JP6706390B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、直流電力を交流電力に変換する逆変換器を備えた電力変換装置に関する。
たとえば特開2008−92734号公報(特許文献1)には、複数のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換する逆変換器と、商用周波数よりも十分に高い周波数を有し、パルス幅が逆変換器の交流出力電圧に基づいて制御されるPWM(Pulse Width Modulation)信号を生成する制御装置とを備えた電力変換装置が開示されている。複数のスイッチング素子は、PWM信号に基づいて制御される。
特開2008−92734号公報
しかし、従来の電力変換装置では、スイッチング素子がオンおよびオフされる度にスイッチング損失が発生し、電力変換装置の効率が低下するという問題があった。
それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率の電力変換装置を提供することである。
この発明に係る電力変換装置は、複数の第1のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、商用周波数よりも高い第1の周波数を有し、パルス幅が逆変換器の交流出力電圧に基づいて制御される第1のパルス信号列を生成する第1のモードと、商用周波数と第1の周波数との間の第2の周波数を有し、パルス幅が固定された第2のパルス信号列を生成する第2のモードとのうちの選択された方のモードを実行する第1の制御部とを備えたものである。複数の第1のスイッチング素子は、第1のモード時は第1のパルス信号列に基づいて制御され、第2のモード時は第2のパルス信号列に基づいて制御される。
この発明に係る電力変換装置では、第1の周波数を有し、パルス幅が制御される第1のパルス信号列を生成する第1のモードと、第1の周波数よりも低い第2の周波数を有し、パルス幅が固定された第2のパルス信号列を生成する第2のモードとのうちの選択された方のモードを実行する。したがって、負荷が第2のパルス信号列によって運転可能である場合には、第2のモードを選択することにより、複数のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、電力変換装置の効率を高めることができる。
この発明の実施の形態1による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図1に示した制御装置のうちのインバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 図2に示したゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図3に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 図1に示したインバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態2による無停電電源装置のゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態3による無停電電源装置のゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態3の変更例による無停電電源装置のゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態4による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図9に示したゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図10に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 図9で説明した無停電電源装置のコンバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態5による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図13に示した無停電電源装置に含まれるゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図14に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。
[実施の形態1]
図1は、この発明の実施の形態1による無停電電源装置1の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置1は、商用交流電源21からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷24に供給するものである。図1では、図面および説明の簡単化のため、三相(U相、V相、W相)のうちの一相(たとえばU相)に対応する部分の回路のみが示されている。
図1において、この無停電電源装置1は、交流入力端子T1、バイパス入力端子T2、バッテリ端子T3、および交流出力端子T4を備える。交流入力端子T1は、商用交流電源21から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子T2は、バイパス交流電源22から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源22は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。
バッテリ端子T3は、バッテリ(電力貯蔵装置)23に接続される。バッテリ23は、直流電力を蓄える。バッテリ23の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子T4は、負荷24に接続される。負荷24は、交流電力によって駆動される。
この無停電電源装置1は、さらに、電磁接触器2,8,14,16、電流検出器3,11、コンデンサ4,9,13、リアクトル5,12、コンバータ6、双方向チョッパ7、インバータ10、半導体スイッチ15、操作部17、および制御装置18を備える。
電磁接触器2およびリアクトル5は、交流入力端子T1とコンバータ6の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ4は、電磁接触器2とリアクトル5の間のノードN1に接続される。電磁接触器2は、無停電電源装置1の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置1のメンテナンス時にオフされる。
ノードN1に現れる交流入力電圧Viの瞬時値は、制御装置18によって検出される。交流入力電圧Viの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器3は、ノードN1に流れる交流入力電流Iiを検出し、その検出値を示す信号Iifを制御装置18に与える。
コンデンサ4およびリアクトル5は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源21からコンバータ6に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ6で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源21に通過することを防止する。
コンバータ6は、制御装置18によって制御され、商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して直流ラインL1に出力する。商用交流電源21からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ6の運転は停止される。コンバータ6の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。コンデンサ4、リアクトル5、およびコンバータ6は順変換器を構成する。
コンデンサ9は、直流ラインL1に接続され、直流ラインL1の電圧を平滑化させる。直流ラインL1に現れる直流電圧VDCの瞬時値は、制御装置18によって検出される。直流ラインL1は双方向チョッパ7の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ7の低電圧側ノードは電磁接触器8を介してバッテリ端子T3に接続される。
電磁接触器8は、無停電電源装置1の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置1およびバッテリ23のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子T3に現れるバッテリ23の端子間電圧VBの瞬時値は、制御装置18によって検出される。
双方向チョッパ7は、制御装置18によって制御され、商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ6によって生成された直流電力をバッテリ23に蓄え、商用交流電源21からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ23の直流電力を直流ラインL1を介してインバータ10に供給する。
双方向チョッパ7は、直流電力をバッテリ23に蓄える場合は、直流ラインL1の直流電圧VDCを降圧してバッテリ23に与える。また、双方向チョッパ7は、バッテリ23の直流電力をインバータ10に供給する場合は、バッテリ23の端子間電圧VBを昇圧して直流ラインL1に出力する。直流ラインL1は、インバータ10の入力ノードに接続されている。
インバータ10は、制御装置18によって制御され、コンバータ6または双方向チョッパ7から直流ラインL1を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ10は、通常時はコンバータ6から直流ラインL1を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリ23から双方向チョッパ7を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ10の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。
インバータ10の出力ノード10aはリアクトル12の一方端子に接続され、リアクトル12の他方端子(ノードN2)は電磁接触器14を介して交流出力端子T4に接続される。コンデンサ13は、ノードN2に接続される。
電流検出器11は、インバータ10の出力電流Ioの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Iofを制御装置18に与える。ノードN2に現れる交流出力電圧Voの瞬時値は、制御装置18によって検出される。
リアクトル12およびコンデンサ13は、低域通過フィルタを構成し、インバータ10で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子T4に通過させ、インバータ10で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子T4に通過することを防止する。インバータ10、リアクトル12、およびコンデンサ13は逆変換器を構成する。
電磁接触器14は、制御装置18によって制御され、インバータ10によって生成された交流電力を負荷24に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源22からの交流電力を負荷24に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。
半導体スイッチ15は、サイリスタを含み、バイパス入力端子T2と交流出力端子T4との間に接続される。電磁接触器16は、半導体スイッチ15に並列接続される。半導体スイッチ15は、制御装置18によって制御され、通常はオフされ、インバータ10が故障した場合は瞬時にオンし、バイパス交流電源22からの交流電力を負荷24に供給する。半導体スイッチ15は、オンしてから所定時間経過後にオフする。
電磁接触器16は、インバータ10によって生成された交流電力を負荷24に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、バイパス交流電源22からの交流電力を負荷24に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。
また、電磁接触器16は、インバータ10が故障した場合にオンし、バイパス交流電源22からの交流電力を負荷24に供給する。つまり、インバータ10が故障した場合は、半導体スイッチ15が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器16がオンする。これは、半導体スイッチ15が過熱されて破損するのを防止するためである。
操作部17は、無停電電源装置1の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部17を操作することにより、無停電電源装置1の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちのいずれか一方のモードを選択することが可能となっている。
制御装置18は、操作部17からの信号、交流入力電圧Vi、交流入力電流Ii、直流電圧VDC、バッテリ電圧VB、交流出力電流Io、および交流出力電圧Voなどに基づいて無停電電源装置1全体を制御する。すなわち、制御装置18は、交流入力電圧Viの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Viの位相に同期してコンバータ6およびインバータ10を制御する。
さらに制御装置18は、商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時は、直流電圧VDCが所望の目標直流電圧VDCTになるようにコンバータ6を制御し、商用交流電源21からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ6の運転を停止させる。
さらに制御装置18は、通常時は、バッテリ電圧VBが所望の目標バッテリ電圧VBTになるように双方向チョッパ7を制御し、停電時は、直流電圧VDCが所望の目標直流電圧VDCTになるように双方向チョッパ7を制御する。
さらに制御装置18は、電流検出器11の出力信号Iofに基づいて、負荷電流ILが所定値Icよりも小さいか否か(すなわち負荷24が軽負荷であるか否か)を判別し、負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は通常運転モード(第1のモード)を選択し、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合は省電力運転モード(第2のモード)を選択し、選択した方のモードを実行する。
制御装置18は、通常運転モードを選択した場合は、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数fHの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、インバータ10を制御するためのゲート信号(第1のパルス信号列)を生成する。通常運転モードでは、ゲート信号は、三角波信号の周波数fHに応じた値の周波数を有するパルス信号列となる。ゲート信号のパルス幅は、交流出力電圧Voが参照電圧になるように制御される。
制御装置18は、省電力運転モードを選択した場合は、商用周波数と上記周波数fHとの間の周波数fLのゲート信号(第2のパルス信号列)を生成する。省電力運転モードでは、ゲート信号は、周波数fLを有し、パルス幅が固定されたパルス信号列となる。
図2は、図1に示した制御装置のうちのインバータ10の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図2において、制御装置18は、参照電圧発生回路31、電圧検出器32、減算器33,35、出力電圧制御回路34、出力電流制御回路36、およびゲート制御回路37を含む。
参照電圧発生回路31は、商用周波数の正弦波信号である参照交流電圧Vrを生成する。この参照交流電圧Vrの位相は、三相(U相、V相、W相)のうちの対応する相(ここではU相)の交流入力電圧Viの位相に同期している。
電圧検出器32は、ノードN2(図1)の交流出力電圧Voの瞬時値を検出し、検出値を示す信号Vofを出力する。減算器33は、参照交流電圧Vrと電圧検出器32の出力信号Vofとの偏差ΔVoを求める。
出力電圧制御回路34は、偏差ΔVoに比例した値と偏差ΔVoの積分値とを加算して電流指令値Iorを生成する。減算器35は、電流指令値Iorと電流検出器11からの信号Iofとの偏差ΔIoを求める。出力電流制御回路36は、偏差ΔIoに比例した値と偏差ΔIoの積分値とを加算して電圧指令値Vorを生成する。電圧指令値Vorは、商用周波数の正弦波信号となる。
ゲート制御回路37は、電流検出器11の出力信号Iofに基づいて通常運転モードまたは省電力運転モードを選択し、選択結果に応じて、対応する相(ここではU相)のインバータ10を制御するためのゲート信号(パルス信号列)Au,Buを生成する。
図3は、ゲート制御回路37の構成を示す回路ブロック図である。図3において、ゲート制御回路37は、発振器41、三角波発生器42、比較器43、パターン発生器44、判定器45、スイッチ46、バッファ47、およびインバータ48を含む。
発振器41は、商用周波数(たとえば60Hz)よりも十分に高い周波数fH(たとえば20KHz)のクロック信号を出力する。三角波発生器42は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Cuを出力する。
比較器43は、出力電流制御回路36(図2)からの電圧指令値Vor(商用周波数の正弦波信号)と三角波発生器42からの三角波信号Cuとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ43を出力する。パルス信号列φ43の周波数は、三角波信号Cuの周波数fHと同じ値になる。パルス信号列φ43のパルス幅は、電圧指令値Vorのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ43は、PWM信号である。
パターン発生器44は、三角波信号Cuの周波数fHよりも低い周波数fLのパルス信号列φ44を出力する。パルス信号列φ44の波形は、パルス信号列φ43の波形と同様である。パルス信号列φ44のパルス幅は固定されている。
判定器45は、電流検出器11(図1)からの信号Iofに基づいて、負荷電流ILが所定値Icよりも小さいか否か(すなわち負荷24が軽負荷であるか否か)を判別し、判別結果を示す信号φ45を出力する。信号φ45は、負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は「L」レベルにされ、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合は「H」レベルにされる。
スイッチ46は、パルス信号列φ43,φ44を受け、信号φ45が「L」レベルである場合(通常運転モード)は、パルス信号列φ43をバッファ47およびインバータ48に与え、信号φ45が「H」レベルである場合(省電力運転モード)はパルス信号列φ44をバッファ47およびインバータ48に与える。
バッファ47は、スイッチ46からのパルス信号列φ43またはφ44をゲート信号Auとしてインバータ10に与える。インバータ48は、スイッチ46からのパルス信号列φ43またはφ44を反転させ、ゲート信号Buを生成してインバータ10に与える。
図4(A),(B),(C)は、通常運転モード時における電圧指令値Vor、三角波信号Cu、およびゲート信号Au,Buの波形を示すタイムチャートである。図4(A)に示すように、電圧指令値Vorは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号Cuの周波数は電圧指令値Vorの周波数(商用周波数)よりも高い。三角波信号Cuの正側のピーク値は電圧指令値Vorの正側のピーク値よりも高い。三角波信号Cuの負側のピーク値は電圧指令値Vorの負側のピーク値よりも低い。
図4(A),(B)に示すように、三角波信号Cuのレベルが電圧指令値Vorよりも高い場合はゲート信号Auは「L」レベルになり、三角波信号Cuのレベルが電圧指令値Vorよりも低い場合はゲート信号Auは「H」レベルになる。ゲート信号Auは、正パルス信号列となる。
電圧指令値Vorが正極性である期間では、電圧指令値Vorが上昇するとゲート信号Auのパルス幅は増大する。電圧指令値Vorが負極性である期間では、電圧指令値Vorが下降するとゲート信号Auのパルス幅は減少する。図4(B),(C)に示すように、ゲート信号Buはゲート信号Auの反転信号となる。ゲート信号Au,Buの各々は、PWM信号である。
省電力運転モードにおけるゲート信号Au,Buの波形は、通常運転モードにおけるゲート信号Au,Buの波形と同様になる。ただし、省電力運転モードにおけるゲート信号Au,Buの周波数fLは、通常運転モードにおけるゲート信号Au,Buの周波数fHよりも低い。また、通常運転モードではゲート信号Au,Buのパルス幅は制御されるのに対し、省電力運転モードではゲート信号Au,Buのパルス幅は固定されている。
図5は、図1に示したインバータ10およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図5において、コンバータ6とインバータ10の間には、正側の直流ラインL1と負側の直流ラインL2とが接続されている。コンデンサ9は、直流ラインL1,L2間に接続されている。
商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ6は、商用交流電源21からの交流入力電圧Viを直流電圧VDCに変換して直流ラインL1,L2間に出力する。商用交流電源21からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ6の運転は停止され、双方向チョッパ7が、バッテリ電圧VBを昇圧して直流ラインL1,L2間に直流電圧VDCを出力する。
インバータ10は、IGBT(insulated Gate Bipolar Transistor)Q1〜Q4およびダイオードD1〜D4を含む。IGBTは、スイッチング素子を構成する。IGBTQ1,Q2のコレクタはともに直流ラインL1に接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード10a,10bに接続される。
IGBTQ3,Q4のコレクタはそれぞれ出力ノード10a,10bに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインL2に接続される。IGBTQ1,Q4のゲートはともにゲート信号Auを受け、IGBTQ2,Q3のゲートはともにゲート信号Buを受ける。ダイオードD1〜D4は、それぞれIGBTQ1〜Q4に逆並列に接続される。
インバータ10の出力ノード10aはリアクトル12(図1)を介してノードN2に接続され、出力ノード10bは中性点NPに接続される。コンデンサ13は、ノードN2と中性点NPの間に接続される。
ゲート信号Au,Buがそれぞれ「H」レベルおよび「L」レベルである場合は、IGBTQ1,Q4がオンするとともにIGBTQ2,Q3がオフする。これにより、コンデンサ9の正側端子(直流ラインL1)がIGBTQ1を介して出力ノード10aに接続されるとともに、出力ノード10bがIGBTQ4を介してコンデンサ9の負側端子(直流ラインL2)に接続され、出力ノード10a,10b間にコンデンサ9の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード10a,10b間に正の直流電圧が出力される。
ゲート信号Au,Buがそれぞれ「L」レベルおよび「H」レベルである場合は、IGBTQ2,Q3がオンするとともにIGBTQ1,Q4がオフする。これにより、コンデンサ9の正側端子(直流ラインL1)がIGBTQ2を介して出力ノード10bに接続されるとともに、出力ノード10aがIGBTQ3を介してコンデンサ9の負側端子(直流ラインL2)に接続され、出力ノード10b,10a間にコンデンサ9の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード10a,10b間に負の直流電圧が出力される。
図4(B),(C)に示すようにゲート信号Au,Buの波形が変化すると、図4(A)に示した電圧指令値Vorと同じ波形の交流出力電圧VoがノードN2および中性点NP間に出力される。なお、図4(A),(B),(C)ではU相に対応する電圧指令値Vorおよび信号Cu,Au,Buの波形を示したが、V相およびW相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、U相、V相、およびW相に対応する電圧指令値および信号の位相は120度ずつずれている。
図4(A),(B),(C)から分かるように、三角波信号Cuの周波数を高くすると、ゲート信号Au,Buの周波数が高くなり、IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数(オンおよびオフの回数/秒)が高くなる。IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数が高くなると、IGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失が増大し、無停電電源装置1の効率が低くなる。しかし、IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数を高くすると、負荷電流ILが大きい場合でも、電圧変動率が小さな高品質の交流出力電圧Voを生成することができる。
逆に、三角波信号Cuの周波数を低くすると、ゲート信号Au,Buの周波数が低くなり、IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数が低くなる。IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数が低くなると、IGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失が減少し、無停電電源装置1の効率が高くなる。しかし、IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数を低くすると、負荷電流ILが大きい場合には、交流出力電圧Voの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Voの波形が劣化する。
なお、交流電圧の電圧変動率は、たとえば、定格電圧を基準(100%)とした場合における交流電圧の変動範囲で表される。商用交流電源21(図1)から供給される交流入力電圧Viの電圧変動率は、定格電圧を基準として±10%である。
従来の無停電電源装置では、三角波信号Cuの周波数を商用周波数(たとえば60Hz)よりも十分に高い周波数fH(たとえば20KHz)に固定し、電圧変動率を小さな値(±2%)に抑えている。このため、電圧変動率に対する許容範囲が小さな負荷24(たとえばコンピュータ)を駆動させることが可能となっている反面、IGBTQ1〜Q4で比較的大きなスイッチング損失が発生し、無停電電源装置の効率が低下している。
しかし、負荷電流ILが小さい場合には、IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数を低下させても、交流出力電圧Voの電圧変動率の変化は小さく、交流出力電圧Voの波形の劣化の程度は小さい。また、IGBTQ1〜Q4のスイッチング周波数を低下させれば、IGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、無停電電源装置1の効率を高めることができる。さらに、負荷電流ILが小さい場合は、負荷電流ILの単位時間当たりの変化量も小さいので、PWM制御を行なう必要もない。
そこで、本実施の形態1では、比較的高い周波数fHを有し、パルス幅が制御されるゲート信号Au,Buによってインバータ10を制御する通常運転モードと、比較的低い周波数fL(たとえば、15KHz)を有し、パルス幅が固定されたゲート信号Au,Buによってインバータ10を制御し、スイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。
負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合には通常運転モードが選択され、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合には省電力運転モードが選択される。周波数fLは、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合における交流出力電圧Voの電圧変動率が、商用交流電源21からの交流入力電圧Viの電圧変動率以下になる値に設定される。
次に、この無停電電源装置1の使用方法および動作について説明する。無停電電源装置1の使用者によって操作部17が操作され、インバータ給電モードが選択されたものとする。商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時において、インバータ給電モードが選択されると、半導体スイッチ15および電磁接触器16がオフするとともに、電磁接触器2,8,14がオンする。
商用交流電源21から供給される交流電力は、コンバータ6によって直流電力に変換される。コンバータ6によって生成された直流電力は、双方向チョッパ7によってバッテリ23に蓄えられるとともに、インバータ10に供給される。
制御装置18(図2)では、参照電圧発生回路31によって正弦波状の参照交流電圧Vrが生成され、電圧検出器32によって交流出力電圧Voの検出値を示す信号Vofが生成される。参照交流電圧Vrと信号Vofの偏差ΔVoが減算器33で生成され、その偏差ΔVoに基づいて出力電圧制御回路34によって電流指令値Iorが生成される。
電流指令値Iorと電流検出器11(図1)からの信号Iofとの偏差ΔIoが減算器35によって生成され、その偏差ΔIoに基づいて出力電流制御回路36によって電圧指令値Vorが生成される。
ゲート制御回路37(図3)では、発振器41および三角波発生器42によって比較的高い周波数fHの三角波信号Cuが生成される。電圧指令値Vorと三角波信号Cuとが比較器43によって比較され、パルス信号列φ43が生成される。パターン発生器44では、パルス信号列φ44が生成される。スイッチ46によってパルス信号列φ43またはパルス信号列φ44が選択されてバッファ47およびインバータ48に与えられ、バッファ47およびインバータ48によってゲート信号Au,Buが生成される。
インバータ10(図5)では、ゲート信号Au,BuによってIGBTQ1,Q4とIGBTQ2,Q3とが交互にオンされ、直流電圧VDCが商用周波数の交流出力電圧Voに変換される。
負荷24が交流出力電圧Voによって駆動されると、判定器45(図3)では、電流検出器11の出力信号Iofに基づいて、負荷電流ILが所定値Icよりも大きいか否かが判定される。負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は、判定器45の出力信号φ45が「L」レベルにされ、比較器43で生成されたパルス信号列φ43がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、通常運転モードが実行される。
この通常運転モードでは、IGBTQ1〜Q4の各々が比較的高い周波数fHでオンおよびオフするので、電圧変動率が小さな高品質の交流出力電圧Voを生成することができる。ただし、IGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失が大きくなり、効率が低下する。
また、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合は、判定器45の出力信号φ45が「H」レベルにされ、パターン発生器44で生成されたパルス信号列φ44がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、省電力運転モードが実行される。
この省電力運転モードでは、IGBTQ1〜Q4の各々が比較的低い周波数fLでオンおよびオフされ、PWM制御は行なわれないが、負荷24が軽負荷であるので、交流出力電圧Voの電圧変動率は許容範囲内に抑えられる。また、スイッチング周波数が小さくなるので、IGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失が小さくなり、効率が高くなる。
なお、商用交流電源21からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ6の運転が停止され、バッテリ23(図1)の直流電力が双方向チョッパ7によってインバータ10に供給される。インバータ10は、双方向チョッパ7からの直流電力を交流電力に変換して負荷24に供給する。したがって、バッテリ23に直流電力が蓄えられている期間は、負荷24の運転を継続することができる。
また、インバータ給電モード時においてインバータ10が故障した場合には、半導体スイッチ15(図1)が瞬時にオンし、電磁接触器14がオフするとともに、電磁接触器16がオンする。これにより、バイパス交流電源22からの交流電力が半導体スイッチ15および電磁接触器16を介して負荷24に供給され、負荷24の運転が継続される。一定時間後に半導体スイッチ15がオフされ、半導体スイッチ15が過熱されて破損することが防止される。
以上のように、この実施の形態1では、負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は、比較的高い周波数fHを有し、パルス幅が制御されるゲート信号Au,Buによってインバータ10を制御し、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合は、比較的低い周波数fLを有し、パルス幅が固定されたゲート信号Au,Buによってインバータ10を制御する。したがって、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合には、インバータ10のIGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置1の効率を高めることができる。
[実施の形態2]
図6は、この発明の実施の形態2による無停電電源装置のゲート制御回路50の構成を示す回路ブロック図であって、図3と対比される図である。図6において、ゲート制御回路50は、ゲート制御回路37の判定器45(図3)を判定器51で置換したものである。
判定器51は、電流検出器11の出力信号Iofに基づいて、負荷電流ILが一定であるか否かを判定し、判定結果を示す信号φ51を出力する。判定器51は、たとえば、負荷電流ILの単位時間当たりの変化量ΔILが所定値ILcよりも大きい場合は負荷電流ILは一定でないと判定して信号φ51を「L」レベルにし、変化量ΔILが所定値ILcよりも小さい場合は負荷電流ILは一定であると判定して信号φ51を「H」レベルにする。
信号φ51が「L」レベルである場合は、比較器43からのパルス信号列φ43がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、通常運転モードが実行される。信号φ51が「H」レベルである場合は、パターン発生器44からのパルス信号列φ44がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、省電力運転モードが実行される。他の構成および動作は実施の形態1と同じであるので、その説明は繰り返さない。
この実施の形態2では、負荷電流ILが一定でない場合は、比較的高い周波数fHを有し、パルス幅が制御されるゲート信号Au,Buによってインバータ10を制御し、負荷電流ILが一定である場合は、比較的低い周波数fLを有し、パルス幅が固定されたゲート信号Au,Buによってインバータ10を制御する。したがって、負荷電流ILが一定である場合には、インバータ10のIGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置1の効率を高めることができる。
[実施の形態3]
図7は、この発明の実施の形態3による無停電電源装置のゲート制御回路55の構成を示す回路ブロック図であって、図3と対比される図である。図7において、ゲート制御回路55は、ゲート制御回路37から判定器45(図3)を除去したものである。スイッチ46は、操作部17(図1)からの信号SEによって制御される。
無停電電源装置の使用者は、負荷24が軽負荷でないことが予め分かっており、通常運転モードを選択したい場合には、操作部17を操作して信号SEを「L」レベルにする。また、無停電電源装置の使用者は、負荷24が軽負荷であることが予め分かっており、省電力運転モードを選択したい場合には、操作部17を操作して信号SEを「H」レベルにする。
信号SEが「L」レベルである場合は、比較器43からのパルス信号列φ43がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、通常運転モードが実行される。信号SEが「H」レベルである場合は、パターン発生器44からのパルス信号列φ44がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、省電力運転モードが実行される。他の構成および動作は実施の形態1と同じであるので、その説明は繰り返さない。
この実施の形態3では、操作部17を操作することにより、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちの所望のモードを選択することが可能となっている。したがって、負荷24が軽負荷であること、または負荷電流ILが一定であることが予め分かっている場合には、省電力運転モードを選択することにより、インバータ10のIGBTQ1〜Q4で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置1の効率を高めることができる。
図8は、実施の形態3の変更例による無停電電源装置のゲート制御回路56の構成を示す回路ブロック図であって、図7と対比される図である。図8において、ゲート制御回路56は、ゲート制御回路55に判定器45(図3)およびORゲート57を追加したものである。ORゲート57は、判定器45の出力信号φ45と操作部17(図1)からの信号SEとの論理和信号φ57を出力する。
無停電電源装置の使用者は、負荷24が軽負荷であること、または負荷電流ILが一定であることが予め分かっており、省電力運転モードを選択したい場合には、操作部17を操作して信号SEを「H」レベルにする。また無停電電源装置の使用者は、負荷24が軽負荷であるか否か、または負荷電流ILが一定であるか否かが予めが分からない場合には、操作部17を操作して信号SEを「L」レベルにする。
信号SEが「H」レベルにされた場合は、判定器45の出力信号φ45に関係なく、信号φ57は「H」レベルにされ、省電力運転モードが実行される。信号SEが「L」レベルにされた場合は、判定器45の出力信号φ45が信号φ57となる。
信号φ57が「L」レベルである場合は、比較器43からのパルス信号列φ43がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、通常運転モードが実行される。信号φ57が「H」レベルである場合は、パターン発生器44からのパルス信号列φ44がスイッチ46を介してバッファ47およびインバータ48に与えられ、省電力運転モードが実行される。他の構成および動作は実施の形態1と同じであるので、その説明は繰り返さない。
この変更例では、実施の形態3と同じ効果が得られる他、負荷24が軽負荷であるか否かが予め分からない場合には、信号SEを「L」レベルにすることにより、判定器45の判定結果に基づいて省電力運転モードまたは通常運転モードを実行することができる。
また、判定器45の代わりに判定器51(図6)を設けてもよい。また、2つの判定器45,51を設け、2つの判定器45,51の出力信号と信号SEとの論理和信号によってスイッチ46を制御してもよい。
[実施の形態4]
実施の形態1では、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合(すなわち負荷24が軽負荷である場合)には、比較的低い周波数fLを有し、パルス幅が固定されたゲート信号Au,Buを生成する省電力運転モードを実行することにより、無停電電源装置1の効率を高めた。しかし、実施の形態1の省電力運転モードではPWM制御を行なわないので、負荷24によっては交流出力電圧Voが参照交流電圧Vr(定格電圧)よりも低下する恐れがある。この実施の形態4では、この問題の解決が図られる。
図9は、この発明の実施の形態4による無停電電源装置に含まれる制御装置60のうちのコンバータ6の制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。制御装置60のうちのインバータ10の制御に関連する部分の構成は、実施の形態1で示した通りである。図9において、制御装置60は、参照電圧発生回路61、電圧検出器62、減算器63,65、出力電圧制御回路64、出力電流制御回路66、およびゲート制御回路67を含む。
参照電圧発生回路61は、判定器45(図3)の出力信号φ45が「L」レベルである場合(通常運転モード)には、参照直流電圧VDCrを直流電圧VDCの定格電圧に設定する。また、参照電圧発生回路61は、信号φ45が「H」レベルである場合(省電力運転モード)には、減算器33(図2)からの偏差ΔVoに応じて参照直流電圧VDCrを補正する。このとき参照電圧発生回路61は、たとえば、偏差ΔVoに比例して参照直流電圧VDCrを増大させる。
電圧検出器62は、直流ラインL1,L2間の直流電圧VDCを検出し、検出値を示す信号VDCfを出力する。減算器63は、参照直流電圧VDCrと電圧検出器62の出力信号VDCfとの偏差ΔVDCを求める。
出力電圧制御回路64は、偏差ΔVDCに比例した値と偏差ΔVDCの積分値とを加算して電流指令値Iirを生成する。減算器65は、電流指令値Iirと電流検出器3(図1)からの信号Iifとの偏差ΔIiを求める。
出力電流制御回路66は、偏差ΔIiに比例した値と偏差ΔIiの積分値とを加算して電圧指令値Virを生成する。電圧指令値Virは、商用周波数の正弦波信号となる。ゲート制御回路67は、電圧指令値Virに基づいて、対応する相(ここではU相)のコンバータ6を制御するためのゲート信号(パルス信号列)Eu,Fuを生成する。
図10は、ゲート制御回路70の構成を示す回路ブロック図である。図10において、ゲート制御回路70は、発振器71、三角波発生器72、比較器73、バッファ74、およびインバータ75を含む。
発振器71は、商用周波数(たとえば60Hz)よりも十分に高い周波数fH(たとえば20KHz)のクロック信号を出力する。三角波発生器72は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号φ72を出力する。
比較器73は、出力電流制御回路66(図2)からの電圧指令値Vir(商用周波数の正弦波信号)と三角波発生器42からの三角波信号Cuとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ73を出力する。パルス信号列φ73の周波数は、三角波信号φ72の周波数fHと同じ値になる。パルス信号列φ73のパルス幅は、電圧指令値Virのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ73は、PWM信号である。
バッファ74は、パルス信号列φ73をゲート信号Euとしてコンバータ6に与える。インバータ75は、パルス信号列φ73を反転させ、ゲート信号Fuを生成してコンバータ6に与える。
図11(A),(B),(C)は、図10に示した電圧指令値Vir、三角波信号φ72、およびゲート信号Eu,Fuの波形を示すタイムチャートである。図11(A)に示すように、電圧指令値Virは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号φ72の周波数は電圧指令値Virの周波数(商用周波数)よりも高い。三角波信号φ72の正側のピーク値は電圧指令値Virの正側のピーク値よりも高い。三角波信号φ72の負側のピーク値は電圧指令値Virの負側のピーク値よりも低い。
図11(A),(B)に示すように、三角波信号φ72のレベルが電圧指令値Virよりも高い場合はゲート信号Euは「L」レベルになり、三角波信号φ72のレベルが電圧指令値Virよりも低い場合はゲート信号Euは「H」レベルになる。ゲート信号Euは、正パルス信号列となる。
電圧指令値Virが正極性である期間では、電圧指令値Virが上昇するとゲート信号Euのパルス幅は増大する。電圧指令値Virが負極性である期間では、電圧指令値Virが下降するとゲート信号Euのパルス幅は減少する。図11(B),(C)に示すように、ゲート信号Fuはゲート信号Euの反転信号となる。ゲート信号Eu,Fuの各々は、PWM信号である。省電力運転モード時におけるゲート信号Eu,Fuの波形は、通常運転モード時におけるゲート信号Eu,Fuの波形と同様になる。
図12は、図1に示したコンバータ6およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図12において、コンバータ6とインバータ10の間には、正側の直流ラインL1と負側の直流ラインL2とが接続されている。コンデンサ9は、直流ラインL1,L2間に接続されている。
商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ6は、商用交流電源21からの交流入力電圧Viを直流電圧VDCに変換して直流ラインL1,L2間に出力する。商用交流電源21からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ6の運転は停止され、双方向チョッパ7が、バッテリ電圧VBを昇圧して直流ラインL1,L2間に直流電圧VDCを出力する。
コンバータ6は、IGBTQ11〜Q14およびダイオードD11〜D14を含む。IGBTは、スイッチング素子を構成する。IGBTQ11,Q12のコレクタはともに直流ラインL1に接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード6a,6bに接続される。
IGBTQ13,Q14のコレクタはそれぞれ入力ノード6a,6bに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインL2に接続される。IGBTQ11,Q14のゲートはともにゲート信号Euを受け、IGBTQ12,Q13のゲートはともにゲート信号Fuを受ける。ダイオードD11〜D14は、それぞれIGBTQ11〜Q14に逆並列に接続される。
コンバータ6の入力ノード6aはリアクトル5(図1)を介してノードN1に接続され、入力ノード6bは中性点NPに接続される。コンデンサ4は、ノードN1と中性点NPの間に接続される。
ゲート信号Eu,Fuがそれぞれ「H」レベルおよび「L」レベルである場合は、IGBTQ11,Q14がオンするとともにIGBTQ12,Q13がオフする。これにより、入力ノード6aがIGBTQ11を介してコンデンサ9の正側端子(直流ラインL1)に接続されるとともに、コンデンサ9の負側端子(直流ラインL2)がIGBTQ14を介して入力ノード6bに接続され、コンデンサ9の端子間に正の直流電圧が出力される。
ゲート信号Eu,Fuがそれぞれ「L」レベルおよび「H」レベルである場合は、IGBTQ12,Q13がオンするとともにIGBTQ11,Q14がオフする。これにより、入力ノード6bがIGBTQ12を介してコンデンサ9の正側端子(直流ラインL1)に接続されるとともに、コンデンサ9の負側端子(直流ラインL2)がIGBTQ3を介して入力ノード6aに接続され、コンデンサ9の端子間に負の直流電圧が出力される。
換言すると、図11(B),(C)に示すようにゲート信号Eu,Fuの波形が変化すると、図11(A)に示した電圧指令値Virと同じ波形の交流電圧VicがノードN1および中性点NP間に出力される。商用交流電源21からの交流電圧Viとコンバータ6からの交流入力電圧Vicとの偏差に応じた値の電流が商用交流電源21とコンバータ6の間に流れ、コンデンサ9の端子間電圧VDCが制御される。
なお、図11(A),(B),(C)ではU相に対応する電圧指令値Virおよび信号φ72,Eu,Fuの波形を示したが、V相およびW相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、U相、V相、およびW相に対応する電圧指令値および信号の位相は120度ずつずれている。
次に、この無停電電源装置の動作について説明する。判定器45(図3)の出力信号φ45が「L」レベルである場合(通常運転モード)には、参照電圧発生回路61によって参照直流電圧VDCrが定格電圧値に設定され、直流ラインL1,L2間の直流電圧VDCが参照直流電圧VDCrになるようにコンバータ6がPWM制御される。また、交流出力電圧Voが参照交流電圧Vr(図2)になるようにインバータ10がPWM制御される。
判定器45(図3)の出力信号φ45が「H」レベルである場合(省電力運転モード)には、参照電圧発生回路61によって参照直流電圧VDCrが偏差ΔVoに応じた値に補正され、直流ラインL1,L2間の直流電圧VDCが補正後の参照直流電圧VDCrになるようにコンバータ6がPWM制御される。インバータ10は、パターン発生器44からのパルス信号列φ44に基づいて制御され、補正後の参照直流電圧VDCrに応じた値の直流電圧VDCを交流出力電圧Voに変換する。この場合は、交流出力電圧Voが参照交流電圧Vr(図2)になるようにコンバータ6およびインバータ10がPAM(Pulse Amplitude Modulation)制御される。
以上のように、この実施の形態4では、実施の形態1と同じ効果が得られる他、省電力運転モード時には交流出力電圧偏差ΔVoに応じて参照直流電圧VDCrを補正するので、交流出力電圧Voを定格電圧に維持することができる。
[実施の形態5]
図13は、この発明の実施の形態5による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図5と対比される図である。図13において、この無停電電源装置が実施の形態1の無停電電源装置1と異なる点は、コンバータ6、双方向チョッパ7、およびインバータ10がそれぞれコンバータ80、双方向チョッパ81、およびインバータ82と置換されている点である。
コンバータ80とインバータ82の間には、3本の直流ラインL1〜L3が接続されている。直流ラインL3は、中性点NPに接続され、中性点電圧(たとえば0V)にされる。コンデンサ9(図1)は2つのコンデンサ9a,9bを含む。コンデンサ9aは、直流ラインL1,L3間に接続されている。コンデンサ9bは、直流ラインL3,L2間に接続されている。
コンバータ80は、商用交流電源21から交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源21からの交流電力を直流電力に変換して直流ラインL1〜L3に供給する。このときコンバータ80は、直流ラインL1,L3間の直流電圧VDCaが目標直流電圧VDCTになり、かつ直流ラインL3,L2間の直流電圧VDCbが目標直流電圧VDCTになるように、コンデンサ9a,9bの各々を充電する。
直流ラインL1,L2,L3の電圧は、それぞれ正の直流電圧、負の直流電圧、および中性点電圧にされる。商用交流電源21からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ80の運転は停止される。
双方向チョッパ81は、通常時は、コンバータ80によって生成された直流電力をバッテリ23(図1)に蓄える。このとき双方向チョッパ81は、バッテリ23の端子間電圧VBが目標バッテリ電圧VBTになるように、バッテリ23を充電する。
双方向チョッパ81は、停電時は、バッテリ23の直流電力をインバータ82に供給する。このとき双方向チョッパ81は、コンデンサ9a,9bの端子間電圧VDCa,VDCbの各々が目標直流電圧VDCTになるようにコンデンサ9a,9bの各々を充電する。
インバータ82は、通常時は、コンバータ80によって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷24(図1)に供給する。このときインバータ82は、直流ラインL1〜L3から供給される正の直流電圧、負の直流電圧、および中性点電圧に基づいて商用周波数の交流出力電圧Voを生成する。
インバータ82は、IGBTQ21〜Q24およびダイオードD21〜D24を含む。IGBTQ21のコレクタは直流ラインL1に接続され、そのエミッタは出力ノード82aに接続される。IGBTQ22のコレクタは出力ノード82aに接続され、そのエミッタは直流ラインL2に接続される。IGBTQ23,Q24のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード82aおよび直流ラインL3に接続される。ダイオードD21〜D24は、それぞれIGBTQ21〜Q24に逆並列に接続される。出力ノード82aは、リアクトル12を介してノードN2に接続される。
IGBTQ21がオンすると、直流ラインL1からIGBTQ21を介して出力ノード82aに正電圧が出力される。IGBTQ23,Q24がオンすると、直流ラインL3からIGBTQ24,Q23を介して出力ノード82aに中性点電圧が出力される。IGBTQ22がオンすると、直流ラインL2からIGBTQ22を介して出力ノード82aに負電圧が出力される。出力ノード82aには、正電圧、中性点電圧、および負電圧を含む3レベルの交流電圧が出力される。IGBTQ21〜Q24の制御方法については、後述する。
図14は、インバータ82を制御するゲート制御回路90の構成を示す回路ブロック図であって、図3と対比される図である。図14において、ゲート制御回路90は、発振器91、三角波発生器92,93、比較器94,95、パターン発生器96、判定器45、スイッチ97,98、バッファ99,100、およびインバータ101,102を含む。
発振器91は、商用周波数(たとえば60Hz)よりも十分に高い周波数fH(たとえば20KHz)のクロック信号を出力する。三角波発生器92,93は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Cua,Cubをそれぞれ出力する。
比較器94は、出力電流制御回路36(図2)からの電圧指令値Vor(商用周波数の正弦波信号)と三角波発生器92からの三角波信号Cuaとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ94を出力する。パルス信号列φ94の周波数は、三角波信号Cuaの周波数fHに応じた値の周波数になる。パルス信号列φ94のパルス幅は、電圧指令値Vorのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ94は、PWM信号である。
比較器95は、出力電流制御回路36(図2)からの電圧指令値Vor(商用周波数の正弦波信号)と三角波発生器93からの三角波信号Cubとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ95を出力する。パルス信号列φ95の周波数は、三角波信号Cubの周波数fHに応じた値の周波数になる。パルス信号列φ95のパルス幅は、電圧指令値Vorのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ95は、PWM信号である。
パターン発生器96は、三角波信号Cua,Cubの周波数fHよりも低い周波数fLのパルス信号列φ96a,φ96bを出力する。パルス信号列φ96a,φ96bの波形は、それぞれパルス信号列φ94,φ95の波形と同様である。パルス信号列φ96a,φ96bのパルス幅は固定されている。
判定器45は、電流検出器11(図1)からの信号Iofに基づいて、負荷電流ILが所定値Icよりも小さいか否か(すなわち負荷24が軽負荷であるか否か)を判別し、判別結果を示す信号φ45を出力する。信号φ45は、負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は「L」レベルにされ、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合は「H」レベルにされる。
スイッチ97は、パルス信号列φ94,φ96aを受け、信号φ45が「L」レベルである場合(通常運転モード)は、パルス信号列φ94をバッファ99およびインバータ101に与え、信号φ45が「H」レベルである場合(省電力運転モード)はパルス信号列φ96aをバッファ99およびインバータ101に与える。
バッファ99は、スイッチ97からのパルス信号列φ94またはφ96aをゲート信号φ1としてインバータ82に与える。インバータ101は、スイッチ97からのパルス信号列φ94またはφ96aを反転させ、ゲート信号φ4を生成してインバータ82に与える。
スイッチ98は、パルス信号列φ95,φ96bを受け、信号φ45が「L」レベルである場合(通常運転モード)は、パルス信号列φ95をバッファ100およびインバータ102に与え、信号φ45が「H」レベルである場合(省電力運転モード)はパルス信号列φ96bをバッファ100およびインバータ102に与える。
バッファ100は、スイッチ98からのパルス信号列φ95またはφ96bをゲート信号φ3としてインバータ82に与える。インバータ102は、スイッチ98からのパルス信号列φ95またはφ96bを反転させ、ゲート信号φ2を生成してインバータ82に与える。
図15(A)〜(E)は、通常運転モードにおける電圧指令値Vor、三角波信号Cua,Cub、およびゲート信号φ1〜φ4の波形を示すタイムチャートである。図15(A)に示すように、電圧指令値Vorは商用周波数の正弦波信号である。
三角波信号Cuaの最低値は0Vであり、その最高値は電圧指令値Vorの正のピーク値よりも高い。三角波信号Cubの最高値は0Vであり、その最低値は電圧指令値Vorの負のピーク値よりも低い。三角波信号Cua,Cubは同位相の信号であり、三角波信号Cua,Cubの位相は電圧指令値Vorの位相に同期している。三角波信号Cua,Cubの周波数は、電圧指令値Vorの周波数(商用周波数)よりも高い。
図15(A),(B)に示すように、三角波信号Cuaのレベルが電圧指令値Vorよりも高い場合はゲート信号φ1は「L」レベルになり、三角波信号Cuaのレベルが電圧指令値Vorよりも低い場合はゲート信号φ1は「H」レベルになる。ゲート信号φ1は、正パルス信号列となる。
電圧指令値Vorが正極性である期間では、電圧指令値Vorが上昇するとゲート信号φ1のパルス幅は増大する。電圧指令値Vorが負極性である期間では、ゲート信号φ1は「L」レベルに固定される。図15(B),(E)に示すように、ゲート信号φ4はゲート信号φ1の反転信号である。
図15(A),(C)に示すように、三角波信号Cubのレベルが電圧指令値Vorよりも低い場合はゲート信号φ2は「L」レベルになり、三角波信号Cubのレベルが電圧指令値Vorよりも高い場合はゲート信号φ2は「H」レベルになる。ゲート信号φ2は、正パルス信号列となる。
電圧指令値Vorが正極性である期間では、ゲート信号φ2は「L」レベルに固定される。電圧指令値Vorが負極性である期間では、電圧指令値Vorが下降するとゲート信号φ2のパルス幅は増大する。図15(C),(D)に示すように、ゲート信号φ3はゲート信号φ2の反転信号である。ゲート信号φ1〜φ4の各々はPWM信号である。
ゲート信号φ1,φ2がともに「L」レベルであり、ゲート信号φ3,φ4がともに「H」レベルである期間(t1,t3,t5,t7,t9,…)では、IGBTQ11,Q12がともにオフするとともに、IGBTQ13,Q14がオンする。これにより、直流ラインL3の中性点電圧がIGBTQ14,Q13を介して出力ノード62aに出力される。
ゲート信号φ1,φ3がともに「H」レベルであり、ゲート信号φ2,φ4がともに「L」レベルである期間(t2,t4,…)では、IGBTQ11,Q13がともにオンするとともに、IGBTQ12,Q14がオフする。これにより、直流ラインL1の正の直流電圧がIGBTQ11を介して出力ノード62aに出力される。
ゲート信号φ1,φ3がともに「L」レベルであり、ゲート信号φ2,φ4がともに「H」レベルである期間(t6,t8,…)では、IGBTQ11,Q13がともにオフするとともに、IGBTQ12,Q14がオンする。これにより、直流ラインL2の負の直流電圧がIGBTQ12を介して出力ノード62aに出力される。
図15(B)〜(E)に示すようにゲート信号φ1〜φ4の波形が変化すると、図15(A)に示した電圧指令値Vorと同じ波形の交流出力電圧VoがノードN2および中性点NP間に出力される。なお、図15(A)〜(E)ではU相に対応する電圧指令値Vorおよび信号Cua,Cub,φ1〜φ4の波形を示したが、V相およびW相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、U相、V相、およびW相に対応する電圧指令値および信号の位相は120度ずつずれている。
省電力運転モード時におけるゲート信号φ1〜φ4の波形は、通常運転モード時におけるゲート信号φ1〜φ4の波形と同様になる。ただし、省電力運転モード時におけるゲート信号φ1〜φ4の周波数fLは、通常運転モード時におけるゲート信号φ1〜φ4の周波数fHよりも低い。また、通常運転モード時におけるゲート信号φ1〜φ4のパルス幅は制御されるのに対し、省電力運転モード時におけるゲート信号φ1〜φ4のパルス幅は固定されている。
図15(A)〜(E)から分かるように、三角波信号Cua,Cubの周波数を高くすると、ゲート信号φ1〜φ4の周波数が高くなり、IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数(オンおよびオフの回数/秒)が高くなる。IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数が高くなると、IGBTQ21〜Q24で発生するスイッチング損失が増大し、無停電電源装置の効率が低くなる。しかし、IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数を高くすると、負荷電流ILが大きい場合でも、電圧変動率が小さな高品質の交流出力電圧Voを生成することができる。
逆に、三角波信号Cua,Cubの周波数を低くすると、ゲート信号φ1〜φ4の周波数が低くなり、IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数が低くなる。IGBTQ21〜Q14のスイッチング周波数が低くなると、IGBTQ21〜Q24で発生するスイッチング損失が減少し、無停電電源装置の効率が高くなる。しかし、IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数を低くすると、負荷電流ILが大きい場合には、交流出力電圧Voの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Voの波形が劣化する。
しかし、負荷電流ILが小さい場合には、IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数を低下させても、交流出力電圧Voの電圧変動率の変化は小さく、交流出力電圧Voの波形の劣化の程度は小さい。また、IGBTQ21〜Q24のスイッチング周波数を低下させれば、IGBTQ21〜Q24で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、無停電電源装置の効率を高めることができる。さらに、負荷電流ILが小さい場合は、負荷電流ILの単位時間当たりの変化量も小さいので、PWM制御を行なう必要もない。
そこで、本実施の形態5では実施の形態1と同様に、比較的高い周波数fHを有し、パルス幅が制御されるゲート信号φ1〜φ4によってインバータ82を制御する通常運転モードと、比較的低い周波数fLを有し、パルス幅が固定されたゲート信号φ1〜φ4によってインバータ82を制御し、スイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合には通常運転モードが選択され、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合には省電力運転モードが選択される。
次に、この無停電電源装置の使用方法および動作について説明する。無停電電源装置1の使用者によって操作部17が操作され、インバータ給電モードが選択されたものとする。ゲート制御回路90(図14)では、発振器91および三角波発生器92,93によって比較的高い周波数fHの三角波信号Cua,Cubが生成される。
電圧指令値Vorと三角波信号Cuaとが比較器94によって比較され、パルス信号列φ94が生成される。パターン発生器96では、パルス信号列φ96aが生成される。スイッチ97によって選択されたパルス信号列φ94またはφ96aがバッファ99およびインバータ101に与えられ、ゲート信号φ1,φ4が生成される。
また、電圧指令値Vorと三角波信号Cubとが比較器95によって比較され、パルス信号列φ95が生成される。パターン発生器96では、パルス信号列φ96bが生成される。スイッチ98によって選択されたパルス信号列φ95またはφ96bがバッファ100およびインバータ102に与えられ、ゲート信号φ3,φ2が生成される。
電圧指令値Vorが正極性の期間では、インバータ82(図13)のIGBTQ22,Q23がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定されるとともに、IGBTQ21とIGBTQ24が交互にオンされる。電圧指令値Vorが負極性の期間では、IGBTQ21,Q24がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定されるとともに、ゲート信号φ2,φ3によってIGBTQ22とIGBTQ23が交互にオンされ、3レベルの交流出力電圧Voが生成される。
負荷24が交流出力電圧Voによって駆動されると、判定器45(図14)では、電流検出器11の出力信号Iofに基づいて、負荷電流ILが所定値Icよりも大きいか否かが判定される。
負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は、判定器45の出力信号φ45が「L」レベルにされる。これにより、比較器94の出力信号φ94がスイッチ97を介してバッファ99およびインバータ101に与えられるとともに、比較器95の出力信号φ95がスイッチ98を介してバッファ100およびインバータ102に与えられ、通常運転モードが実行される。
この通常運転モードでは、インバータ82のIGBTQ21〜Q24が比較的高い周波数fHで制御されるので、電圧変動率が比較的小さな高品質の交流出力電圧Voを生成することができる。ただし、IGBTQ21〜Q24で比較的大きなスイッチング損失が発生し、無停電電源装置の効率が低くなる。
また、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合(すなわち負荷24が軽負荷である場合)は、判定器45(図14)の出力信号φ45が「H」レベルにされる。これにより、パターン発生器96で生成されたパルス信号列φ96aがスイッチ97を介してバッファ99およびインバータ101に与えられるとともに、パターン発生器96で生成されたパルス信号列φ96bがスイッチ98を介してバッファ100およびインバータ102に与えられ、省電力運転モードが実行される。
この省電力運転モードでは、インバータ82のIGBTQ21〜Q24が比較的低い周波数fLで制御されるので、IGBTQ21〜Q24で発生するスイッチング損失が小さくなり、効率が高くなる。他の構成および動作は、実施の形態1と同じであるので、その説明は繰り返さない。
以上のように、この実施の形態5では、負荷電流ILが所定値Icよりも大きい場合は、比較的高い周波数fHを有し、パルス幅が制御されるゲート信号φ1〜φ4によってインバータ82を制御し、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合は、比較的低い周波数fLを有し、パルス幅が固定されたゲート信号φ1〜φ4によってインバータ82を制御する。したがって、負荷電流ILが所定値Icよりも小さい場合には、インバータ82のIGBTQ21〜Q24で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置1の効率を高めることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1 無停電電源装置、T1 交流入力端子、T2 バイパス入力端子、T3 バッテリ端子、T4 交流出力端子、2,8,14,16 電磁接触器、3,11 電流検出器、4,9,9a,9b,13 コンデンサ、5,12 リアクトル、6,80 コンバータ、7,81 双方向チョッパ、10,48,82,101,102 インバータ、15 半導体スイッチ、17 操作部、18,60 制御装置、21 商用交流電源、22 バイパス交流電源、23 バッテリ、24 負荷、31,61 参照電圧発生回路、32,62 電圧検出器、33,35,63,65 減算器、34,64 出力電圧制御回路、36,66 出力電流制御回路、37,50,55,56,70,90 ゲート制御回路、41,71,91 発振器、42,72,92,93 三角波発生器、43,73,94,95 比較器、44,96 パターン発生器、45,51 判定器、46,97,98 スイッチ、47,74,99,100 バッファ、57 ORゲート。

Claims (7)

  1. 複数の第1のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、
    前記商用周波数よりも高い第1の周波数を有し、パルス幅が前記逆変換器の交流出力電圧に基づいて制御される第1のパルス信号列を生成する第1のモードと、前記商用周波数と前記第1の周波数との間の第2の周波数を有し、パルス幅が固定された第2のパルス信号列を生成する第2のモードとのうちの選択された方のモードを実行する第1の制御部とを備え、
    前記複数の第1のスイッチング素子は、前記第1のモード時は前記第1のパルス信号列に基づいて制御され、前記第2のモード時は前記第2のパルス信号列に基づいて制御され
    さらに、複数の第2のスイッチング素子を含み、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して前記逆変換器に与える順変換器と、
    前記商用周波数よりも高い第3の周波数を有し、パルス幅が制御される第3のパルス信号列を生成する第2の制御部とを備え、
    前記複数の第2のスイッチング素子は、前記第3のパルス信号列に基づいて制御され、
    前記第1のパルス信号列のパルス幅は、前記逆変換器の交流出力電圧が参照交流電圧になるように制御され、
    前記第2の制御部は、
    前記第1のモード時は一定の参照直流電圧を出力し、前記第2のモード時は、前記逆変換器の交流出力電圧と前記参照交流電圧との偏差に応じた値の参照直流電圧を出力する電圧発生回路と、
    前記順変換器の出力直流電圧が前記参照直流電圧になるようにパルス幅が制御される前記第3のパルス信号列を生成する信号発生回路とを含む、電力変換装置。
  2. 前記商用交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記順変換器によって生成された直流電力が前記逆変換器に供給されるとともに電力貯蔵装置に蓄えられ、
    前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記電力貯蔵装置の直流電力が前記逆変換器に供給される、請求項に記載の電力変換装置。
  3. 前記第1のモードは、前記電力変換装置の通常運転を行なう場合に選択され、
    前記第2のモードは、負荷電流が第1の値よりも小さい場合、または前記負荷電流の単位時間当たりの変化量が第2の値よりも小さい場合において、前記複数の第1のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を低減させるために選択される、請求項1または2に記載の電力変換装置。
  4. さらに、前記負荷電流を検出する電流検出器と、
    前記電流検出器の検出結果に基づいて動作し、前記負荷電流が前記第1の値よりも大きい場合は前記第1のモードを選択し、前記負荷電流が前記第1の値よりも小さい場合は前記第2のモードを選択する選択部とを備える、請求項に記載の電力変換装置。
  5. さらに、前記負荷電流を検出する電流検出器と、
    前記電流検出器の検出結果に基づいて動作し、前記負荷電流の単位時間当たりの変化量が前記第2の値よりも大きい場合は前記第1のモードを選択し、前記負荷電流の単位時間当たりの変化量が前記第2の値よりも小さい場合は前記第2のモードを選択する選択部とを備える、請求項に記載の電力変換装置。
  6. さらに、前記第1および第2のモードのうちの所望のモードを選択する選択部を備える、請求項に記載の電力変換装置。
  7. 前記第1の制御部は、
    前記商用周波数の正弦波信号と前記第1の周波数に応じた値の周波数を有する三角波信号との高低を比較し、比較結果に基づいて前記第1のパルス信号列を生成する第1の信号発生回路と、
    前記第2のパルス信号列を生成する第2の信号発生回路と、
    前記第1のモード時は前記第1のパルス信号列を選択し、前記第2のモード時は前記第2のパルス信号列を選択する切換回路とを含む、請求項1に記載の電力変換装置。
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