TW201838301A - 電力變換裝置 - Google Patents

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Abstract

不斷電電源裝置(1)的控制裝置(18)係在負載電流(IL)大於預定值(Ic)時，藉由具有較高的頻率(fH)且脈衝寬度受到控制之閘信號(Au、Bu)來控制反向器(10)，而在負載電流(IL)小於預定值(Ic)時，藉由具有較低的頻率(fL)且脈衝寬度為固定之閘信號(Au、Bu)來控制反向器(10)。因此，負載(24)為輕載時，可減低反向器(10)的IGBT(Q1至Q4)產生之切換損失。

Description

電力變換裝置
本發明係關於一種電力變換裝置，尤其關於將直流電力變換成交流電力之逆變換器之電力變換裝置。
例如日本特開2008-92734號公報揭示有一種電力變換裝置，係具備逆變換器及控制裝置，該逆變換器係將直流電力變換成商用頻率之交流電力，該控制裝置係產生具有比商用頻率充分高之頻率且依據逆變換器的交流輸出電壓來控制脈衝寬度之PWM(Pulse Width Modulation，脈衝寬度調變)信號。複數個切換元件係依據PWM信號來控制。
[先前技術文獻] [專利文獻]
專利文獻1：日本特開2008-92734號公報
但習知之電力變換裝置係在切換元件之每 次導通以及關斷時產生切換損失，而有電力變換裝置的效率低落之問題。
因此，本發明之主要目的在於提供一種高效率的電力變換裝置。
本發明之電力變換裝置係具備：逆變換器，係包含複數個第一切換元件，將直流電力變換成商用頻率之交流電力而供應給負載；以及第一控制部，係執行第一模式及第二模式中被選擇之模式，該第一模式係產生第一1脈衝信號列，該第一脈衝信號列係具有比商用頻率更高之第一頻率且脈衝寬度依據逆變換器的交流輸出電壓而被控制，該第二模式係產生第二脈衝信號列，該第二脈衝信號列係具有在商用頻率與第一頻率之間之第二頻率且脈衝寬度固定。複數個第一切換元件係在第一模式時依據第一脈衝信號列而被控制，而在第二模式時依據第二脈衝信號列而被控制。
本發明之電力變換裝置中係執行第一模式及第二模式中被選擇之模式。該第一模式係產生具有第一頻率且脈衝寬度被控制之第一脈衝信號列。該第二模式係產生具有頻率比第一頻率更低之第二頻率且脈衝寬度為固定之第二脈衝信號列。據此，在負載能夠藉由第二脈衝信號列運轉時，藉由選擇第二模式而能夠減少複數個切換元件產生之切換損失，可提高電力變換裝置的效率。
1‧‧‧不斷電電源裝置
2、8、14、16‧‧‧電磁接觸器
3、11‧‧‧電流檢測器
4、9、9a、9b、13‧‧‧電容器
5、12‧‧‧電抗器
6、80‧‧‧轉換器
6a、6b‧‧‧輸入節點
7、81‧‧‧雙向截波器
10、82‧‧‧反向器
10a、10b、82a‧‧‧輸出節點
15‧‧‧半導體開關
17‧‧‧操作部
18、60‧‧‧控制裝置
21‧‧‧商用交流電源
22‧‧‧旁通交流電源
23‧‧‧電池
94‧‧‧負載
31、61‧‧‧參考電壓產生電路
32、62‧‧‧電壓檢測器
33、35、63、65‧‧‧減法器
34、64‧‧‧輸出電壓控制電路
36、66‧‧‧輸出電流控制電路
37、50、55、56、67、70、90‧‧‧閘控電路
41、71、91‧‧‧振盪器
42、72、92、93‧‧‧三角波產生器
43、73、94、95‧‧‧比較器
44、96‧‧‧波形產生器
45、51‧‧‧判定器
46、97、98‧‧‧開關
47、74、99、100‧‧‧緩衝閘
57‧‧‧OR閘
48、75、101、102‧‧‧反向閘
Au、Bu、Eu、Fu、1、2、3、4‧‧‧閘信號
Cu、Cua、Cub‧‧‧三角波信號
D1至D4、D11至D14、D21至D24‧‧‧二極體
Iir、Ior‧‧‧電流指令值
Iof、Iif‧‧‧信號
L1、L2、L3‧‧‧直流線
N1、N2‧‧‧節點
NP‧‧‧中性點
Q1至Q4、Q11至Q14、Q21至Q24‧‧‧IGBT
SE、45、51、57‧‧‧信號
T1‧‧‧交流輸入端子
T2‧‧‧旁通輸入端子
T3‧‧‧電池端子
T4‧‧‧交流輸出端子
VB‧‧‧電池電壓
VDC、VDCa、VDCb‧‧‧直流電壓
Vi‧‧‧交流輸入電壓
Vo‧‧‧交流輸出電壓
Vr‧‧‧交流電壓
Vor、Vir‧‧‧電壓指令值
VDCf、Vof‧‧‧信號
VDCr‧‧‧參考直流電壓
43、44、73、94、95、96a、96b‧‧‧脈衝信號列
72‧‧‧三角波信號
△Io、△Vo‧‧‧偏差
第1圖係顯示本發明實施形態1之不斷電電源裝置的構成之電路方塊圖。
第2圖係顯示與第1圖所示之控制裝置中的反向器(inverter，又稱「逆變器」)的控制相關之部分的構成之方塊圖。
第3圖係顯示第2圖所示的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第4圖係例示第3圖所示的電壓指令值、三角波信號以及閘信號的波形之時間圖。
第5圖係顯示第1圖所示的反向器及其周邊部的構成之電路方塊圖。
第6圖係顯示本發明實施形態2之不斷電電源裝置的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第7圖係顯示本發明實施形態3之不斷電電源裝置的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第8圖係顯示實施形態3的變更例之不斷電電源裝置的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第9圖係顯示本發明實施形態4之不斷電電源裝置的重點之電路方塊圖。
第10圖係顯示第9圖所示之閘控電路的構成之電路方塊圖。
第11圖係例示第10圖所示之電壓指令值、三角波信 號及閘信號的波形之時間圖。
第12圖係顯示第9圖所說明之不斷電電源裝置的轉換器及其周邊部的構成之電路方塊圖。
第13圖係顯示本發明實施形態5之不斷電電源裝置的重點之電路方塊圖。
第14圖係顯示第13圖所示之不斷電電源裝置所包含之閘控電路的構成之電路方塊圖。
第15圖係例示第14圖所示之電壓指令值、三角波信號及閘信號的波形之時間圖。
第1圖係顯示本發明實施形態1之不斷電電源裝置1的構成之電路方塊圖。此不斷電電源裝置1係將來自商用交流電源21之三相交流電力先變換成直流電力，再將該直流電力變換成三相交流電力而供應給負載24。第1圖中，為了簡化圖及說明，僅顯示三相(U相、V相、W相)中的一相(例如U相)所對應之部分的電路。
第1圖中，此不斷電電源裝置1係具備交流輸入端子T1、旁通輸入端子T2、電池端子T3及交流輸出端子T4。交流輸入端子T1係從商用交流電源21接受商用頻率之交流電力。旁通輸入端子T2係從旁通交流電源22接受商用頻率之交流電力。旁通交流電源22可為商用交流電源，亦可為發電機。
電池端子T3係連接於電池(電力儲存裝置)23。電池23係儲存直流電力。亦可連接電容器取代電 池23。交流輸出端子T4係連接於負載24。負載24係藉由交流電力驅動。
此不斷電電源裝置1更具備電磁接觸器2、8、14、16、電流檢測器3、11、電容器4、9、13、電抗器5、12、轉換器6、雙向截波器7、反向器10、半導體開關15、操作部17及控制裝置18。
電磁接觸器2及電抗器5係串聯連接於交流輸入端子T1與轉換器6的輸入節點之間。電容器4係連接於電磁接觸器2與電抗器5之間的節點N1。電磁接觸器2係在不斷電電源裝置1的使用時導通，並例如在不斷電電源裝置1的維護時關斷。
出現在節點N1之交流輸入電壓Vi的瞬間值係由控制裝置18檢測。依據交流輸入電壓Vi的瞬間值來判定有無發生停電等。電流檢測器3係檢測流動於節點N1之交流輸入電流Ii，並將顯示其檢測值之信號Iif傳送至控制裝置18。
電容器4及電抗器5係構成低通濾波器，使商用頻率之交流電力從商用交流電源21流通至轉換器6，並防止轉換器6中產生之切換頻率之信號流通至商用交流電源21。
轉換器16係由控制裝置18所控制，從商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，將交流電力變換成直流電力並輸出至直流線L1。而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器6的運轉係停止。 轉換器6的輸出電壓係可控制成為所期望之值。電容器4、電抗器5及轉換器6係構成順變換器。
電容器9係連接於直流線L1，使直流線L1的電壓平滑化。出現在直流線L1之直流電壓VDC的瞬間值係由控制裝置18檢測。直流線L1係連接於雙向截波器7的高壓側節點，雙向截波器7的低壓側節點係經由電磁接觸器8而連接於電池端子T3。
電磁接觸器8係在不斷電電源裝置1的使用時導通，並例如在不斷電電源裝置1及電池23的維護時關斷。出現在電池端子T3之電池23的端子間電壓(下文中亦稱「電池電壓」)VB的瞬間值係由控制裝置18檢測。
雙向截波器7係由控制裝置18控制，從商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，將轉換器6產生之直流電力儲存於電池23，而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，經由直流線L1將電池23的直流電力供應至反向器10。
雙向截波器7係在將直流電力儲存於電池23時，將直流線L1的直流電壓VDC降壓而送至電池23。並且，雙向截波器7係在將電池23的直流電力供應至反向器10時，將電池23的端子間電壓VB升壓而輸出至直流線L1。直流線L1係連接於反向器10的輸入節點。
反向器10係由控制裝置18控制，將經由直流線L1供應自轉換器6或雙向截波器7之直流電力變換並輸出成為商用頻率之交流電力。亦即，反向器10係在通常 時將經由直流線L1供應自轉換器6之直流電力變換成交流電力，而在停電時將經由雙向截波器7供應自電池23之直流電力變換成交流電力。反向器10的輸出電壓係可控制成所期望之值。
反向器10的輸出節電10a係連接於電抗器12的一端子，電抗器12的另一端子(節點N2)係經由電磁接觸器14而連接於交流輸出端子T4。電容器13係連接於節點N2。
電流檢測器11係檢測反向器10的輸出電流Io的瞬間值，並將顯示其檢測值之信號Iof傳送至控制裝置18。出現在節點N2之交流輸出電壓Vo的瞬間值係由控制裝置18檢測。
電抗器12及電容器13係構成低通濾波器，使反向器10所產生之商用頻率之交流電力流通至交流輸出端子T4，並防止反向器10產生之切換頻率之信號流通至交流輸出端子T4。反向器10、電抗器12及電容器13係構成逆變換器。
電磁接觸器14係由控制裝置18控制，在將反向器10所產生之交流電力供應至負載24之反向器供電模式時導通，而在將來自旁通交流電源22之交流電力供應至負載24之旁通供電模式時關斷。
半導體開關15係包含閘流體，連接於旁通輸入端子T2與交流輸出端子T4之間。電磁接觸器16係與半導體開關15並聯連接。半導體開關15係由控制裝置 18控制，通常時為關斷，而在反向器10故障時瞬間導通，將來自旁通交流電源22之交流電力供應至負載24。半導體開關15係自導通起經過預定時間後關斷。
電磁接觸器16係在將反向器10所產生之交流電力供應至負載24之反向器供電模式時關斷，而在將來自旁通交流電源22之交流電力供應至負載24之旁通供電模式時導通。
再者，電磁接觸器16係在反向器10故障時導通，將來自旁通交流電源22之交流電力供應至負載24。亦即，在反向器10故障時，半導體開關15係瞬間地導通達預定的時間且電磁接觸器16導通。此動作係為了防止半導體開關15過熱而損壞。
操作部17係包含供不斷電電源裝置1的使用者操作之複數個按鈕及顯示各種資訊之畫像顯示部等。藉由使用者對於操作部17進行操作，可使不斷電電源裝置1的電源導通及關斷，或選擇旁通供電模式及反向器供電模式中之任一模式。
控制裝置18係依據來自操作部17之信號、交流輸入電壓Vi、交流輸入電流Ii、直流電壓VDC、電池電壓VB、交流輸入電流Io及交流輸出電壓Vo等而控制不斷電電源裝置1整體。亦即，控制裝置18係依據交流輸入電壓Vi的檢測值來檢測是否發生停電，並與交流輸入電壓Vi的相位同步而控制轉換器6及反向器10。
再者，控制裝置18係從商用交流電源21 接受所供應之交流電力之通常時，以直流電壓VDC成為所期望之目標直流電壓VDCT之方式控制轉換器6，而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，使轉換器6的運轉停止。
再者，控制裝置18係在通常時，以電池電壓VB成為所期望之目標電池電壓VBT之方式控制雙向截波器7，而在停電時，以直流電壓VDC成為所期望之目標直流電壓VDCT之方式控制雙向截波器7。
再者，控制裝置18係依據電流檢測器11的輸出信號Iof，判定負載電流IL是否比預定值Ic小(亦即負載24是否為輕載)，在負載電流IL比預定值大時選擇通常運轉模式(第一模式)，在負載電流IL比預定值小時選擇省電運轉模式(第二模式)，而執行所選擇之模式。
控制裝置18係在選擇通常運轉模式時，比較商用頻率的正弦波信號與充分高於商用頻率之頻率fH的三角波信號之高低，並依據其比較結果來產生用以控制反向器10之閘信號(第一脈衝信號列)。在通常運轉模式中，閘信號係成為具有與三角波信號的頻率fH對應之值之頻率的脈衝信號列。閘信號的脈衝寬度係以交流輸出電壓Vo成為參考電壓之方式予以控制。
控制裝置18係在選擇省電運轉模式時，產生頻率fL在商用頻率與上述頻率fH之間的閘信號(第二脈衝信號列)。在省電運轉模式中，閘信號成為具有頻率fL，且脈衝寬度為固定之脈衝信號列。
第2圖係顯示第1圖所示之控制裝置中的反向器10的控制之相關部分的構成之方塊圖。第2圖中，控制裝置18係包含參考電壓產生電路31、電壓檢測器32、減法器33、35、輸出電壓控制電路34、輸出電流控制電路36及閘控電路37。
參考電壓產生電路31係產生屬於商用頻率之正弦波信號之參考交流電壓Vr。此參考交流電壓Vr的相位係同步於三相(U相、V相、W相)中所對應之相之交流輸入電壓Vi的相位。
電壓檢測器32係檢測節點N2(第1圖)的交流輸出電壓Vo的瞬間值，並輸出顯示檢測值之信號Vof。減法器33係求出參考交流電壓Vr與電壓檢測器32的輸出信號Vof之偏差△Vo。
輸出電壓控制電路34係將比例於偏差△Vo之值及偏差△Vo的積分值合計而產生電流指令值Ior。減法器35係求出電流指令值Ior與來自電流檢測器11之信號Iof之偏差△Io。輸出電流控制電路36係將比例於偏差△Io之值及偏差△Io的積分值合計而產生電壓指令值Vor。電壓指令值Vor係成為商用頻率的正弦波信號。
閘控電路37係依據電流檢測器11的輸出信號Iof選擇通常運轉模式或省電運轉模式，並因應於選擇結果，產生用以控制所對應之相(在此為U相)之反向器10之閘信號(脈衝信號列)Au、Bu。
第3圖係顯示閘控電路37的構成之電路方 塊圖。第3圖中，閘控電路37係包含振盪器41、三角波產生器42、比較器43、波形(pattern)產生器44、判定器45、開關46、緩衝閘47及反向閘48。
振盪器41係輸出比商用頻率(例如60Hz)充分高之頻率fH(例如20KHz)之時脈信號。三角波產生器42係輸出與振盪器的輸出時脈信號相同頻率之三角波信號Cu。
比較器43係比較來自輸出電流控制電路36(第2圖)之電壓指令值Vor(商用頻率之正弦波信號)與來自三角波產生器42之三角波信號Cu之高低，並輸出顯示比較結果之脈衝信號列43。脈衝信號列43的頻率係成為與三角波信號Cu的頻率fH相同值。脈衝信號列43的脈衝寬度係因應於電壓指令值Vor的位準而變化。脈衝信號列43係PWM信號。
波形產生器44係輸出比三角波信號Cu的頻率fH更低的頻率fL之脈衝信號列44。脈衝信號列44的波形係與脈衝信號列43的波形相同。脈衝信號列44的脈衝寬度係固定。
判定器45係依據來自電流檢測器11(第1圖)之信號Iof，判定負載電流IL是否比預定值Ic更小(亦即負載24是否為輕載)，並將顯示判定結果之信號45輸出。信號45係在負載電流Ic比預定值Ic更大時定為「L」位準，而在負載電流IL比預定值Ic更小時定為「H」位準。
開關46係接收脈衝信號列43、44，在 信號45為「L」時(通常運轉模式)，將脈衝信號列43傳送至緩衝閘47及反向閘48，而在信號45為「H」位準時(省電運轉模式)，將脈衝信號列44傳送至緩衝閘47及反向閘48。
緩衝閘47係將來自開關46之脈衝信號列43或44作為閘信號Au而傳送至反向器10。反向閘48係使來自開關46之脈衝信號列43或44反轉而產生閘信號Bu，並傳送至反器10。
第4圖之(A)、(B)、(C)係顯示通常運轉模式時之電壓指令值Vor、三角波信號Cu及閘信號Au、Bu的波形之時間圖。如第4圖之(A)所示，電壓指令值Vor係商用頻率之正弦波信號。三角波信號Cu的頻率比電壓指令值Vor的頻率(商用頻率)更高。三角波信號Cu的正側之峰值比電壓指令值Cor的正側之峰值更高。三角波信號Cu的負側之峰值係比電壓指令值Vor的負側之峰值更低。
如第4圖之(A)、(B)所示，三角波信號Cu的位準比電壓指令值Vor更高時，閘信號Au係成為「L」位準，三角波信號Cu的位準比電壓指令值Vor更低時，閘信號Au係成為「H」位準，閘信號Au係成為正脈衝信號列。
在電壓指令值Vor為正極性之期間，若電壓指令值Vor上升，則閘信號Au的脈衝寬度增大。在電壓指令值Vor為負極性之期間，若電壓指令值Vor下降，則閘信號Au的脈衝寬度減少。如第4圖之(B)、(C)所示，閘 信號Bu係成為閘信號Au的反轉信號。閘信號Au、Bu之各者為PWM信號。
省電運轉模式之閘信號Au、Bu的波形係與通常運轉模式之閘信號Au、Bu的波形相同。然而，省電運轉模式之閘信號Au、Bu的頻率fL係比通常運轉模式之閘信號Au、Bu的頻率fH更低。再者，在通常運轉模式中閘信號Au、Bu的脈衝寬度受到控制，相對於此，在省電運轉模式中閘信號Au、Bu的脈衝寬度為固定。
第5圖係顯示第1圖所示之反向器10及其周邊部的構成之電路方塊圖。第5圖中，轉換器6與反向器10之間係連接有正側之直流線L1及負側之直流線L2。電容器9係連接於直流線L1、L2之間。
從商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，轉換器6係將來自商用交流電源21之交流輸入電壓Vi變換成VDC並輸出至直流線L1、L2之間。供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器6的運轉停止，雙向截波器7係將電池電壓VB升壓並將直流電壓VDC輸出至直流線L1、L2。
反向器10係包含IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極電晶體)Q1至Q4及二極體D1至D4。IGBT係構成開關元件。IGBTQ1、Q2的集極皆連接於直流線L1，IGBTQ1、Q2的射極皆連接於輸出節點10a、10b。
IGBTQ3、Q4的集極係分別連接於輸出節點 10a、10b，IGBTQ3、Q4的射極皆連接於直流線L2。IGBTQ1、Q4的閘極皆接受閘信號Au，IGBTQ2、Q3的閘極皆接受閘信號Bu。二極體D1至D4係分別與IGBTQ1至Q4反向並聯連接。
反向器10的輸出節點10a係經由電抗器12(第1圖)連接於節點N2，輸出節點10b係連接於中性點NP。電容器13係連接於節點N2與中性點NP之間。
閘信號Au、Bu分別為「H」位準及「L」位準時，IGBTQ1、Q4導通且IGBTQ2、Q3關斷。藉此，電容器9的正側端子(直流線L1)係經由IGBTQ1而連接於輸出節點10a，並且輸出節點10b係經由IGBTQ4而連接於電容器9的負側端子(直流線L2)，而於輸出節點10a、10b間輸出電容器9的端子間電壓。亦即，於輸出節點10a、10b間輸出正的直流電壓。
閘信號Au、Bu分別為「L」位準及「H」位準時，IGBTQ2、Q3導通且IGBTQ1、Q4關斷。藉此，電容器9的正側端子(直流線L1)係經由IGBTQ2而連接於輸出節點10b，並且輸出節點10b係經由IGBTQ3而連接於電容器9的負側端子(直流線L2)，而於輸出節點10a、10b間輸出電容器9的端子間電壓。亦即，於輸出節點10a、10b間輸出負的直流電壓。
如第4圖之(B)、(C)所示，在閘信號Au、Bu的波形變化時，與第4圖之(A)所示之電壓指令值Vor相同波形之交流輸出電壓Vo係輸出至節點N2及中性點 NP間。另外，第4圖之(A)、(B)、(C)中雖顯示對應於U相之電壓指令值Vor及信號Cu、Au、Bu的波形，然而與V相及W相之各者對應之電壓指令值及信號的波形亦相同。惟，與U相、V相及W相對應之電壓指令值及信號的相位係各偏差120度。
由第4圖之(A)、(B)、(C)可知，若提高三角波信號Cu的頻率，則閘信號Au、Bu的頻率變高，而使IGBTQ1至Q4的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)變高。IGBTQ1至Q4的切換頻率變高時，IGBTQ1至Q4產生之切換損失增大，不斷電電源裝置1的效率變低。然而，IGBTQ1至Q4的切換頻率變高時，即便負載電流IL大之情形下，亦可產生電壓變動率較小之高品質的交流輸出電壓Vo。
相反地，若降低三角波信號Cu的頻率時，則閘信號Au、Bu的頻率變低，而使IGBTQ1至Q4的切換頻率變低。IGBTQ1至Q4的切換頻率變低時，IGBTQ1至Q4產生之切換損失減少，不斷電電源裝置1的效率變高。然而，IGBTQ1至Q4的切換頻率變低時，在負載電流IL大之情形下，交流輸出電壓Vo的電壓變動率增大，使得交流輸出電壓Vo的波形惡化。
另外，交流電壓的電壓變動率係藉由例如以額定電壓為基準(100%)時之交流電壓的變動範圍來表示。從商用交流電源21(第1圖)供應之交流輸入電壓Vi的電壓變動率，以額定電壓為基準時，為±10%。
以往的不斷電電源裝置中，將三角波信號 Cu的頻率固定為比商用頻率(例如60Hz)充分高之頻率fH(例如20KHz)，而將電壓變動率抑制在較小值(±2%)。因此，雖然可驅動對於電壓變動率之容許範圍較小之負載24(例如電腦)，卻相反地在IGBTQ1至Q4產生較大的切換損失，而使不斷電電源裝置的效率下降。
然而，在負載電流IL較小時，即便使IGBTQ1至Q4的切換頻率降低，交流輸出電壓Vo的電壓變動率的變化亦較小，交流輸出電壓Vo的波形的惡化程度亦較小。再者，若使IGBTQ1至Q4的切換頻率降低，則可減小IGBTQ1至Q4產生之切換損失，而可提高不斷電電源裝置1的效率。再者，在負載電流IL較小時，由於負載電流IL的單位時間的變化量亦較小，故亦無須進行PWM控制。
因此，本實施形態1中設有通常運轉模式及省電運轉模式。該通常運轉模式係藉由具有較高頻率fH且脈衝寬度受到控制之閘信號Au、Bu來控制反向器10。該省電運轉模式係藉由具有較低頻率fL(例如15KHz)且脈衝寬度為固定之閘信號Au、Bu來控制反向器10而使切換損失下降。
在負載電流IL大於預定值Ic時選擇通常運轉模式，而在負載電流IL小於預定值Ic時選擇省電運轉模式。頻率fL係設定成使在負載電流IL比預定值Ic更小的情形下之交流輸出電壓Vo的電壓變動率成為來自商用交流電源21的交流輸入電壓Vi的電壓變動率以下之值。
接著，針對此不斷電電源裝置1的使用方法進行說明。假設為不斷電電源裝置1的使用者對於操作部17進行操作，選擇反向器供電模式之情形。從商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，若選擇了反向器供電模式，則半導體開關15及電磁接觸器16關斷，且電磁接觸器2、8、14導通。
從商用交流電源12供給之交流電力係藉由轉換器6變換成直流電力。藉由轉換器6產生之直流電力係藉由雙向截波器7儲存於電池23，並且供應至反向器10。
控制裝置18(第2圖)中，藉由參考電壓產生電路31產生正弦波形狀之參考交流電壓Vr，並藉由電壓檢測器32產生顯示交流輸出電壓Vo的檢測值之信號Vof。藉由減法器33產生參考交流電壓Vr與信號Vof的偏差△Vo，依據該偏差△Vo，藉由輸出電壓控制電路34產生電流指令值Ior。
藉由減法器35產生電流指令值Ior與來自電流檢測器11之信號Iof之偏差△Io，依據該偏差△Io，藉由輸出電流控制電路36產生電壓指令值Vor。
於閘控電路37(第3圖)藉由振盪器42及三角波產生器42產生較高的頻率fH之三角波信號Cu。由比較器43比較電壓指令值Vor與三角波信號Cu而產生脈衝信號列43。於波形產生器44產生脈衝信號列44。藉由開關46選擇脈衝信號列43或脈衝信號列44而傳送至緩衝閘47及反向閘48，藉由緩衝閘47及反向閘48而產 生閘信號Au、Bu。
於反向器10(第5圖)藉由閘信號Au、Bu交互導通IGBTQ1、Q4及IGBTQ2、Q3，將直流電壓VDC變換成商用頻率之交流輸出電壓Vo。
以交流輸出電壓Vo驅動負載24時，於判定器45(第3圖)依據電流檢測器11的輸出信號Iof，判定負載電流IL是否大於預定值Ic。負載電流IL比預定值Ic大時，判定器45的輸出信號45係設為「L」位準，比較器43所產生之脈衝信號列43經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行通常運轉模式。
在此通常運轉模式中，IGBTQ1至Q4之各者係以較高的頻率fH導通及關斷，因此可產生電壓變動率較小之高品質的交流輸出電壓Vo。惟IGBTQ1至Q4產生之切換損失變大，效率降低。
再者，負載電流IL比預定值Ic小時，判定器45的輸出信號45係設為「H」位準，波形產生器44所產生之脈衝信號列44經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行省電運轉模式。
在此省電運轉模式中，IGBTQ1至Q4之各者係以較低的頻率fL導通及關斷，雖不進行PWM控制，惟由於負載24為輕載，故交流輸出電壓Vo的電壓變動率可抑制在容許範圍內。再者，由於切換頻率變小，故IGBTQ1至Q4產生之切換損失變小，效率提高。
另外，供應自商用交流電源21之交流電力 停止時，亦即發生停電時，轉換器6的運轉停止，電池23(第1圖)的直流電力藉由雙向截波器7供應至反向器10。反向器10係將來自雙向截波器7之直流電力變換成交流電力而供應至負載24。因此，在電池23中儲存有直流電力之期間，能夠維持負載24之運轉。
再者，在反向器供電模式時反向器10故障之情形下，半導體開關15(第1圖)係瞬間地導通，電磁接觸器14係關斷且電磁接觸器16導通。藉此，來自旁通交流電源22的交流電力係經由半導體開關15及電磁接觸器16而供應至負載24，維持負載24之運轉。在一定時間後使半導體開關15關斷，防止半導體開關15過熱而損壞。
如上述，本實施形態1中，負載電流IL大於預定值Ic時，藉由具有較高的頻率fH且脈衝寬度受到控制之閘信號Au、Bu來控制反向器10，而負載電流IL小於預定值Ic時，藉由具有較低的頻率fL且脈衝寬度為固定之閘信號Au、Bu來控制反向器10。因此，負載電流IL小於預定值Ic時，可減低反向器10的IGBTQ1至Q4產生之切換損失，而提高不斷電電源裝置1的效率。
[實施形態2]
第6圖係顯示本發明實施形態2之不斷電電源裝置的閘控電路50的構成之電路方塊圖，此係與第3圖比對之圖。第6圖中，閘控電路50係以判定器51置換閘控電路37的判定器45(第3圖)。
判定器51係依據電流檢測器11的輸出信號Iof，判定負載電流IL是否為一定，並輸出顯示判定結果之信號51。判定器51係在負載電流IL的單位時間的變化量△IL大於預定值ILc時，判定負載電流IL並非一定，並將信號51設為「L」位準，而在變化量△IL小於預定值ILc時，判定負載電流IL為一定，並將信號51設為「H」位準。
信號51為「L」位準時，來自比較器43之脈衝信號列43經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行通常運轉模式。信號51為「H」位準時，來自波形產生器44之脈衝信號列44經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行省電運轉模式。其他構成及動作係與實施形態1相同，故不再重複說明。
本實施形態2中，負載電流IL並非一定時，藉由具有較高的頻率fH且脈衝寬度受到控制之閘信號Au、Bu來控制反向器10，而負載電流IL為一定時，藉由具有較低的頻率fL且脈衝寬度為固定之閘信號Au、Bu來控制反向器10。因此，負載電流IL為一定時，可減低反向器10的IGBTQ1至Q4產生之切換損失，而提高不斷電電源裝置1的效率。
[實施形態3]
第7圖係顯示本發明實施形態3之不斷電電源裝置的閘控電路55的構成之電路方塊圖，此係與第3圖對比之 圖。第7圖中，閘控電路55係從控制電路37去除判定器45(第3圖)者。開關46係由來自操作部17(第1圖)之信號SE所控制。
不斷電電源裝置的使用者已知負載24並非輕載且欲選擇通常運轉模式時，係對於操作部17進行操作，使信號SE為「L」位準。再者，不斷電電源裝置的使用者已知負載24為輕載且欲選擇省電運轉模式時，係對於操作部17進行操作，使信號SE為「H」位準。
信號SE為「L」位準時，來自比較器43之脈衝信號列43經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行通常運轉模式。信號SE為「H」位準時，來自波形產生器44之脈衝信號列44經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行省電運轉模式。其他構成及動作係與實施形態1相同，故不再重複說明。
本實施形態3中係藉由對於操作部17進行操作而能夠選擇通常運轉模式及省電運轉模式中所期望之模式。因此，在已知負載24為輕載或負載電流IL為一定之情形，藉由選擇省電運轉模式可減低反向器10的IGBTQ1至Q4產生之切換損失，而可提高不斷電電源裝置1的效率。
第8圖係顯示實施形態3的變更例之不斷電電源裝置的閘控電路56的構成之電路方塊圖，此係與第7圖比對之圖。第8圖中，閘控電路56係於閘控電路55追加判定器45(第3圖)及OR閘57者。OR閘57係輸出判定 器45的輸出信號45與來自操作部17(第1圖)之信號SE之邏輯或信號57。
不斷電電源裝置的使用者已知負載24為輕載，或負載電流IL為一定，而選擇省電運轉模式時，對於操作部17進行操作而使信號SE為「H」位準。或者，不斷電電源裝置的使用者未知負載24是否為輕載或負載電流IL是否為一定時，對於操作部17進行操作，使信號SE為「L」位準。
信號SE為「H」位準時，係無關於判定部45的輸出信號45，將信號57設為「H」位準，而執行省電運轉模式。信號SE為「L」位準時，判定器45的輸出信號45係成為信號57。
信號57為「L」位準時，來自比較器43之脈衝信號列43經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行通常運轉模式。信號57為「H」位準時，來自波形產生器44之脈衝信號列44經由開關46傳送至緩衝閘47及反向閘48，而執行省電運轉模式。其他構成及動作係與實施形態1相同，故不再重複說明。
本變更例中，除了可獲得與實施形態3相同之功效，在未知負載24是否為輕載時，藉由將信號SE設為「L」位準，而可依據判定器45的判定結果執行省電運轉模式或通常運轉模式。
再者，亦可設置判定器51(第6圖)來代替判定器45。再者，亦可設置二個判定器45、51，藉由二個判 定器45、51的輸出信號與信號SE之邏輯或信號來控制開關46。
[實施形態4]
實施形態1中，負載電流IL小於預定值Ic時(亦即負載24為輕載時)，藉由執行產生具有較低頻率fL且脈衝寬度為固定之閘信號Au、Bu之省電運轉模式來提高不斷電電源裝置1的效率。然而，由於實施形態1的省電運轉模式未進行PWM控制，故會有因負載24而導致交流輸出電壓Vo降至比參考交流電壓Vr(額定電壓)更低之虞。本實施形態4中可謀求解決該問題。
第9圖係顯示本發明實施形態4之不斷電電源裝置所包括之控制裝置60中與轉換器6之控制相關之部分的構成之電路方塊圖。控制裝置60中與反向器10之控制相關之部分的構成係如同實施形態1所示。第9圖中，控制裝置60係包括參考電壓產生電路61、電壓檢測器62、減法器63、65、輸出電壓控制電路64、輸出電流控制電路66及閘控電路67。
參考電壓產生電路61係在判定器45(第3圖)之輸出信號45為「L」位準時(通常運轉模式)，將參考直流電壓VDCr設定成直流電壓VDC的額定電壓。再者，參考電壓產生電路61係在信號45為「H」位準時(省電運轉模式)，因應於來自減法器33(第2圖)之偏差△Vo修正參考直流電壓VDCr。此時，參考電壓產生電路61係 例如使參考直流電壓VDCr比例於偏差△Vo地增大。
電壓檢測器62係檢測直流線L1、L2間的直流電壓VDC，並輸出顯示檢測值之信號VDCf。減法器63係求出參考直流電壓VDCr與電壓檢測器62的輸出信號VDCf之偏差△VDC。
輸出電壓控制電路64係將比例於偏差△VDC之值與偏差△VDC的積分值合計而產生電流指令值Iir。減法器65係求出電流指令值Iir與來自電流檢測器3(第1圖)的信號Iif之偏差△Ii。
輸出電流控制電路66係將比例於偏差△Ii之值與偏差△Ii的積分值合計而產生電壓指令值Vir。電壓指令值Vir係成為商用頻率的正弦波信號。閘控電路67係依據電壓指令值Vir，產生用以控制所對應之相(在此為U相)之轉換器6之閘信號(脈衝信號列)Eu、Fu。
第10圖係顯示構成閘控電路70的構成之電路方塊圖。第10圖中，閘控電路70係包括振盪器71、三角波產生器72、比較器73、緩衝閘74及反向閘75。
振盪器71係輸出比商用頻率(60Hz)充分高之頻率fH(例如20KHz)之時脈信號。三角波產生器72係輸出與振盪器的輸出時脈信號相同頻率之三角波信號72。
比較器73係比較來自輸出電流控制電路66(第2圖)之電壓指令值Vir(商用頻率之正弦波信號)與來自三角波產生器42之三角波信號Cu的高低，並輸出顯示比較結果之脈衝信號列73。脈衝信號列73的頻率係成 為與三角波信號72的頻率fH相同之值。脈衝信號列73的脈衝寬度係因應電壓指令值Vir的位準而變化。脈衝信號列73係PWM信號。
緩衝閘74係將脈衝信號列73作為閘信號Eu而傳送至轉換器6。反向閘75係使脈衝信號列73反轉，而產生閘信號Fu並傳送至轉換器6。
第11圖之(A)、(B)、(C)係顯示第10圖所示之電壓指令值Vir、三角波信號72及閘信號Eu、Fu的波形之時間圖。如第11圖之(A)所示，電壓指令值Vir係商用頻率之正弦波信號。三角波信號72的頻率係比電壓指令值Vir的頻率(商用頻率)更高。三角波信號72的正側的峰值比電壓指令值Vir的正側的峰值更高。三角波信號72的負側的峰值比電壓指令值Vir的負側的峰值更低。
如第11圖之(A)、(B)所示，在三角波信號72的位準比電壓指令值Vir更高時，閘信號Eu成為「L」位準，三角波信號72的位準比變壓指令值更低時，閘信號Eu係成為「H」位準。閘信號Eu係成為正脈衝信號列。
在電壓指令值Vir為正極性之期間，若電壓指令值Vir上升，則閘信號Eu的脈衝寬度會增大。在電壓指令值Vir為負極性之期間，若電壓指令值Vir下降，則閘信號Eu的脈衝寬度會減少。如第11圖之(B)、(C)所示，閘信號Fu係成為閘信號Eu的反轉信號。閘信號Eu、Fu之各者為PWM信號。於省電運轉模式時之閘信號Eu、Fu的波形係與通常運轉模式時之閘信號Eu、Fu的波形相同。
第12圖係顯示第1圖所示之轉換器6及其周邊部的構成之電路方塊圖。第12圖中，轉換器6與反向器10之間係連接有正側之直流線L1及負側之直流線L2。電容器9係連接於直流線L1、L2間。
從商用交流電源21接受所供應之交流電力之通常時，轉換器6係將來自商用交流電源21之交流輸入電壓Vi變換成直流電壓VDC並輸出至直流線L1、L2間。供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器6之運轉停止，雙向截波器7係將電池電壓VB升壓並將直流電壓VDC輸出至直流線L1、L2間。
轉換器6係包括IGBTQ11至Q14及二極體D11至D14。IGBT係構成切換元件。IGBTQ11、Q12的集極皆連接於直流線L1，IGBTQ11、Q12的射極係連接於輸入節點6a、6b。
IGBTQ13、Q14的集極係分別連接於輸入節點6a、6b，IGBTQ13、Q14的射極皆連接於直流線L2。IGBTQ11、Q14的閘極皆接受閘信號Eu，IGBTQ12、Q13的閘極皆接受閘信號Fu。二極體D11至D14係分別與IGBTQ11至Q14反向並聯連接。
轉換器6的輸出節點6a係經由電抗器5(第1圖)連接至節點N1，輸入節點6b係連接於中性點NP。電容器4係連接於節點N1與中性點NP之間。
閘信號Eu、Fu分別為「H」位準及「L」位準時，IGBTQ11、Q14導通且IGBTQ12、Q13關斷。藉此， 輸入節點6a係經由IGBTQ11連接於電容器9的正側端子(直流線L1)，並且電容器9的負側端子(直流線L2)係經由IGBT而連接於輸入節點6b，而對電容器9的端子間輸出正的直流電壓。
閘信號Eu、Fu分別為「L」位準及「H」位準時，IGBTQI2、Q13導通且IGBTQ11、Q14關斷。藉此，輸入節點6b係經由IGBTQ12連接於電容器9的正側端子(直流線L1)，並且電容器9的負側端子(直流線L2)係經由IGBT而連接於輸入節點6a，而對電容器9的端子間輸出負的直流電壓。
換言之，如第11圖之(B)、(C)所示，閘信號Eu、Fu的波形產生變化時，與第11圖之(A)所示之電壓指令值Vir相同波形之交流電壓Vic係輸出至節點N1及中性點NP間。對應於來自商用交流電源21之交流輸入電壓Vi與來自轉換器6之交流電壓Vic之偏差之值的電流係流動於商用交流電源21與轉換器6之間，而控制電容器9的端子間電壓VDC。
另外，第11圖之(A)、(B)、(C)中雖顯示與U相對應之電壓指令值Vir及信號72、Eu、Fu的波形，然而與V相及W相之各者對應之電壓指令值及信號的波形亦相同。惟，與U相、V相及W相對應之電壓指令值及信號的相位係各偏差120度。
接著，針對此不斷電電源裝置的動作進行說明。在判定器45(第3圖)的輸出信號45為「L」位準 時(通常運轉模式)，藉由參考電壓產生電路61將參考直流電壓VDC設定成額定電壓值，轉換器6係以直流線L1、L2間的直流電壓VDC成為VDCr之方式予以PWM控制。並且，反向器10係以交流輸出電壓Vo成為參考交流電壓Vr(第2圖)之方式予以PWM控制。
判定器45(第3圖)的輸出信號45為「H」位準時(省電運轉模式)，藉由參考電壓產生電路61將參考直流電壓VDCr修正為對應於偏差△Vo之值，且轉換器6以直流線L1、L2間之直流電壓VDC成為修正後之參考直流電壓VDCr之方式予以PWM控制。反向器10係依據來自波形產生器44之脈衝信號列44而控制，將對應於修正後之參考直流電壓VDCr之直流電壓，變換成交流輸出電壓Vo。此時，轉換器6及反向器10係以交流輸出電壓Vo成為參考交流電壓Vr(第2圖)之方式予以PAM(Pulse Amplitude Modulation，脈衝振幅調變)控制。
如上述，本實施形態4中，除了可得到與實施形態1相同之功效，由於在省電運轉模式時係對應於交流輸出電壓偏差△Vo而修正參考直流電壓VDCr，故可將交流輸出電壓Vo維持在額定電壓。
[實施形態5]
第13圖係顯示本發明實施形態5之不斷電電源裝置的重點之電路方塊圖，此係與第5圖比對之圖。第13圖中，此不斷電電源裝置與實施形態1之不斷電電源裝置之不同 點在於，轉換器6、雙向截波器7及反向器10分別替換成轉換器80、雙向截波器81及反向器82。
轉換器80與反向器82間係連接有三條直流線L1至L3。直流線L3係連接於中性點NP而成為中性點電壓(例如0V)。電容器9(第1圖)係包括二個電容器9a、9b。電容器9a係連接於直流線L1、L3間。電容器9b係連接於直流線L3、L2間。
轉換器80係從商用交流電源21接受所供應之交流電力知通常時，將來自商用交流電源21之交流電力變換成直流電力而供應至直流線L1至L3。此時，轉換器80係以直流線L1、L3間之直流電壓VDCa成為目標直流電壓VDCT且直流線L3、L2間的直流電壓VDCb成為目標直流電壓VDCT之方式，對電容器9a、9b之各者充電。
直流線L1、L2、L3的電壓係分別成為正的直流電壓、負的直流電壓及中性點電壓。供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器80的運轉停止。
雙向截波器81係在通常時，將藉由轉換器80產生之直流電力儲存於電池23(第1圖)。此時，雙向截波器81係以電池23的端子間電壓(電池電壓)VB成為目標電壓VBT之方式，對電池23充電。
雙向截波器81係在停電時，將電池23的直流電力供應至反向器82。此時，雙向截波器81係以電容器9a、9b的端子間電壓VDCa、VDCb之各者成為目標直流電壓VDCT之方式，對電容器9a、9b之各者充電。
反向器82係在通常時，將藉由轉換器80產生之直流電力變換成商用頻率之交流電力而供應至負載24。此時，反向器82係依據供應自直流線L1至L3之正的直流電壓、負的直流電壓及中性點電壓而產生商用頻率之交流輸出電壓Vo。
反向器82係包含IGBTQ21至Q24及二極體D21至D24。IGBTQ21的集極連接於直流線L1，IGBTQ21的射極連接於輸出節點82a。IGBTQ22的集極連接於輸出節點82a，IGBTQ22的射極連接於直流線L2。IGBTQ23、Q24的集極係互相連接，IGBTQ23、Q24的的射極係分別連接於輸出節點82a及直流線L3。二極體D21至D24係分別與IGBTQ21至Q24反向並聯連接。輸出節點82a係經由電抗器12連接於節點N2。
IGBTQ21導通時，從直流線L1經由IGBTQ21對輸出節點82a輸出正電壓。IGBTQ23、Q24導通時，從直流線L3經由IGBTQ24、Q23對輸出節點82a輸出中性點電壓。IGBTQ22導通時，從直流線L2經由IGBTQ22對輸出節點82a輸出負電壓。輸出節點82a中係被輸出包括正電壓、中性點電壓及負電壓之三個位準之交流電壓。關於IGBTQ21至Q24的控制方法係於後述。
第14圖係顯示控制反向器82之閘控電路90的構成之電路方塊圖，此係與第3圖比對之圖。第14圖中，閘控電路90係包括振盪器91、三角波產生器92、93、比較器94、95、波形產生器96、判定器45、開關97、 98、緩衝閘99、100及反向閘101、102。
振盪器91係輸出比商用頻率(例如60Hz)充分高之頻率fH(例如20KHz)之時脈信號。三角波產生器92、93係分別輸出與振盪器的輸出時脈信號相同頻率之三角波信號Cua、Cub。
比較器94係比較來自輸出電流控制電路36(第2圖)之電壓指令值Vor(商用頻率之正弦波信號)與來自三角波產生器92之三角波信號Cua之高低，並輸出顯示比較結果之脈衝信號列94。脈衝信號列94的頻率係成為因應於三角波信號Cua的頻率fH之值之頻率。脈衝信號列94的脈衝寬度係因應於電壓指令值Vor的位準而變化。脈衝信號列94係PWM信號。
比較器95係比較來自輸出電流控制電路36(第2圖)之電壓指令值Vor(商用頻率之正弦波信號)與來自三角波產生器93之三角波信號Cub之高低，並輸出顯示比較結果之脈衝信號列95。脈衝信號列95的頻率係成為因應於三角波信號Cub的頻率fH之值之頻率。脈衝信號列95的脈衝寬度係因應於電壓指令值Vor的位準而變化。脈衝信號列95係PWM信號。
波形產生器96係輸出比三角波信號Cua、Cub的頻率fH更低之頻率fL之脈衝信號列96a、96b。脈衝信號列96a、96b的波形係分別與脈衝信號列94、95的波形相同。脈衝信號列96a、96b的脈衝寬度係固定。
判定部45係依據來自電流檢測器11(第1圖)之信號Iof，判定負載電流IL是否小於預定值Ic(亦即負載24為輕載)，並輸出顯示判定結果之信號45。信號45在負載電流IL大於預定值Ic時係設為「L」位準，而在負載電流IL小於預定值Ic時係設為「H」位準。
開關97係接受脈衝信號列94、96a，並在信號45為「L」位準時(通常運轉模式)，將脈衝信號列94傳送至緩衝閘99及反向閘101，而在信號45為「H」位準時(省電運轉模式)，將脈衝信號列96a傳送至緩衝閘99及反向閘101。
緩衝閘99係將來自開關97之脈衝信號列94或96a作為閘信號1而送至反向器82。反向閘101係使來自開關97之脈衝信號列94或96a反轉而產生閘信號4，並傳送至反向器82。
開關98係接受脈衝信號列95、96b，並在信號45為「L」位準時(通常運轉模式)，將脈衝信號列95傳送至緩衝閘100及反向閘102，而在信號45為「H」位準時(省電運轉模式)，將脈衝信號列96b傳送至緩衝閘100及反向閘102。
緩衝閘100係將來自開關98之脈衝信號列95或96b作為閘信號3而送至反向器82。反向閘102係使來自開關98之脈衝信號列95或96b反轉而產生閘信號2，並傳送至反向器82。
第15圖之(A)至(E)係顯示通常運轉模式中 之電壓指令值Vor、三角波信號Cua、Cub及閘信號1至4的波形之時間圖。如第15圖之(A)所示，電壓指令值Vor係商用頻率之正弦波信號。
三角波信號Cua的最低值為0V，其最高值比電壓指令值Vor的正的峰值更高。三角波信號Cub的最高值係0V，其最低值比電壓指令值Vor的負的峰值更低。三角波信號Cua、Cub係同相位之信號，三角波信號Cua、Cub的相位係與電壓指令值Vor的相位同步。三角波信號Cua、Cub的頻率係比電壓指令值Vor的頻率(商用頻率)更高。
如第15圖之(A)、(B)所示，在三角波信號Cua的位準比電壓指令值Vor更高時，閘信號1成為「L」位準，而在三角波信號Cua的位準比電壓指令值Vor更低時，閘信號1成為「H」位準。閘信號1係成為正脈衝信號列。
電壓指令值Vor為正極性之期間，若電壓指令值Vor上升，則閘信號1的脈衝寬度增大。電壓指令值Vor為負極性之期間，閘信號1係固定為「L」位準。如第15圖之(B)、(E)所示，閘信號4係成為閘信號1的反轉信號。
如第15圖之(A)、(C)所示，在三角波信號Cub的位準比電壓指令值Vor更低時，閘信號2成為「L」位準，而在三角波信號Cub的位準比電壓指令值Vor更高時，閘信號2成為「H」位準。閘信號2係成為正脈衝 信號列。
電壓指令值Vor為正極性之期間，閘信號2係固定為「L」位準。電壓指令值Vor為負極性之期間，若電壓指令值Vor下降，則閘信號2的脈衝寬度增大。如第15圖之(C)、(D)所示，閘信號3係成為閘信號2的反轉信號。閘信號1至4之各者為PWM信號。
閘信號1、2皆為「L」位準且閘信號3、4皆為「H」位準之期間(t1、t3、t5、t7、t9、…)中，IGBTQ11、Q12皆關斷且IGBTQ13、Q14導通。藉此，直流線L3的中性點電壓經由IGBTQ14、Q13輸出至輸出節點62a。
閘信號1、3皆為「H」位準且閘信號2、4皆為「L」位準之期間(t2、t4、…)中，IGBTQ11、Q13皆導通且IGBTQ12、Q14關斷。藉此，直流線L1的正的直流電壓經由IGBTQ11輸出至輸出節點62a。
在閘信號1、3皆為「L」位準且閘信號2、4皆為「H」位準之期間(t6、t8、…)中，IGBTQ11、Q13皆關斷且IGBTQ12、Q14導通。藉此，直流線L2的負的直流電壓經由IGBTQ12輸出至輸出節點62a。
如第15圖之(B)至(E)所示，閘信號1至4的波形變化時，與第15圖之(A)所示之電壓指令值Vor相同波形之交流輸出電壓Vo係輸出至節點N2及中性點NP間。另外，第15圖之(A)至(E)中雖顯示與U相對應之電壓指令值Vor及信號Cua、Cub、1至4的波形，然 而與V相及W相之各者對應之電壓指令值及信號的波形亦相同。惟，U相、V相及W相所對應之電壓指令值及信號的相位係各偏差120度。
省電運轉模式時之閘信號1至4的波形係與通常運轉模式時之閘信號1至4的波形相同。然而，省電運轉模式時之閘信號1至4的頻率fL係比通常運轉模式時之閘信號1至4的頻率fH更低。再者，通常運轉模式時之閘信號1至4的脈衝寬度係受到控制，相對於此，省電運轉模式時之閘信號1至4的脈衝寬度為固定。
由第15圖之(A)至(E)可知，若提高三角波信號Cua、Cub的頻率，則閘信號1至4的頻率變高，而使IGBTQ21至Q24的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)變高。IGBTQ21至Q24的切換頻率變高時，IGBTQ21至Q24產生之切換損失增大，不斷電電源裝置的效率降低。然而，IGBTQ21至Q24的切換頻率變高時，即便負載電流IL大之情形下，亦可產生電壓變動率較小之高品質的交流輸出電壓Vo。
相反地，若降低三角波信號Cua、Cub的頻率，則閘信號1至4的頻率變低，而使IGBTQ21至Q24的切換頻率變低。IGBTQ21至Q24的切換頻率變低時，IGBTQ21至Q24產生之切換損失減少，不斷電電源裝置的效率變高。然而，IGBTQ21至Q24的切換頻率變低時，在負載電流IL大之情形下，交流輸出電壓Vo的電壓變動率 增大，使得交流輸出電壓Vo的波形惡化。
然而，負載電流IL較小時，即便使IGBTQ21至Q24的切換頻率降低，交流輸出電壓Vo的電壓變動率的變化亦較小，交流輸出電壓Vo的波形的惡化程度亦較小。再者，若使IGBTQ21至Q24的切換頻率降低，則可減小IGBTQ21至Q24產生之切換損失，而可提高不斷電電源裝置的效率。再者，在負載電流IL較小時，由於負載電流IL的單位時間的變化量亦較小，故亦無須進行PWM控制。
因此，本實施形態5係與實施形態1同樣地設有通常運轉模式及省電運轉模式。該通常運轉模式係藉由具有較高的頻率fH且脈衝寬度受到控制之閘信號1至4來控制反向器82。該省電運轉模式係藉由具有較低頻率fL且脈衝寬度為固定之閘信號1至4來控制反向器82。在負載電流IL大於預定值Ic時選擇通常運轉模式，而在負載電流IL小於預定值Ic時選擇省電運轉模式。
接著，針對本不斷電電源裝置的使用方法及動作進行說明。假設為不斷電電源裝置1的使用者對於操作部17進行操作，選擇反向器供電模式之情形。閘控電路90(第14圖)中，藉由振盪器91及三角波產生器92、93產生較高頻率fH之三角波信號Cua、Cub。
藉由比較器94比較電壓指令值Vor與三角波信號Cua而產生脈衝信號列94。波形產生器96中係產生脈衝信號列96a。藉由開關97選擇之脈衝信號列94或96a係傳送至緩衝閘99及反向閘101而產生閘信號 1、4。
再者，藉由比較器95比較電壓指令值Vor與三角波信號Cub而產生脈衝信號列95。波形產生器96中係產生脈衝信號列96b。藉由開關98選擇之脈衝信號列95或96b係傳送至緩衝閘100及反向閘102而產生閘信號3、2。
電壓指令值Vor為正極性之期間，反向器82(第13圖)的IGBTQ22、Q23係分別固定為關斷狀態及導通狀態，且IGBTQ21及IGBTQ24係交互導通。電壓指令值Vor為負極性之期間，IGBTQ21、Q24係分別固定為關斷狀態及導通狀態，並藉由閘信號2、3使IGBTQ22及IGBTQ23交互導通，產生三個位準之交流輸出電壓Vo。
以交流輸出電壓Vo驅動負載24時，於判定器45(第14圖)依據電流檢測器11的輸出信號Iof，判定負載電流IL是否大於預定值Ic。
負載電流IL大於預定值Ic時，判定器45的輸出信號45係設為「L」位準。藉此，比較器94的輸出信號94經由開關97傳送至緩衝閘99及反向閘101，並且比較器95的輸出信號95經由開關98傳送至緩衝閘100及反向閘102，而執行通常運轉模式。
在此通常運轉模式中，反向器82的IGBTQ21至Q24係以較高的頻率fH控制，故可產生電壓變動率較小之高品質的交流輸出電壓Vo。惟IGBTQ21至Q24產生較大之切換損失，不斷電電源裝置的效率降低。
再者，負載電流IL小於預定值Ic時(亦即負載24為輕載時)，判定器45(第14圖)的輸出信號45係設為「H」位準。藉此，波形產生器96所產生之脈衝信號列96a經由開關97傳送至緩衝閘99及反向閘101，並且波形產生器96所產生之96b經由開關98傳送至緩衝閘100及反向閘102，而執行省電運轉模式
在此省電運轉模式中，反向器82的IGBTQ21至Q24係以較低的頻率fL控制，故IGBTQ21至Q24產生之切換損失變小，效率提高。其他構成及動作係與實施形態1相同，故不再重複說明。
如上述，本實施形態5中，在負載電流IL大於預定值Ic時，藉由具有較高的頻率fH且脈衝寬度受到控制之閘信號1至4來控制反向器82，而在負載電流小於預定值Ic時，藉由具有較低頻率fL且脈衝寬度為固定之閘信號1至4來控制反向器82。據此，負載電流IL小於預定值Ic時，可減低於反向器82的IGBTQ21至Q24產生之切換損失，而可提高不斷電電源裝置1的效率。
應理解所揭露之實施形態之全部論點皆為例示而不具限制意義。本發明是由申請專利範圍所示而非上述說明，應認定本發明包含與申請專利範圍均等之意義及範圍內之所有變更。

Claims (8)

  1. 一種電力變換裝置，係具備：逆變換器，係包含複數個第一切換元件，將直流電力變換成商用頻率之交流電力而供應給負載；以及第一控制部，係執行第一模式及第二模式中被選擇之模式，該第一模式係產生第一脈衝信號列，該第一脈衝信號列係具有比前述商用頻率更高之第一頻率且脈衝寬度依據前述逆變換器的交流輸出電壓而被控制，該第二模式係產生第二脈衝信號列，該第二脈衝信號列係具有在前述商用頻率與前述第一頻率之間之第二頻率且脈衝寬度固定；前述複數個第一切換元件係在前述第一模式時依據前述第一脈衝信號列而被控制，而在前述第二模式時依據前述第二脈衝信號列而被控制。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，其中，在前述電力變換裝置進行通常運轉時選擇前述第一模式；在負載電流小於第一值時，或在前述負載電流的單位時間的變化量小於第二值時，為了使前述複數個第一切換元件產生之切換損失減低而選擇前述第二模式。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電力變換裝置，更具備：電流檢測器，係檢測前述負載電流；以及選擇部，係依據前述電流檢測器的檢測結果而動 作，在前述負載電流大於前述第一值時選擇前述第一模式，而在前述負載電流小於前述第一值時選擇前述第二模式。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之電力變換裝置，更具備：電流檢測器，係檢測前述負載電流；以及選擇部，係依據前述電流檢測器的檢測結果而動作，在前述負載電流的單位時間的變化量大於前述第二值時選擇前述第一模式，在前述負載電流的單位時間的變化量小於前述第二值時選擇前述第二模式。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之電力變換裝置，更具備：選擇部，係選擇前述第一及第二模式中所期望之模式。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，其中，前述第一控制部係包括：第一信號產生電路，係比較前述商用頻率的正弦波信號與具有與前述第一頻率對應之值之頻率的三角波信號的高低，並依據比較結果產生前述第一脈衝信號列；第二信號產生電路，係產生前述第二脈衝信號列；以及切換電路，係在前述第一模式時選擇前述第一脈衝信號列，在前述第二模式時選擇前述第二脈衝信號列。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，更具備：順變換器，係包括複數個第二切換元件，將供應自 商用交流電源之交流電力變換成直流電力並傳送至前述逆變換器；以及第二控制部，係產生具有比前述商用頻率更高之第3頻率且脈衝寬度受到控制之第3脈衝信號列；前述複數個第二切換元件係依據前述第3脈衝信號列而被控制；前述第一脈衝信號列的脈衝寬度係以前述逆變換器的交流輸出電壓成為參考交流電壓之方式而被控制；前述第二控制部係包括：電壓產生電路，係在前述第一模式時輸出一定的參考直流電壓，在前述第二模式時輸出對應於前述逆變換器的交流輸出電壓與前述參考交流電壓之偏差的參考直流電壓；以及信號產生電路，係以前述順變換器的輸出直流電壓成為前述參考直流電壓之方式，輸出脈衝寬度被控制之前述第3脈衝信號列。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之電力變換裝置，其中，在從前述商用交流電源供應交流電力之通常情形中，由前述順變換器產生之直流電力係供應至前述逆變換器，並且儲存於電力儲存裝置；在停止從前述商用交流電源供應交流電力之停電之情形中，前述電力儲存裝置的直流電力係供應至前述逆變換器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114175487A (zh) * 2019-09-13 2022-03-11 东芝三菱电机产业系统株式会社 电力转换装置

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11424693B2 (en) * 2018-04-27 2022-08-23 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Three-level power conversion device, three-level power conversion device control method, and storage medium
WO2021090393A1 (ja) * 2019-11-06 2021-05-14 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP7160056B2 (ja) * 2020-02-13 2022-10-25 株式会社デンソー 電力変換器の制御回路
CN112202355B (zh) * 2020-09-09 2024-03-15 惠州志顺电子实业有限公司 逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质
US20220376632A1 (en) * 2020-10-08 2022-11-24 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3649322B2 (ja) 1999-10-29 2005-05-18 富士電機機器制御株式会社 インバータ装置の制御方法
US7102340B1 (en) * 2003-01-21 2006-09-05 Microsemi Corporation Dual-mode PFM boost converter
EP1733467A1 (en) * 2004-03-12 2006-12-20 MKS Instruments, Inc. Control circuit for switching power supply
JP2007282443A (ja) * 2006-04-11 2007-10-25 Fuji Electric Systems Co Ltd スイッチングレギュレータ
JP4591710B2 (ja) 2006-10-04 2010-12-01 サンケン電気株式会社 交流電源装置
TW200838140A (en) 2007-03-07 2008-09-16 Advanced Analog Technology Inc Switching circuit between PFM and PWM and the method thereof
TWI362817B (en) * 2007-11-27 2012-04-21 Upi Semiconductor Corp Dc/dc converters and related methods
CN101499713A (zh) * 2008-01-31 2009-08-05 珠海全志科技有限公司 混合式开关电源转换器及自动切换控制电路
JP5207568B1 (ja) * 2012-02-23 2013-06-12 株式会社京三製作所 電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法
JP5477408B2 (ja) * 2012-03-02 2014-04-23 株式会社安川電機 電力変換装置
JP6155935B2 (ja) 2013-07-23 2017-07-05 レシップホールディングス株式会社 電源装置
JP6262478B2 (ja) 2013-09-13 2018-01-17 ローム株式会社 電源回路およびその制御回路、電子機器
CN106329977B (zh) 2015-07-03 2018-10-09 台达电子工业股份有限公司 逆变电路的控制方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114175487A (zh) * 2019-09-13 2022-03-11 东芝三菱电机产业系统株式会社 电力转换装置
CN114175487B (zh) * 2019-09-13 2023-08-29 东芝三菱电机产业系统株式会社 电力转换装置

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