61, 62), 목표 전압 발생기(63), 감산기(64, 65), 듀티비(duty ratio) 설정부(66, 67), 발진기(68), 신호 발생부(69, 70), 및 AND 게이트(71∼76)를 포함한다.
전압 검출기(61)는, 콘덴서 C11의 단자간 전압 VD1의 순시값을 검출하고, 검출값을 나타내는 신호 VD1f를 출력한다. 전압 검출기(62)는, 콘덴서 C12의 단자간 전압 VD2의 순시값을 검출하고, 검출값을 나타내는 신호 VD2f를 출력한다. 목표 전압 발생기(63)는, 목표 전압 VDT를 생성한다.
감산기(64)는, 신호 VD1f와 목표 전압 VDT의 편차 ΔVD1=VD1f-VDT를 구한다. 감산기(65)는, 신호 VD2f와 목표 전압 VDT의 편차 ΔVD2=VD2f-VDT를 구한다. 듀티비 설정부(66)는, 편차 ΔVD1에 게인을 곱하여 듀티비 설정 신호 DS1을 생성한다. 듀티비 설정부(67)는, 편차 ΔVD2에 게인을 곱하여 듀티비 설정 신호 DS2를 생성한다. 듀티비 설정 신호 DS1, DS2는, 각각 신호 발생부(69, 70)에 주어진다.
발진기(68)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 동기하여, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 주파수의 정수 배(예를 들어 6배)의 주파수를 갖는 클록 신호 CLKA를 생성한다. 클록 신호 CLKA는, 신호 발생부(69, 70)에 주어진다. 신호 발생부(69)는, 듀티비 설정 신호 DS1에 근거하여, 클록 신호 CLKA의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK1을 생성한다. 편차 ΔVD1이 클수록 클록 신호 CLK1의 듀티비는 커진다. 신호 발생부(70)는, 듀티비 설정 신호 DS2에 근거하여, 클록 신호 CLKA의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK2를 생성한다. 편차 ΔVD2가 클수록 클록 신호 CLK2의 듀티비는 커진다.
AND 게이트(71∼73)의 한쪽 입력 노드는 클록 신호 CLK1을 받고, 그들의 다른 쪽 입력 노드는 각각 신호 A1∼A3을 받는다. AND 게이트(71∼73)의 출력 신호는, 각각 게이트 신호 G1∼G3이 된다. 게이트 신호 G1∼G3은, 각각 IGBT Q1∼Q3의 게이트에 주어진다. 게이트 신호 G1∼G3이 「H」 레벨인 경우는, 각각 IGBT Q1∼Q3이 온한다. 게이트 신호 G1∼G3이 「L」 레벨인 경우는, 각각 IGBT Q1∼Q3이 오프한다.
AND 게이트(74∼76)의 한쪽 입력 노드는 클록 신호 CLK2를 받고, 그들의 다른 쪽 입력 노드는 각각 신호 A4∼A6을 받는다. AND 게이트(74∼76)의 출력 신호는, 각각 게이트 신호 G4∼G6이 된다. 게이트 신호 G4∼G6은, 각각 IGBT Q4∼Q6의 게이트에 주어진다. 게이트 신호 G4∼G6이 「H」 레벨인 경우는, 각각 IGBT Q4∼Q6이 온한다. 게이트 신호 G4∼G6이 「L」 레벨인 경우는, 각각 IGBT Q4∼Q6이 오프한다.
도 11(A)∼(C)는, 클록 신호 CLK1, 신호 A1, 및 게이트 신호 G1의 파형을 나타내는 타임 차트이다. 클록 신호 CLK1은, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 주파수의 정수 배(예를 들어 6배)의 주파수를 갖는다. 클록 신호 CLK1와 신호 A1은, 동기하고 있다. 도 11(A)에서는, 클록 신호 CLK1이 「H」 레벨로 되어 있는 시간과, 클록 신호 CLK1의 1주기의 비(比)인 듀티비가 50%인 경우가 나타나 있다.
신호 A1이 「H」 레벨인 기간에는, 클록 신호 CLK1이 AND 게이트(71)(도 10)를 통과하여 게이트 신호 G1이 된다. 신호 A1이 「L」 레벨인 기간에는, AND 게이트(71)의 출력 신호인 게이트 신호 G1은 「L」 레벨로 고정된다. 따라서, 신호 A1이 「H」 레벨인 기간에 IGBT Q1이 온 및 오프되고, 신호 A1이 「L」 레벨인 기간에는 IGBT Q1은 오프 상태로 유지된다.
다음으로, 이 무정전 전원 장치에 있어서의 콘덴서 C11, C12의 방전 방법에 대해 설명한다. 부하(13)의 운전 중에 부하 전류가 감소하거나, 부하(13)가 갑자기 정지하거나, 부하(13)에서 회생 전류가 발생하면, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 각각이 목표 전압 VDT보다도 높아진다. 이 경우는, 콘덴서 C11, C12를 방전시켜 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2를 하강시킬 필요가 있다.
우선 선간 전압 검출부(21)(도 4)에 의해 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv가 검출되고, 그 검출 결과에 근거하여 비교부(22)(도 4)에 의해, 루프 전류 IL을 흘리지 않고 IGBT Q1∼Q6을 온시키는 것이 가능한지 여부를 나타내는 신호 A1∼A6(도 9(A)∼(F))이 생성된다. 제어부(23)(도 4)는, 신호 A1∼A6과 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2에 근거하여, 게이트 신호 G1∼G6을 생성하는 것에 의해, 컨버터(2)를 제어한다.
제어부(23)(도 10)에서는, 전압 검출기(61, 62)에 의해 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 검출되고, 목표 전압 발생기(63)에 의해 목표 전압 VDT가 생성된다. 전압 검출기(61, 62)의 출력 신호 VD1f, VD2f와 목표 전압 VDT의 편차 ΔVD1, ΔVD2가 감산기(64, 65)에 의해 생성된다. 듀티비 설정부(66, 67)에 의해, 편차 ΔVD1, VD2에 따른 값의 듀티비 설정 신호 DS1, DS2가 생성된다.
신호 발생부(69)는, 듀티비 설정 신호 DS1에 근거하여, 발진기(68)에 의해 생성된 클록 신호 CLKA의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK1을 생성한다. 신호 A1∼A3이 「H」 레벨인 경우에, 클록 신호 CLK1이 AND 게이트(71∼73)를 통과하여 게이트 신호 G1∼G3이 된다. 게이트 신호 G1∼G3이 「H」 레벨로 되면, 각각 IGBT Q1∼Q3(도 1)이 온한다. 예를 들어 IGBT Q1이 온하면, 콘덴서 C11의 양극(positive electrode)으로부터 IGBT Q1, 리액터 L1, 및 콘덴서 C1을 통해서 콘덴서 C11의 음극(negative electrode)(노드 N6)에 전류가 흘러, 콘덴서 C11의 단자간 전압 VD1이 약간 저하된다.
신호 발생부(70)는, 듀티비 설정 신호 DS2에 근거하여, 클록 신호 CLKA의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK2를 생성한다. 신호 A4∼A6이 「H」 레벨인 경우에, 클록 신호 CLK2가 AND 게이트(74∼76)를 통과하여 게이트 신호 G4∼G6이 된다. 게이트 신호 G4∼G6이 「H」 레벨로 되면, 각각 IGBT Q4∼Q6(도 1)이 온한다. 예를 들어 IGBT Q5가 온하면, 콘덴서 C12의 양극(노드 N6)으로부터 콘덴서 C2, 리액터 L2, 및 IGBT Q5를 통해서 콘덴서 C12의 음극에 전류가 흘러, 콘덴서 C12의 단자간 전압 VD2가 약간 저하된다.
또, IGBT Q1, Q5의 양쪽이 동시에 온하면, 콘덴서 C11의 양극으로부터 IGBT Q1, 리액터 L1, 콘덴서 C1, C2, 리액터 L2, 및 IGBT Q5를 통해서 콘덴서 C12의 음극에 전류가 흘러, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 약간 저하된다.
콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 모두 목표 전압 VDT에 도달하고, 편차 ΔVD1, ΔVD2가 모두 0이 되면, 듀티비 설정부(66, 67) 및 신호 발생부(69, 70)에 의해 클록 신호 CLK1, CLK2의 듀티비가 0으로 된다. 이에 의해, 게이트 신호 G1∼G6이 「L」 레벨로 되고, IGBT Q1∼Q6이 오프되어, 콘덴서 C11, C12의 방전이 중지된다. 한편, 콘덴서 C11, C12를 방전시키는 경우에는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7, Q8(도 1)은 오프 상태로 유지된다.
도 12는, 제어 장치(5)(도 1) 중 컨버터(2)를 제어하여 콘덴서 C11, C12를 충전시키는 부분을 나타내는 회로 블럭도이다. 부하(13)에서 소비되는 전류가 갑자기 증가하면, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 각각이 목표 전압 VDT보다도 저하된다. 이 경우는, 콘덴서 C11, C12를 충전할 필요가 있다. 도 12에 있어서, 제어 장치(5)는, 감산기(81, 82), 듀티비 설정부(83, 84), 발진기(85, 88), 신호 발생부(86, 87), 인버터(89), 및 AND 게이트(90, 91)를 포함한다.
감산기(81)는, 목표 전압 발생기(63)(도 10)에 의해 생성된 목표 전압 VDT와 전압 검출기(61)(도 10)의 출력 신호 VD1f의 편차 ΔVD1A=VDT-VD1f를 구한다. 감산기(82)는, 목표 전압 VDT와 전압 검출기(62)(도 10)의 출력 신호 VD2f의 편차 ΔVD2A=VDT-VD2f를 구한다.
듀티비 설정부(83)는, 편차 ΔVD1A에 게인을 곱하여 듀티비 설정 신호 DS1A를 생성한다. 듀티비 설정부(84)는, 편차 ΔVD2A에 게인을 곱하여 듀티비 설정 신호 DS2A를 생성한다. 듀티비 설정 신호 DS1A, DS2A는, 각각 신호 발생부(86, 87)에 주어진다.
발진기(85)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 동기하여, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 주파수의 정수 배(예를 들어 8배)의 주파수를 갖는 클록 신호 CLKB를 생성한다. 클록 신호 CLKB는, 신호 발생부(86, 87)에 주어진다.
신호 발생부(86)는, 듀티비 설정 신호 DS1A에 근거하여, 클록 신호 CLKB의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK1B를 생성한다. 편차 ΔVD1A가 커질수록 클록 신호 CLK1B의 듀티비는 커진다. 신호 발생부(87)는, 듀티비 설정 신호 DS2A에 근거하여, 클록 신호 CLKB의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK2B를 생성한다. 편차 ΔVD2A가 커질수록 클록 신호 CLK2B의 듀티비는 커진다.
발진기(88)는, 클록 신호 CLKB에 동기하여, 클록 신호 CLKB의 주파수의 짝수 배(예를 들어 4배)의 주파수를 갖는 클록 신호 CLKC를 생성한다. 인버터(89)는, 클록 신호 CLKC의 반전 신호 /CLKC를 생성한다.
AND 게이트(90)의 한쪽 입력 노드는 클록 신호 CLK1B를 받고, 그의 다른 쪽 입력 노드는 클록 신호 CLKC를 받는다. AND 게이트(91)의 한쪽 입력 노드는 클록 신호 CLK2B를 받고, 그의 다른 쪽 입력 노드는 클록 신호 /CLKC를 받는다. AND 게이트(90, 91)의 출력 신호는, 각각 게이트 신호 GA, GB가 된다. 게이트 신호 GA는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7(도 1)의 게이트에 주어진다. 게이트 신호 GB는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q8(도 1)의 게이트에 주어진다.
게이트 신호 GA가 「H」 레벨인 경우는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7이 온한다. 이 경우, 다이오드 D1∼D3 중 어느 하나의 다이오드로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 높은 전압에 대응하는 다이오드가 온함과 더불어, 스위치 S1∼S3 중 어느 하나의 스위치로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 낮은 전압에 대응하는 스위치의 다이오드 D8이 온하여, 콘덴서 C11이 충전된다. 게이트 신호 GA가 「L」 레벨인 경우는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7이 오프하여, 콘덴서 C11의 충전은 정지된다.
게이트 신호 GB가 「H」 레벨인 경우는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q8이 온한다. 이 경우, 스위치 S1∼S3 중 어느 하나의 스위치로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 높은 전압에 대응하는 스위치의 다이오드 D7이 온함과 더불어, 다이오드 D4∼D6 중 어느 하나의 다이오드로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 낮은 전압에 대응하는 다이오드가 온하여, 콘덴서 C12가 충전된다. 게이트 신호 GB가 「L」 레벨인 경우는, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q8이 오프하여, 콘덴서 C12의 충전은 정지된다.
도 13(A)∼(F)는, 클록 신호 CLK1B, CLK2B, CLKC, /CLKC, 및 게이트 신호 GA, GB의 파형을 나타내는 타임 차트이다. 클록 신호 CLK1B, CLK2B는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 주파수의 정수 배(예를 들어 8배)의 주파수를 갖는다. 도 13(A), (B)에서는, 클록 신호 CLK1B, CLK2B의 듀티비가 모두 50%인 경우가 나타나 있다. 클록 신호 CLKC는, 클록 신호 CLKB에 동기하고 있고, 클록 신호 CLKB의 주파수의 짝수 배(예를 들어 4배)의 주파수를 갖는다. 클록 신호 /CLKC는, 클록 신호 CLKC의 반전 신호이다.
클록 신호 CLKC가 「H」 레벨인 기간에는, 클록 신호 CLK1B가 AND 게이트(90)(도 12)을 통과하여 게이트 신호 GA가 된다. 클록 신호 CLKC가 「L」 레벨인 기간에는, AND 게이트(90)의 출력 신호인 게이트 신호 GA는 「L」 레벨로 고정된다. 따라서, 클록 신호 CLKC가 「H」 레벨인 기간에 IGBT Q7이 온 및 오프되고, 클록 신호 CLKC가 「L」 레벨인 기간에는 IGBT Q7은 오프 상태로 유지된다.
또, 클록 신호 /CLKC가 「H」 레벨인 기간에는, 클록 신호 CLK2B가 AND 게이트(91)(도 12)를 통과하여 게이트 신호 GB가 된다. 클록 신호 /CLKC가 「L」 레벨인 기간에는, AND 게이트(91)의 출력 신호인 게이트 신호 GB는 「L」 레벨로 고정된다. 따라서, 클록 신호 CLKC가 「L」 레벨인 기간에 IGBT Q8이 온 및 오프되고, 클록 신호 CLKC가 「H」 레벨인 기간에는 IGBT Q8은 오프 상태로 유지된다.
다음으로, 이 무정전 전원 장치에 있어서의 콘덴서 C11, C12의 충전 방법에 대해 설명한다. 정류기(3)의 직류 출력 전압 Vdc는 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 각각의 목표 전압 VDT의 합(2VDT)보다도 낮으므로(Vdc<2VDT), 컨버터(2)에 의해 콘덴서 C11, C12의 각각을 충전할 필요가 있다.
전압 검출기(61, 62)(도 10)에 의해 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 검출되고, 목표 전압 발생기(63)(도 10)에 의해 목표 전압 VDT가 생성된다. 목표 전압 VDT와 전압 검출기(61, 62)의 출력 신호 VD1f, VD2f의 편차 ΔVD1A, VDT2A가 감산기(81, 82)(도 12)에 의해 생성된다.
콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 각각이 목표 전압 VDT보다도 낮은 경우에는, 듀티비 설정부(86, 87)(도 12)에 의해, 편차 ΔVD1A, VDT2A에 따른 값의 듀티비 설정 신호 DS1A, DS2A가 생성된다.
신호 발생부(86)(도 12)는, 듀티비 설정 신호 DS1A에 근거하여, 발진기(85)(도 12)에 의해 생성된 클록 신호 CLKB의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK1B를 생성한다. 신호 발생부(87)는, 듀티비 설정 신호 DS2A에 근거하여, 클록 신호 CLKB의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK2B를 생성한다.
발진기(88)에 의해 생성된 클록 신호 CLKC가 「H」 레벨인 경우는, 클록 신호 CLK1B가 AND 게이트(90)를 통과하여 게이트 신호 GA가 된다. 게이트 신호 GA가 「H」 레벨로 되면, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7이 온한다.
스위치 S1∼S3의 IGBT Q7이 온하면, 다이오드 D1∼D3 중 어느 하나의 다이오드로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 높은 전압에 대응하는 다이오드가 온함과 더불어, 스위치 S1∼S3 중 어느 하나의 스위치로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 낮은 전압에 대응하는 스위치의 다이오드가 온하여, 콘덴서 C11이 충전된다.
발진기(88)에 의해 생성된 클록 신호 CLKC가 「L」 레벨인 경우는, 클록 신호 CLK2B가 AND 게이트(91)를 통과하여 게이트 신호 GB가 된다. 게이트 신호 GB가 「H」 레벨로 되면, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q8이 온한다.
스위치 S1∼S3의 IGBT Q8이 온하면, 스위치 S1∼S3 중 어느 하나의 스위치로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 높은 전압에 대응하는 스위치의 다이오드 D7이 온함과 더불어, 다이오드 D4∼D6 중 어느 하나의 다이오드로서, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw 중 가장 낮은 전압에 대응하는 다이오드가 온하여, 콘덴서 C12가 충전된다.
콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 모두 목표 전압 VDT에 도달하고, 편차 ΔVD1A, ΔVD2A가 모두 0이 되면, 듀티비 설정부(83, 84) 및 신호 발생부(86, 87)에 의해 클록 신호 CLK1B, CLK2B의 듀티비가 0으로 된다. 이에 의해, 게이트 신호 GA, GB가 「L」 레벨로 되고, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7, Q8이 오프되어, 콘덴서 C11, C12의 충전이 중지된다. 한편, 콘덴서 C11, C12를 충전시키는 경우에는, 컨버터(2)의 IGBT Q1∼Q6(도 1)은 오프 상태로 유지된다.
이상과 같이, 이 실시형태 1에서는, 콘덴서 C11, C12를 방전시키는 경우에는, IGBT Q1∼Q6을 온시키더라도 루프 전류 IL가 흐르지 않는 기간에 IGBT Q1∼Q6의 각각을 온 및 오프시킨다. 또, 콘덴서 C11, C12를 충전하는 경우에는, IGBT Q1∼Q6을 오프 상태로 유지하고, 스위치 S1∼S3의 IGBT Q7, Q8의 각각을 온 및 오프시킨다. 따라서, 루프 전류 IL가 흘러, 손실이 발생하는 것을 방지할 수 있다. 또, 변압기를 사용하여 루프 전류 IL을 저지하는 경우에 비해, 장치의 저가격화를 도모할 수 있다.
[실시형태 2]
도 14는, 이 발명의 실시형태 2에 의한 무정전 전원 장치의 주요부를 나타내는 회로 블럭도이며, 도 10과 대비되는 도면이다. 도 14를 참조하여, 이 무정전 전원 장치가 실시형태 1의 무정전 전원 장치와 상이한 점은, 제어부(23)가 제어부(95)로 치환되어 있는 점이다. 제어부(95)는, IGBT Q1∼Q3 중 어느 하나의 IGBT와, IGBT Q4∼Q6 중 어느 하나의 IGBT를 동시에 온시키고, 콘덴서 C11, C12를 방전시킨다.
제어부(95)는, 전압 검출기(61, 62), 가산기(96), 목표 전압 발생기(97), 감산기(65), 듀티비 설정부(67), 발진기(68), 신호 발생부(70), AND 게이트(101∼106), 및 게이트 회로(107)를 포함한다.
전압 검출기(61)는, 콘덴서 C11의 단자간 전압 VD1의 순시값을 검출하고, 검출값을 나타내는 신호 VD1f를 출력한다. 전압 검출기(62)는, 콘덴서 C12의 단자간 전압 VD2의 순시값을 검출하고, 검출값을 나타내는 신호 VD2f를 출력한다. 가산기(96)는, 신호 VD1f와 신호 VD2f를 가산하여 신호 VD3f를 생성한다. 목표 전압 발생기(97)는, 목표 전압 2VDT를 생성한다.
감산기(65)는, 신호 VD3f와 목표 전압 2VDT의 편차 ΔVD3=VD3f-2VDT를 구한다. 듀티비 설정부(67)는, 편차 ΔVD3에 게인을 곱하여 듀티비 설정 신호 DS3을 생성한다. 발진기(68)는, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw에 동기하여, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 주파수의 정수 배(예를 들어 6배)의 주파수를 갖는 클록 신호 CLKA를 생성한다. 신호 발생부(70)는, 듀티비 설정 신호 DS3에 근거하여, 클록 신호 CLKA의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK3을 생성한다. 편차 ΔVD3이 클수록 클록 신호 CLK3의 듀티비는 커진다.
AND 게이트(101)는, 신호 A1, A5의 논리곱 신호 A15를 생성한다. AND 게이트(102)는, 신호 A1, A6의 논리곱 신호 A16을 생성한다. AND 게이트(103)는, 신호 A2, A6의 논리곱 신호 A26을 생성한다. AND 게이트(104)는, 신호 A2, A4의 논리곱 신호 A24를 생성한다. AND 게이트(105)는, 신호 A3, A4의 논리곱 신호 A34를 생성한다. AND 게이트(106)는, 신호 A3, A5의 논리곱 신호 A35를 생성한다.
도 15(A)∼(F)는, 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35의 파형을 나타내는 타임 차트이며, 도 9(A)∼(F)와 대비되는 도면이다. 도 15(A)∼(F)에 있어서, 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35의 각각의 주파수는, 신호 A1∼A6의 각각의 주파수, 즉 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 각각의 주파수와 동일하다.
신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35의 각각은, 360도 중 60도만 「H」 레벨이 되고, 나머지 300도는 「L」 레벨이 된다. 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35의 위상은 60도씩 어긋나 있다. 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35 중 어느 하나의 신호가 「H」 레벨이 된다.
신호 A1이 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q1을 온시키는 것이 허가되고, 신호 A5가 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q5를 온시키는 것이 허가되므로, 신호 A15가 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q1, Q5의 양쪽을 온시키는 것이 허가된다.
마찬가지로, 신호 A16이 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q1, Q6의 양쪽을 온시키는 것이 허가된다. 신호 A26이 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q2, Q6의 양쪽을 온시키는 것이 허가된다. 신호 A24가 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q2, Q4의 양쪽을 온시키는 것이 허가된다. 신호 A34가 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q3, Q4의 양쪽을 온시키는 것이 허가된다. 신호 A35가 「H」 레벨인 경우는 IGBT Q3, Q5의 양쪽을 온시키는 것이 허가된다. 3개 이상의 IGBT를 동시에 온시키는 것이 허가되는 것은 아니다.
도 14로 되돌아가서, 게이트 회로(107)는, 신호 발생부(70)로부터 클록 신호 CLK3을 받는 입력 노드 N10과, 각각 게이트 신호 G1∼G6을 출력하기 위한 출력 노드 N11∼N16을 포함한다.
게이트 회로(107)는, 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35에 응답하여, 클록 신호 CLK3을 6개의 출력 노드 N11∼N16 중 어느 2개의 출력 노드에 통과시킨다. 신호 A15가 「H」 레벨인 경우, 클록 신호 CLK3이 출력 노드 N11, N15에 통과하여 게이트 신호 G1, G5가 된다. 신호 A16이 「H」 레벨인 경우, 클록 신호 CLK3이 출력 노드 N11, N16에 통과하여 게이트 신호 G1, G6이 된다. 신호 A26이 「H」 레벨인 경우, 클록 신호 CLK3이 출력 노드 N12, N16에 통과하여 게이트 신호 G2, G6이 된다.
신호 A24가 「H」 레벨인 경우, 클록 신호 CLK3이 출력 노드 N12, N14에 통과하여 게이트 신호 G2, G4가 된다. 신호 A34가 「H」 레벨인 경우, 클록 신호 CLK3이 출력 노드 N13, N14에 통과하여 게이트 신호 G3, G4가 된다. 신호 A35가 「H」 레벨인 경우, 클록 신호 CLK3이 출력 노드 N13, N15에 통과하여 게이트 신호 G3, G5가 된다.
도 16(A)∼(D)는, 클록 신호 CLK3, 신호 A15, 및 게이트 신호 G1, G5의 파형을 나타내는 타임 차트이며, 도 11(A)∼(C)와 대비되는 도면이다. 클록 신호 CLK3은, 삼상 교류 전압 Vu, Vv, Vw의 주파수의 정수 배(예를 들어 6배)의 주파수를 갖는다. 클록 신호 CLK3와 신호 A15는, 동기하고 있다. 도 16(A)에서는, 클록 신호 CLK3이 「H」 레벨로 되어 있는 시간과, 클록 신호 CLK3의 1주기의 비인 듀티비가 50%인 경우가 나타나 있다.
신호 A15가 「H」 레벨인 기간에는, 클록 신호 CLK3이 게이트 회로(107)(도 14)를 통과하여 게이트 신호 G1, G5가 된다. 신호 A15가 「L」 레벨인 기간에는, 게이트 신호 G1, G5는 모두 「L」 레벨로 고정된다. 따라서, 신호 A15가 「H」 레벨인 기간에 IGBT Q1, Q5가 동시에 온 및 오프되고, 신호 A15가 「L」 레벨인 기간에는 IGBT Q1, Q5는 오프 상태로 유지된다.
다음으로, 이 무정전 전원 장치에 있어서의 콘덴서 C11, C12의 방전 방법에 대해 설명한다. 부하(13)의 운전 중에 부하 전류가 감소하거나, 부하(13)가 갑자기 정지하거나, 부하(13)에서 회생 전류가 발생하면, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 합(VD1+VD2)이 목표 전압 2VDT보다도 높아진다. 이 경우는, 콘덴서 C11, C12를 방전시켜 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2를 하강시킬 필요가 있다.
우선 선간 전압 검출부(21)(도 4)에 의해 선간 전압 Vuv, Vuw, Vvw, Vvu, Vwu, Vwv가 검출되고, 그 검출 결과에 근거하여 비교부(22)(도 4)에 의해, 루프 전류 IL을 흘리지 않고 IGBT Q1∼Q6을 온하는 것이 가능한지 여부를 나타내는 신호 A1∼A6(도 9(A)∼(F))이 생성된다. 제어부(95)(도 14)는, 신호 A1∼A6과 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2에 근거하여, 게이트 신호 G1∼G6을 생성한다.
제어부(95)(도 14)에서는, 전압 검출기(61, 62)에 의해 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 검출되고, 가산기(96)에 의해 전압 검출기(61, 62)의 출력 신호 VD1f, VD2f가 가산되어 신호 VD3f=VD1f+VD2f가 생성되고, 목표 전압 발생기(97)에 의해 목표 전압 2VDT가 생성된다. 목표 전압 VDT와 신호 VD3f의 편차 ΔVD3이 감산기(65)에 의해 생성된다. 듀티비 설정부(67)에 의해, 편차 ΔVD3에 따른 값의 듀티비 설정 신호 DS3이 생성된다.
신호 발생부(70)는, 듀티비 설정 신호 DS3에 근거하여, 발진기(68)에 의해 생성된 클록 신호 CLKA의 듀티비를 조정하여 클록 신호 CLK3을 생성한다. 클록 신호 CLK3은, 게이트 회로(107)에 주어진다.
비교부(22)(도 4)로부터의 신호 A1∼A6에 근거하여, AND 게이트(101∼106)에 의해 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35가 생성된다. 게이트 회로(107)는, 신호 A15, A16, A26, A24, A34, A35에 근거하여, 클록 신호 CLK3을 6개의 출력 노드 N11∼N16 중 어느 2개의 출력 노드에 통과시키는 것에 의해, 게이트 신호 G1∼G6을 생성한다.
게이트 신호 G1∼G6이 「H」 레벨로 되면, 각각 IGBT Q1∼Q6(도 1)이 온한다. 예를 들어 IGBT Q1, Q5의 양쪽이 동시에 온하면, 콘덴서 C11의 양극으로부터 IGBT Q1, 리액터 L1, 콘덴서 C1, C2, 리액터 L2, 및 IGBT Q5를 통해서 콘덴서 C12의 음극에 전류가 흘러, 콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2가 약간 저하된다.
콘덴서 C11, C12의 단자간 전압 VD1, VD2의 합인 전압(VD1+VD2)이 목표 전압 2VDT에 도달하고, 편차 ΔVD3이 0이 되면, 듀티비 설정부(67) 및 신호 발생부(70)에 의해 클록 신호 CLK3의 듀티비가 0으로 된다. 이에 의해, 게이트 신호 G1∼G6이 「L」 레벨로 되고, IGBT Q1∼Q6이 오프되어, 콘덴서 C11, C12의 방전이 중지된다.
다른 구성 및 동작은 실시형태 1과 동일하므로, 그 설명은 반복하지 않는다. 이 실시형태 2에서도 실시형태 1과 동일한 효과가 얻어진다.
이번 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명은 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
T1∼T3: 입력 단자, T4: 배터리 단자, T11, T12: 출력 단자, 1: 필터, 2: 컨버터, C1∼C3, C11, C12: 콘덴서, 3: 정류기, 4 :쌍방향 초퍼, 5: 제어 장치, 11: 교류 전원, 12: 배터리, 13: 부하, L1∼L3: 리액터, Q1∼Q8: IGBT, D1∼D8, D11∼D16: 다이오드, S1∼S3: 교류 스위치, 21: 선간 전압 검출부, 22: 비교부, 22a∼22f: 비교 회로, 23: 제어부, 31∼42: 비교기, 51∼56, 71∼76, 90, 91, 101∼106: AND 게이트, 61, 62: 전압 검출기, 63, 97: 목표 전압 발생기, 64, 65, 81, 82: 감산기, 66, 67, 83, 84: 듀티비 설정부, 68, 85, 88: 발진기, 69, 70, 86, 87: 신호 발생부, 89: 인버터, 96: 가산기, 107: 게이트 회로.

Claims (11)

  1. 교류 전원으로부터 공급되는 제 1∼제 3 교류 전압에 근거하여 제 1∼제 3 직류 전압을 생성하고, 상기 제 1∼제 3 직류 전압을 각각 제 1∼제 3 출력 노드에 출력하는 컨버터와,
    상기 제 1 및 제 2 출력 노드간에 접속된 제 1 콘덴서와,
    상기 제 2 및 제 3 출력 노드간에 접속된 제 2 콘덴서와,
    상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 각각이 목표 전압이 되도록 상기 컨버터를 제어하는 제어 장치와,
    상기 제 1∼제 3 교류 전압을 정류하여 상기 제 1 및 제 3 출력 노드간에 제 4 직류 전압을 출력하는 정류기를 구비하고,
    상기 컨버터는,
    각각 상기 제 1∼제 3 교류 전압에 대응해서 마련되어, 각각의 제 1 전극이 상기 제 1 출력 노드에 접속되고, 각각의 제 2 전극이 대응하는 교류 전압을 받는 제 1∼제 3 트랜지스터와,
    각각 상기 제 1∼제 3 교류 전압에 대응해서 마련되어, 각각의 제 1 전극이 대응하는 교류 전압을 받고, 각각의 제 2 전극이 상기 제 3 출력 노드에 접속된 제 4∼제 6 트랜지스터와,
    각각 상기 제 1∼제 6 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제 1∼제 6 다이오드와,
    각각 상기 제 1∼제 3 교류 전압에 대응해서 마련되어, 각각의 한쪽 단자가 대응하는 교류 전압을 받고, 각각의 다른 쪽 단자가 상기 제 2 출력 노드에 접속된 제 1∼제 3 교류 스위치를 포함하고,
    상기 제어 장치는,
    각각 상기 제 1∼제 3 트랜지스터에 대응해서 마련되어, 각각이, 상기 제 1∼제 3 교류 전압의 고저를 비교하고, 대응하는 트랜지스터에 대응하는 교류 전압이 다른 2개의 교류 전압보다도 높은 경우에, 대응하는 트랜지스터를 온시키는 것을 허가하는 신호를 출력하는 제 1∼제 3 비교 회로와,
    각각 상기 제 4∼제 6 트랜지스터에 대응해서 마련되어, 각각이, 상기 제 1∼제 3 교류 전압의 고저를 비교하고, 대응하는 트랜지스터에 대응하는 교류 전압이 다른 2개의 교류 전압보다도 낮은 경우에, 대응하는 트랜지스터를 온시키는 것을 허가하는 신호를 출력하는 제 4∼제 6 비교 회로와,
    상기 제 1 및 제 2 콘덴서 중 적어도 어느 한 쪽의 콘덴서의 단자간 전압이 상기 목표 전압보다도 높은 경우에는, 상기 제 1∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 근거하여 상기 제 1∼제 6 트랜지스터의 각각을 온 및 오프시켜, 상기 제 1 및 제 2 콘덴서 중 적어도 어느 한 쪽의 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키는 제어부를 포함하는, 전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압이 상기 목표 전압보다도 높은 경우에는, 상기 제 1∼제 3 트랜지스터 중 상기 제 1∼제 3 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터를 온 및 오프시켜, 상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키고,
    상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 상기 목표 전압보다도 높은 경우에는, 상기 제 4∼제 6 트랜지스터 중 상기 제 4∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터를 온 및 오프시켜, 상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키는, 전력 변환 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압과 상기 목표 전압의 편차에 따른 듀티비(duty ratio)를 갖는 제 1 클록 신호를 생성하는 제 1 신호 발생부와,
    상기 제 1∼제 3 트랜지스터 중 상기 제 1∼제 3 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터의 게이트에 상기 제 1 클록 신호를 주는 제 1 게이트 회로와,
    상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압과 상기 목표 전압의 편차에 따른 듀티비를 갖는 제 2 클록 신호를 생성하는 제 2 신호 발생부와,
    상기 제 4∼제 6 트랜지스터 중 상기 제 4∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터의 게이트에 상기 제 2 클록 신호를 주는 제 2 게이트 회로를 포함하는, 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 합이 상기 목표 전압의 2배의 전압보다도 높은 경우에는, 상기 제 1∼제 3 트랜지스터 중 상기 제 1∼제 3 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터와, 상기 제 4∼제 6 트랜지스터 중 상기 제 4∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터를 동시에 온 및 오프시켜, 상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 하강시키는, 전력 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제 1 및 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 합과 상기 목표 전압의 2배의 전압의 편차에 따른 듀티비를 갖는 클록 신호를 생성하는 신호 발생부와,
    상기 제 1∼제 3 트랜지스터 중 상기 제 1∼제 3 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터의 게이트에 상기 클록 신호를 줌과 더불어, 상기 제 4∼제 6 트랜지스터 중 상기 제 4∼제 6 비교 회로의 출력 신호에 의해 온시키는 것이 허가된 트랜지스터의 게이트에 상기 클록 신호를 주는 게이트 회로를 포함하는, 전력 변환 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1∼제 3 교류 스위치의 각각은,
    그들의 제 1 전극이 서로 접속되고, 그들의 제 2 전극이 각각 상기 한쪽 단자 및 상기 다른 쪽 단자에 접속된 제 7 및 제 8 트랜지스터와,
    각각 상기 제 7 및 제 8 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제 7 및 제 8 다이오드를 포함하는, 전력 변환 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제어 장치는,
    상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압이 상기 목표 전압보다도 낮은 경우에는, 상기 제 1∼제 3 교류 스위치의 상기 제 7 트랜지스터를 온 및 오프시켜 상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압을 상승시키고,
    상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압이 상기 목표 전압보다도 낮은 경우에는, 상기 제 1∼제 3 교류 스위치의 상기 제 8 트랜지스터를 온 및 오프시켜 상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압을 상승시키는, 전력 변환 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어 장치는,
    상기 목표 전압과 상기 제 1 콘덴서의 단자간 전압의 편차에 따른 듀티비를 갖는 제 1 클록 신호를 생성하는 제 1 신호 발생부와,
    상기 목표 전압과 상기 제 2 콘덴서의 단자간 전압의 편차에 따른 듀티비를 갖는 제 2 클록 신호를 생성하는 제 2 신호 발생부와,
    상기 제 1 및 제 2 클록 신호를 받고, 제 1 기간은 상기 제 1 클록 신호를 상기 제 1∼제 3 교류 스위치의 상기 제 7 트랜지스터의 게이트에 주고, 제 2 기간은 상기 제 2 클록 신호를 상기 제 1∼제 3 교류 스위치의 상기 제 8 트랜지스터의 게이트에 주는 게이트 회로를 포함하는, 전력 변환 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 정류기는,
    그들의 애노드가 각각 상기 제 1∼제 3 교류 전압을 받고, 그들의 캐소드가 함께 상기 제 1 출력 노드에 접속된 제 7∼제 9 다이오드와,
    그들의 애노드가 함께 상기 제 3 출력 노드에 접속되고, 그들의 캐소드가 각각 상기 제 7∼제 9 다이오드의 애노드에 접속된 제 10∼제 12 다이오드를 포함하는, 전력 변환 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 목표 전압의 2배의 전압은 상기 제 4 직류 전압보다도 높고,
    상기 제 1 및 제 3 출력 노드간에 부하가 접속되고,
    상기 컨버터가 정상인 경우는 상기 컨버터로부터 상기 부하에 직류 전력이 공급되고, 상기 컨버터가 고장난 경우는 상기 정류기로부터 상기 부하에 직류 전력이 공급되는, 전력 변환 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 3 출력 노드에 접속되고, 상기 교류 전원의 건전 시에는, 상기 정류기 및 상기 컨버터로부터의 직류 전력을 전력 저장 장치에 축적하고, 상기 교류 전원의 정전 시에는, 상기 전력 저장 장치의 직류 전력을 상기 부하에 공급하는 쌍방향 초퍼를 더 구비하고,
    상기 제어 장치는, 상기 교류 전원의 정전 시에는, 상기 컨버터의 운전을 정지시키는, 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021087306A (ja) * 2019-11-28 2021-06-03 ファナック株式会社 整流器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08251947A (ja) 1995-03-15 1996-09-27 Hitachi Ltd 電力変換装置の回生制御装置
JP2003309977A (ja) * 2002-04-15 2003-10-31 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2013143836A (ja) * 2012-01-11 2013-07-22 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp ３レベル電力変換装置
US20160308474A1 (en) * 2013-12-18 2016-10-20 Otis Elevator Company Multilevel drive half dc bus power supplies

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4645808B2 (ja) * 2004-12-17 2011-03-09 サンケン電気株式会社 ３相電力変換装置
JP5713282B2 (ja) * 2009-11-26 2015-05-07 サンケン電気株式会社 電力変換装置
CN103580520B (zh) * 2013-11-05 2015-12-09 浙江大学 一种逆变器的调制装置及方法
WO2016010159A1 (ja) * 2014-07-18 2016-01-21 ダイキン工業株式会社 直接形交流電力変換装置
CN105991004B (zh) * 2015-01-30 2019-06-11 台达电子工业股份有限公司 变换器系统、半导体开关驱动电路及方法
EP3076539A1 (en) * 2015-04-01 2016-10-05 Siemens Aktiengesellschaft Discontinuous PWM with overmodulation and neutral point balancing for 3-level converters
US11205919B2 (en) * 2015-09-30 2021-12-21 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Uninterruptible power supply system
EP3644498A4 (en) * 2017-06-21 2020-12-30 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation THYRISTOR STARTER
CN107733245B (zh) * 2017-10-25 2019-12-03 湖北新空电气有限公司 一种高效调幅恒高频电除尘电源电路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08251947A (ja) 1995-03-15 1996-09-27 Hitachi Ltd 電力変換装置の回生制御装置
JP2003309977A (ja) * 2002-04-15 2003-10-31 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2013143836A (ja) * 2012-01-11 2013-07-22 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp ３レベル電力変換装置
US20160308474A1 (en) * 2013-12-18 2016-10-20 Otis Elevator Company Multilevel drive half dc bus power supplies

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