JPWO2018185812A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

無停電電源装置（１）の制御装置（１８）は、負荷電流（ＩＬ）が所定値（Ｉｃ）よりも大きい場合は、比較的高い周波数（ｆＨ）を有し、パルス幅が制御されるゲート信号（Ａｕ，Ｂｕ）によってインバータ（１０）を制御し、負荷電流（ＩＬ）が所定値（Ｉｃ）よりも小さい場合は、比較的低い周波数（ｆＬ）を有し、パルス幅が固定されたゲート信号（Ａｕ，Ｂｕ）によってインバータ（１０）を制御する。したがって、負荷（２４）が軽負荷である場合には、インバータ（１０）のＩＧＢＴ（Ｑ１〜Ｑ４）で発生するスイッチング損失を低減することができる。

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、直流電力を交流電力に変換する逆変換器を備えた電力変換装置に関する。

たとえば特開２００８−９２７３４号公報（特許文献１）には、複数のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換する逆変換器と、商用周波数よりも十分に高い周波数を有し、パルス幅が逆変換器の交流出力電圧に基づいて制御されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する制御装置とを備えた電力変換装置が開示されている。複数のスイッチング素子は、ＰＷＭ信号に基づいて制御される。

特開２００８−９２７３４号公報

しかし、従来の電力変換装置では、スイッチング素子がオンおよびオフされる度にスイッチング損失が発生し、電力変換装置の効率が低下するという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率の電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、複数の第１のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、商用周波数よりも高い第１の周波数を有し、パルス幅が逆変換器の交流出力電圧に基づいて制御される第１のパルス信号列を生成する第１のモードと、商用周波数と第１の周波数との間の第２の周波数を有し、パルス幅が固定された第２のパルス信号列を生成する第２のモードとのうちの選択された方のモードを実行する第１の制御部とを備えたものである。複数の第１のスイッチング素子は、第１のモード時は第１のパルス信号列に基づいて制御され、第２のモード時は第２のパルス信号列に基づいて制御される。

この発明に係る電力変換装置では、第１の周波数を有し、パルス幅が制御される第１のパルス信号列を生成する第１のモードと、第１の周波数よりも低い第２の周波数を有し、パルス幅が固定された第２のパルス信号列を生成する第２のモードとのうちの選択された方のモードを実行する。したがって、負荷が第２のパルス信号列によって運転可能である場合には、第２のモードを選択することにより、複数のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、電力変換装置の効率を高めることができる。

この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した制御装置のうちのインバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 図２に示したゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図３に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 図１に示したインバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置のゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態３による無停電電源装置のゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態３の変更例による無停電電源装置のゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態４による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図９に示したゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図１０に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 図９で説明した無停電電源装置のコンバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態５による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図１３に示した無停電電源装置に含まれるゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図１４に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。

[実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（たとえばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。

図１において、この無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。

バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ（電力貯蔵装置）２３に接続される。バッテリ２３は、直流電力を蓄える。バッテリ２３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は、負荷２４に接続される。負荷２４は、交流電力によって駆動される。

この無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１４，１６、電流検出器３，１１、コンデンサ４，９，１３、リアクトル５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。

電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ４は、電磁接触器２とリアクトル５の間のノードＮ１に接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器３は、ノードＮ１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。

コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。

コンバータ６は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止される。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。コンデンサ４、リアクトル５、およびコンバータ６は順変換器を構成する。

コンデンサ９は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。直流ラインＬ１は双方向チョッパ７の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。

電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

双方向チョッパ７は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ２３の直流電力を直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。

双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合は、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１に出力する。直流ラインＬ１は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。

インバータ１０は、制御装置１８によって制御され、コンバータ６または双方向チョッパ７から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ１０は、通常時はコンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２の一方端子に接続され、リアクトル１２の他方端子（ノードＮ２）は電磁接触器１４を介して交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２に接続される。

電流検出器１１は、インバータ１０の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。インバータ１０、リアクトル１２、およびコンデンサ１３は逆変換器を構成する。

電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。

半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２と交流出力端子Ｔ４との間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５に並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフされ、インバータ１０が故障した場合は瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。

電磁接触器１６は、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。

また、電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。つまり、インバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器１６がオンする。これは、半導体スイッチ１５が過熱されて破損するのを防止するためである。

操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちのいずれか一方のモードを選択することが可能となっている。

制御装置１８は、操作部１７からの信号、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、交流出力電流Ｉｏ、および交流出力電圧Ｖｏなどに基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ６およびインバータ１０を制御する。

さらに制御装置１８は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標直流電圧ＶＤＣＴになるようにコンバータ６を制御し、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転を停止させる。

さらに制御装置１８は、通常時は、バッテリ電圧ＶＢが所望の目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように双方向チョッパ７を制御し、停電時は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標直流電圧ＶＤＣＴになるように双方向チョッパ７を制御する。

さらに制御装置１８は、電流検出器１１の出力信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さいか否か（すなわち負荷２４が軽負荷であるか否か）を判別し、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は通常運転モード（第１のモード）を選択し、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は省電力運転モード（第２のモード）を選択し、選択した方のモードを実行する。

制御装置１８は、通常運転モードを選択した場合は、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数ｆＨの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、インバータ１０を制御するためのゲート信号（第１のパルス信号列）を生成する。通常運転モードでは、ゲート信号は、三角波信号の周波数ｆＨに応じた値の周波数を有するパルス信号列となる。ゲート信号のパルス幅は、交流出力電圧Ｖｏが参照電圧になるように制御される。

制御装置１８は、省電力運転モードを選択した場合は、商用周波数と上記周波数ｆＨとの間の周波数ｆＬのゲート信号（第２のパルス信号列）を生成する。省電力運転モードでは、ゲート信号は、周波数ｆＬを有し、パルス幅が固定されたパルス信号列となる。

図２は、図１に示した制御装置のうちのインバータ１０の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図２において、制御装置１８は、参照電圧発生回路３１、電圧検出器３２、減算器３３，３５、出力電圧制御回路３４、出力電流制御回路３６、およびゲート制御回路３７を含む。

参照電圧発生回路３１は、商用周波数の正弦波信号である参照交流電圧Ｖｒを生成する。この参照交流電圧Ｖｒの位相は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの対応する相（ここではＵ相）の交流入力電圧Ｖｉの位相に同期している。

電圧検出器３２は、ノードＮ２（図１）の交流出力電圧Ｖｏの瞬時値を検出し、検出値を示す信号Ｖｏｆを出力する。減算器３３は、参照交流電圧Ｖｒと電圧検出器３２の出力信号Ｖｏｆとの偏差ΔＶｏを求める。

出力電圧制御回路３４は、偏差ΔＶｏに比例した値と偏差ΔＶｏの積分値とを加算して電流指令値Ｉｏｒを生成する。減算器３５は、電流指令値Ｉｏｒと電流検出器１１からの信号Ｉｏｆとの偏差ΔＩｏを求める。出力電流制御回路３６は、偏差ΔＩｏに比例した値と偏差ΔＩｏの積分値とを加算して電圧指令値Ｖｏｒを生成する。電圧指令値Ｖｏｒは、商用周波数の正弦波信号となる。

ゲート制御回路３７は、電流検出器１１の出力信号Ｉｏｆに基づいて通常運転モードまたは省電力運転モードを選択し、選択結果に応じて、対応する相（ここではＵ相）のインバータ１０を制御するためのゲート信号（パルス信号列）Ａｕ，Ｂｕを生成する。

図３は、ゲート制御回路３７の構成を示す回路ブロック図である。図３において、ゲート制御回路３７は、発振器４１、三角波発生器４２、比較器４３、パターン発生器４４、判定器４５、スイッチ４６、バッファ４７、およびインバータ４８を含む。

発振器４１は、商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）のクロック信号を出力する。三角波発生器４２は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Ｃｕを出力する。

比較器４３は、出力電流制御回路３６（図２）からの電圧指令値Ｖｏｒ（商用周波数の正弦波信号）と三角波発生器４２からの三角波信号Ｃｕとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ４３を出力する。パルス信号列φ４３の周波数は、三角波信号Ｃｕの周波数ｆＨと同じ値になる。パルス信号列φ４３のパルス幅は、電圧指令値Ｖｏｒのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ４３は、ＰＷＭ信号である。

パターン発生器４４は、三角波信号Ｃｕの周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬのパルス信号列φ４４を出力する。パルス信号列φ４４の波形は、パルス信号列φ４３の波形と同様である。パルス信号列φ４４のパルス幅は固定されている。

判定器４５は、電流検出器１１（図１）からの信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さいか否か（すなわち負荷２４が軽負荷であるか否か）を判別し、判別結果を示す信号φ４５を出力する。信号φ４５は、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は「Ｌ」レベルにされ、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は「Ｈ」レベルにされる。

スイッチ４６は、パルス信号列φ４３，φ４４を受け、信号φ４５が「Ｌ」レベルである場合（通常運転モード）は、パルス信号列φ４３をバッファ４７およびインバータ４８に与え、信号φ４５が「Ｈ」レベルである場合（省電力運転モード）はパルス信号列φ４４をバッファ４７およびインバータ４８に与える。

バッファ４７は、スイッチ４６からのパルス信号列φ４３またはφ４４をゲート信号Ａｕとしてインバータ１０に与える。インバータ４８は、スイッチ４６からのパルス信号列φ４３またはφ４４を反転させ、ゲート信号Ｂｕを生成してインバータ１０に与える。

図４（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、通常運転モード時における電圧指令値Ｖｏｒ、三角波信号Ｃｕ、およびゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形を示すタイムチャートである。図４（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｏｒは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号Ｃｕの周波数は電圧指令値Ｖｏｒの周波数（商用周波数）よりも高い。三角波信号Ｃｕの正側のピーク値は電圧指令値Ｖｏｒの正側のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕの負側のピーク値は電圧指令値Ｖｏｒの負側のピーク値よりも低い。

図４（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合はゲート信号Ａｕは「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合はゲート信号Ａｕは「Ｈ」レベルになる。ゲート信号Ａｕは、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが上昇するとゲート信号Ａｕのパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｏｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが下降するとゲート信号Ａｕのパルス幅は減少する。図４（Ｂ），（Ｃ）に示すように、ゲート信号Ｂｕはゲート信号Ａｕの反転信号となる。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの各々は、ＰＷＭ信号である。

省電力運転モードにおけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形は、通常運転モードにおけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形と同様になる。ただし、省電力運転モードにおけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数ｆＬは、通常運転モードにおけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数ｆＨよりも低い。また、通常運転モードではゲート信号Ａｕ，Ｂｕのパルス幅は制御されるのに対し、省電力運転モードではゲート信号Ａｕ，Ｂｕのパルス幅は固定されている。

図５は、図１に示したインバータ１０およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図５において、コンバータ６とインバータ１０の間には、正側の直流ラインＬ１と負側の直流ラインＬ２とが接続されている。コンデンサ９は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。

商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６は、商用交流電源２１からの交流入力電圧Ｖｉを直流電圧ＶＤＣに変換して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止され、双方向チョッパ７が、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に直流電圧ＶＤＣを出力する。

インバータ１０は、ＩＧＢＴ（insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１〜Ｑ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード１０ａ，１０ｂに接続される。

ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４のコレクタはそれぞれ出力ノード１０ａ，１０ｂに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４のゲートはともにゲート信号Ａｕを受け、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３のゲートはともにゲート信号Ｂｕを受ける。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４に逆並列に接続される。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２（図１）を介してノードＮ２に接続され、出力ノード１０ｂは中性点ＮＰに接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２と中性点ＮＰの間に接続される。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕがそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルである場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオンするとともにＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオフする。これにより、コンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）がＩＧＢＴＱ１を介して出力ノード１０ａに接続されるとともに、出力ノード１０ｂがＩＧＢＴＱ４を介してコンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）に接続され、出力ノード１０ａ，１０ｂ間にコンデンサ９の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に正の直流電圧が出力される。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕがそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルである場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオンするとともにＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフする。これにより、コンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）がＩＧＢＴＱ２を介して出力ノード１０ｂに接続されるとともに、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ３を介してコンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）に接続され、出力ノード１０ｂ，１０ａ間にコンデンサ９の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に負の直流電圧が出力される。

図４（Ｂ），（Ｃ）に示すようにゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形が変化すると、図４（Ａ）に示した電圧指令値Ｖｏｒと同じ波形の交流出力電圧ＶｏがノードＮ２および中性点ＮＰ間に出力される。なお、図４（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）ではＵ相に対応する電圧指令値Ｖｏｒおよび信号Ｃｕ，Ａｕ，Ｂｕの波形を示したが、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応する電圧指令値および信号の位相は１２０度ずつずれている。

図４（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）から分かるように、三角波信号Ｃｕの周波数を高くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数が高くなり、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）が高くなる。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が高くなると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が増大し、無停電電源装置１の効率が低くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を高くすると、負荷電流ＩＬが大きい場合でも、電圧変動率が小さな高品質の交流出力電圧Ｖｏを生成することができる。

逆に、三角波信号Ｃｕの周波数を低くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数が低くなり、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が低くなる。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が低くなると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が減少し、無停電電源装置１の効率が高くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を低くすると、負荷電流ＩＬが大きい場合には、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Ｖｏの波形が劣化する。

なお、交流電圧の電圧変動率は、たとえば、定格電圧を基準（１００％）とした場合における交流電圧の変動範囲で表される。商用交流電源２１（図１）から供給される交流入力電圧Ｖｉの電圧変動率は、定格電圧を基準として±１０％である。

従来の無停電電源装置では、三角波信号Ｃｕの周波数を商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）に固定し、電圧変動率を小さな値（±２％）に抑えている。このため、電圧変動率に対する許容範囲が小さな負荷２４（たとえばコンピュータ）を駆動させることが可能となっている反面、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で比較的大きなスイッチング損失が発生し、無停電電源装置の効率が低下している。

しかし、負荷電流ＩＬが小さい場合には、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を低下させても、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率の変化は小さく、交流出力電圧Ｖｏの波形の劣化の程度は小さい。また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を低下させれば、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。さらに、負荷電流ＩＬが小さい場合は、負荷電流ＩＬの単位時間当たりの変化量も小さいので、ＰＷＭ制御を行なう必要もない。

そこで、本実施の形態１では、比較的高い周波数ｆＨを有し、パルス幅が制御されるゲート信号Ａｕ，Ｂｕによってインバータ１０を制御する通常運転モードと、比較的低い周波数ｆＬ（たとえば、１５ＫＨｚ）を有し、パルス幅が固定されたゲート信号Ａｕ，Ｂｕによってインバータ１０を制御し、スイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。

負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合には通常運転モードが選択され、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合には省電力運転モードが選択される。周波数ｆＬは、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合における交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が、商用交流電源２１からの交流入力電圧Ｖｉの電圧変動率以下になる値に設定される。

次に、この無停電電源装置１の使用方法および動作について説明する。無停電電源装置１の使用者によって操作部１７が操作され、インバータ給電モードが選択されたものとする。商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において、インバータ給電モードが選択されると、半導体スイッチ１５および電磁接触器１６がオフするとともに、電磁接触器２，８，１４がオンする。

商用交流電源２１から供給される交流電力は、コンバータ６によって直流電力に変換される。コンバータ６によって生成された直流電力は、双方向チョッパ７によってバッテリ２３に蓄えられるとともに、インバータ１０に供給される。

制御装置１８（図２）では、参照電圧発生回路３１によって正弦波状の参照交流電圧Ｖｒが生成され、電圧検出器３２によって交流出力電圧Ｖｏの検出値を示す信号Ｖｏｆが生成される。参照交流電圧Ｖｒと信号Ｖｏｆの偏差ΔＶｏが減算器３３で生成され、その偏差ΔＶｏに基づいて出力電圧制御回路３４によって電流指令値Ｉｏｒが生成される。

電流指令値Ｉｏｒと電流検出器１１（図１）からの信号Ｉｏｆとの偏差ΔＩｏが減算器３５によって生成され、その偏差ΔＩｏに基づいて出力電流制御回路３６によって電圧指令値Ｖｏｒが生成される。

ゲート制御回路３７（図３）では、発振器４１および三角波発生器４２によって比較的高い周波数ｆＨの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕとが比較器４３によって比較され、パルス信号列φ４３が生成される。パターン発生器４４では、パルス信号列φ４４が生成される。スイッチ４６によってパルス信号列φ４３またはパルス信号列φ４４が選択されてバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、バッファ４７およびインバータ４８によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。

インバータ１０（図５）では、ゲート信号Ａｕ，ＢｕによってＩＧＢＴＱ１，Ｑ４とＩＧＢＴＱ２，Ｑ３とが交互にオンされ、直流電圧ＶＤＣが商用周波数の交流出力電圧Ｖｏに変換される。

負荷２４が交流出力電圧Ｖｏによって駆動されると、判定器４５（図３）では、電流検出器１１の出力信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きいか否かが判定される。負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、判定器４５の出力信号φ４５が「Ｌ」レベルにされ、比較器４３で生成されたパルス信号列φ４３がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、通常運転モードが実行される。

この通常運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４の各々が比較的高い周波数ｆＨでオンおよびオフするので、電圧変動率が小さな高品質の交流出力電圧Ｖｏを生成することができる。ただし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が大きくなり、効率が低下する。

また、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は、判定器４５の出力信号φ４５が「Ｈ」レベルにされ、パターン発生器４４で生成されたパルス信号列φ４４がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、省電力運転モードが実行される。

この省電力運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４の各々が比較的低い周波数ｆＬでオンおよびオフされ、ＰＷＭ制御は行なわれないが、負荷２４が軽負荷であるので、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率は許容範囲内に抑えられる。また、スイッチング周波数が小さくなるので、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が小さくなり、効率が高くなる。

なお、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ６の運転が停止され、バッテリ２３（図１）の直流電力が双方向チョッパ７によってインバータ１０に供給される。インバータ１０は、双方向チョッパ７からの直流電力を交流電力に変換して負荷２４に供給する。したがって、バッテリ２３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２４の運転を継続することができる。

また、インバータ給電モード時においてインバータ１０が故障した場合には、半導体スイッチ１５（図１）が瞬時にオンし、電磁接触器１４がオフするとともに、電磁接触器１６がオンする。これにより、バイパス交流電源２２からの交流電力が半導体スイッチ１５および電磁接触器１６を介して負荷２４に供給され、負荷２４の運転が継続される。一定時間後に半導体スイッチ１５がオフされ、半導体スイッチ１５が過熱されて破損することが防止される。

以上のように、この実施の形態１では、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、比較的高い周波数ｆＨを有し、パルス幅が制御されるゲート信号Ａｕ，Ｂｕによってインバータ１０を制御し、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は、比較的低い周波数ｆＬを有し、パルス幅が固定されたゲート信号Ａｕ，Ｂｕによってインバータ１０を制御する。したがって、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、インバータ１０のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

[実施の形態２］
図６は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置のゲート制御回路５０の構成を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図６において、ゲート制御回路５０は、ゲート制御回路３７の判定器４５（図３）を判定器５１で置換したものである。

判定器５１は、電流検出器１１の出力信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流ＩＬが一定であるか否かを判定し、判定結果を示す信号φ５１を出力する。判定器５１は、たとえば、負荷電流ＩＬの単位時間当たりの変化量ΔＩＬが所定値ＩＬｃよりも大きい場合は負荷電流ＩＬは一定でないと判定して信号φ５１を「Ｌ」レベルにし、変化量ΔＩＬが所定値ＩＬｃよりも小さい場合は負荷電流ＩＬは一定であると判定して信号φ５１を「Ｈ」レベルにする。

信号φ５１が「Ｌ」レベルである場合は、比較器４３からのパルス信号列φ４３がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、通常運転モードが実行される。信号φ５１が「Ｈ」レベルである場合は、パターン発生器４４からのパルス信号列φ４４がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、省電力運転モードが実行される。他の構成および動作は実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

この実施の形態２では、負荷電流ＩＬが一定でない場合は、比較的高い周波数ｆＨを有し、パルス幅が制御されるゲート信号Ａｕ，Ｂｕによってインバータ１０を制御し、負荷電流ＩＬが一定である場合は、比較的低い周波数ｆＬを有し、パルス幅が固定されたゲート信号Ａｕ，Ｂｕによってインバータ１０を制御する。したがって、負荷電流ＩＬが一定である場合には、インバータ１０のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

[実施の形態３］
図７は、この発明の実施の形態３による無停電電源装置のゲート制御回路５５の構成を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図７において、ゲート制御回路５５は、ゲート制御回路３７から判定器４５（図３）を除去したものである。スイッチ４６は、操作部１７（図１）からの信号ＳＥによって制御される。

無停電電源装置の使用者は、負荷２４が軽負荷でないことが予め分かっており、通常運転モードを選択したい場合には、操作部１７を操作して信号ＳＥを「Ｌ」レベルにする。また、無停電電源装置の使用者は、負荷２４が軽負荷であることが予め分かっており、省電力運転モードを選択したい場合には、操作部１７を操作して信号ＳＥを「Ｈ」レベルにする。

信号ＳＥが「Ｌ」レベルである場合は、比較器４３からのパルス信号列φ４３がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、通常運転モードが実行される。信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合は、パターン発生器４４からのパルス信号列φ４４がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、省電力運転モードが実行される。他の構成および動作は実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

この実施の形態３では、操作部１７を操作することにより、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちの所望のモードを選択することが可能となっている。したがって、負荷２４が軽負荷であること、または負荷電流ＩＬが一定であることが予め分かっている場合には、省電力運転モードを選択することにより、インバータ１０のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

図８は、実施の形態３の変更例による無停電電源装置のゲート制御回路５６の構成を示す回路ブロック図であって、図７と対比される図である。図８において、ゲート制御回路５６は、ゲート制御回路５５に判定器４５（図３）およびＯＲゲート５７を追加したものである。ＯＲゲート５７は、判定器４５の出力信号φ４５と操作部１７（図１）からの信号ＳＥとの論理和信号φ５７を出力する。

無停電電源装置の使用者は、負荷２４が軽負荷であること、または負荷電流ＩＬが一定であることが予め分かっており、省電力運転モードを選択したい場合には、操作部１７を操作して信号ＳＥを「Ｈ」レベルにする。また無停電電源装置の使用者は、負荷２４が軽負荷であるか否か、または負荷電流ＩＬが一定であるか否かが予めが分からない場合には、操作部１７を操作して信号ＳＥを「Ｌ」レベルにする。

信号ＳＥが「Ｈ」レベルにされた場合は、判定器４５の出力信号φ４５に関係なく、信号φ５７は「Ｈ」レベルにされ、省電力運転モードが実行される。信号ＳＥが「Ｌ」レベルにされた場合は、判定器４５の出力信号φ４５が信号φ５７となる。

信号φ５７が「Ｌ」レベルである場合は、比較器４３からのパルス信号列φ４３がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、通常運転モードが実行される。信号φ５７が「Ｈ」レベルである場合は、パターン発生器４４からのパルス信号列φ４４がスイッチ４６を介してバッファ４７およびインバータ４８に与えられ、省電力運転モードが実行される。他の構成および動作は実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

この変更例では、実施の形態３と同じ効果が得られる他、負荷２４が軽負荷であるか否かが予め分からない場合には、信号ＳＥを「Ｌ」レベルにすることにより、判定器４５の判定結果に基づいて省電力運転モードまたは通常運転モードを実行することができる。

また、判定器４５の代わりに判定器５１（図６）を設けてもよい。また、２つの判定器４５，５１を設け、２つの判定器４５，５１の出力信号と信号ＳＥとの論理和信号によってスイッチ４６を制御してもよい。

[実施の形態４］
実施の形態１では、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合（すなわち負荷２４が軽負荷である場合）には、比較的低い周波数ｆＬを有し、パルス幅が固定されたゲート信号Ａｕ，Ｂｕを生成する省電力運転モードを実行することにより、無停電電源装置１の効率を高めた。しかし、実施の形態１の省電力運転モードではＰＷＭ制御を行なわないので、負荷２４によっては交流出力電圧Ｖｏが参照交流電圧Ｖｒ（定格電圧）よりも低下する恐れがある。この実施の形態４では、この問題の解決が図られる。

図９は、この発明の実施の形態４による無停電電源装置に含まれる制御装置６０のうちのコンバータ６の制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。制御装置６０のうちのインバータ１０の制御に関連する部分の構成は、実施の形態１で示した通りである。図９において、制御装置６０は、参照電圧発生回路６１、電圧検出器６２、減算器６３，６５、出力電圧制御回路６４、出力電流制御回路６６、およびゲート制御回路６７を含む。

参照電圧発生回路６１は、判定器４５（図３）の出力信号φ４５が「Ｌ」レベルである場合（通常運転モード）には、参照直流電圧ＶＤＣｒを直流電圧ＶＤＣの定格電圧に設定する。また、参照電圧発生回路６１は、信号φ４５が「Ｈ」レベルである場合（省電力運転モード）には、減算器３３（図２）からの偏差ΔＶｏに応じて参照直流電圧ＶＤＣｒを補正する。このとき参照電圧発生回路６１は、たとえば、偏差ΔＶｏに比例して参照直流電圧ＶＤＣｒを増大させる。

電圧検出器６２は、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣを検出し、検出値を示す信号ＶＤＣｆを出力する。減算器６３は、参照直流電圧ＶＤＣｒと電圧検出器６２の出力信号ＶＤＣｆとの偏差ΔＶＤＣを求める。

出力電圧制御回路６４は、偏差ΔＶＤＣに比例した値と偏差ΔＶＤＣの積分値とを加算して電流指令値Ｉｉｒを生成する。減算器６５は、電流指令値Ｉｉｒと電流検出器３（図１）からの信号Ｉｉｆとの偏差ΔＩｉを求める。

出力電流制御回路６６は、偏差ΔＩｉに比例した値と偏差ΔＩｉの積分値とを加算して電圧指令値Ｖｉｒを生成する。電圧指令値Ｖｉｒは、商用周波数の正弦波信号となる。ゲート制御回路６７は、電圧指令値Ｖｉｒに基づいて、対応する相（ここではＵ相）のコンバータ６を制御するためのゲート信号（パルス信号列）Ｅｕ，Ｆｕを生成する。

図１０は、ゲート制御回路７０の構成を示す回路ブロック図である。図１０において、ゲート制御回路７０は、発振器７１、三角波発生器７２、比較器７３、バッファ７４、およびインバータ７５を含む。

発振器７１は、商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）のクロック信号を出力する。三角波発生器７２は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号φ７２を出力する。

比較器７３は、出力電流制御回路６６（図２）からの電圧指令値Ｖｉｒ（商用周波数の正弦波信号）と三角波発生器４２からの三角波信号Ｃｕとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ７３を出力する。パルス信号列φ７３の周波数は、三角波信号φ７２の周波数ｆＨと同じ値になる。パルス信号列φ７３のパルス幅は、電圧指令値Ｖｉｒのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ７３は、ＰＷＭ信号である。

バッファ７４は、パルス信号列φ７３をゲート信号Ｅｕとしてコンバータ６に与える。インバータ７５は、パルス信号列φ７３を反転させ、ゲート信号Ｆｕを生成してコンバータ６に与える。

図１１（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図１０に示した電圧指令値Ｖｉｒ、三角波信号φ７２、およびゲート信号Ｅｕ，Ｆｕの波形を示すタイムチャートである。図１１（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｉｒは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号φ７２の周波数は電圧指令値Ｖｉｒの周波数（商用周波数）よりも高い。三角波信号φ７２の正側のピーク値は電圧指令値Ｖｉｒの正側のピーク値よりも高い。三角波信号φ７２の負側のピーク値は電圧指令値Ｖｉｒの負側のピーク値よりも低い。

図１１（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号φ７２のレベルが電圧指令値Ｖｉｒよりも高い場合はゲート信号Ｅｕは「Ｌ」レベルになり、三角波信号φ７２のレベルが電圧指令値Ｖｉｒよりも低い場合はゲート信号Ｅｕは「Ｈ」レベルになる。ゲート信号Ｅｕは、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｉｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｉｒが上昇するとゲート信号Ｅｕのパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｉｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｉｒが下降するとゲート信号Ｅｕのパルス幅は減少する。図１１（Ｂ），（Ｃ）に示すように、ゲート信号Ｆｕはゲート信号Ｅｕの反転信号となる。ゲート信号Ｅｕ，Ｆｕの各々は、ＰＷＭ信号である。省電力運転モード時におけるゲート信号Ｅｕ，Ｆｕの波形は、通常運転モード時におけるゲート信号Ｅｕ，Ｆｕの波形と同様になる。

図１２は、図１に示したコンバータ６およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図１２において、コンバータ６とインバータ１０の間には、正側の直流ラインＬ１と負側の直流ラインＬ２とが接続されている。コンデンサ９は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。

商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６は、商用交流電源２１からの交流入力電圧Ｖｉを直流電圧ＶＤＣに変換して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止され、双方向チョッパ７が、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に直流電圧ＶＤＣを出力する。

コンバータ６は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂに接続される。

ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４のコレクタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４のゲートはともにゲート信号Ｅｕを受け、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３のゲートはともにゲート信号Ｆｕを受ける。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４に逆並列に接続される。

コンバータ６の入力ノード６ａはリアクトル５（図１）を介してノードＮ１に接続され、入力ノード６ｂは中性点ＮＰに接続される。コンデンサ４は、ノードＮ１と中性点ＮＰの間に接続される。

ゲート信号Ｅｕ，Ｆｕがそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルである場合は、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４がオンするとともにＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３がオフする。これにより、入力ノード６ａがＩＧＢＴＱ１１を介してコンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）に接続されるとともに、コンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）がＩＧＢＴＱ１４を介して入力ノード６ｂに接続され、コンデンサ９の端子間に正の直流電圧が出力される。

ゲート信号Ｅｕ，Ｆｕがそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルである場合は、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３がオンするとともにＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４がオフする。これにより、入力ノード６ｂがＩＧＢＴＱ１２を介してコンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）に接続されるとともに、コンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）がＩＧＢＴＱ３を介して入力ノード６ａに接続され、コンデンサ９の端子間に負の直流電圧が出力される。

換言すると、図１１（Ｂ），（Ｃ）に示すようにゲート信号Ｅｕ，Ｆｕの波形が変化すると、図１１（Ａ）に示した電圧指令値Ｖｉｒと同じ波形の交流電圧ＶｉｃがノードＮ１および中性点ＮＰ間に出力される。商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉとコンバータ６からの交流入力電圧Ｖｉｃとの偏差に応じた値の電流が商用交流電源２１とコンバータ６の間に流れ、コンデンサ９の端子間電圧ＶＤＣが制御される。

なお、図１１（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）ではＵ相に対応する電圧指令値Ｖｉｒおよび信号φ７２，Ｅｕ，Ｆｕの波形を示したが、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応する電圧指令値および信号の位相は１２０度ずつずれている。

次に、この無停電電源装置の動作について説明する。判定器４５（図３）の出力信号φ４５が「Ｌ」レベルである場合（通常運転モード）には、参照電圧発生回路６１によって参照直流電圧ＶＤＣｒが定格電圧値に設定され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ６がＰＷＭ制御される。また、交流出力電圧Ｖｏが参照交流電圧Ｖｒ（図２）になるようにインバータ１０がＰＷＭ制御される。

判定器４５（図３）の出力信号φ４５が「Ｈ」レベルである場合（省電力運転モード）には、参照電圧発生回路６１によって参照直流電圧ＶＤＣｒが偏差ΔＶｏに応じた値に補正され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが補正後の参照直流電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ６がＰＷＭ制御される。インバータ１０は、パターン発生器４４からのパルス信号列φ４４に基づいて制御され、補正後の参照直流電圧ＶＤＣｒに応じた値の直流電圧ＶＤＣを交流出力電圧Ｖｏに変換する。この場合は、交流出力電圧Ｖｏが参照交流電圧Ｖｒ（図２）になるようにコンバータ６およびインバータ１０がＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御される。

以上のように、この実施の形態４では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、省電力運転モード時には交流出力電圧偏差ΔＶｏに応じて参照直流電圧ＶＤＣｒを補正するので、交流出力電圧Ｖｏを定格電圧に維持することができる。

［実施の形態５］
図１３は、この発明の実施の形態５による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図１３において、この無停電電源装置が実施の形態１の無停電電源装置１と異なる点は、コンバータ６、双方向チョッパ７、およびインバータ１０がそれぞれコンバータ８０、双方向チョッパ８１、およびインバータ８２と置換されている点である。

コンバータ８０とインバータ８２の間には、３本の直流ラインＬ１〜Ｌ３が接続されている。直流ラインＬ３は、中性点ＮＰに接続され、中性点電圧（たとえば０Ｖ）にされる。コンデンサ９（図１）は２つのコンデンサ９ａ，９ｂを含む。コンデンサ９ａは、直流ラインＬ１，Ｌ３間に接続されている。コンデンサ９ｂは、直流ラインＬ３，Ｌ２間に接続されている。

コンバータ８０は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源２１からの交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１〜Ｌ３に供給する。このときコンバータ８０は、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣａが目標直流電圧ＶＤＣＴになり、かつ直流ラインＬ３，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣｂが目標直流電圧ＶＤＣＴになるように、コンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。

直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧は、それぞれ正の直流電圧、負の直流電圧、および中性点電圧にされる。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ８０の運転は停止される。

双方向チョッパ８１は、通常時は、コンバータ８０によって生成された直流電力をバッテリ２３（図１）に蓄える。このとき双方向チョッパ８１は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢが目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように、バッテリ２３を充電する。

双方向チョッパ８１は、停電時は、バッテリ２３の直流電力をインバータ８２に供給する。このとき双方向チョッパ８１は、コンデンサ９ａ，９ｂの端子間電圧ＶＤＣａ，ＶＤＣｂの各々が目標直流電圧ＶＤＣＴになるようにコンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。

インバータ８２は、通常時は、コンバータ８０によって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷２４（図１）に供給する。このときインバータ８２は、直流ラインＬ１〜Ｌ３から供給される正の直流電圧、負の直流電圧、および中性点電圧に基づいて商用周波数の交流出力電圧Ｖｏを生成する。

インバータ８２は、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４およびダイオードＤ２１〜Ｄ２４を含む。ＩＧＢＴＱ２１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタは出力ノード８２ａに接続される。ＩＧＢＴＱ２２のコレクタは出力ノード８２ａに接続され、そのエミッタは直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴＱ２３，Ｑ２４のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード８２ａおよび直流ラインＬ３に接続される。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４は、それぞれＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４に逆並列に接続される。出力ノード８２ａは、リアクトル１２を介してノードＮ２に接続される。

ＩＧＢＴＱ２１がオンすると、直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ２１を介して出力ノード８２ａに正電圧が出力される。ＩＧＢＴＱ２３，Ｑ２４がオンすると、直流ラインＬ３からＩＧＢＴＱ２４，Ｑ２３を介して出力ノード８２ａに中性点電圧が出力される。ＩＧＢＴＱ２２がオンすると、直流ラインＬ２からＩＧＢＴＱ２２を介して出力ノード８２ａに負電圧が出力される。出力ノード８２ａには、正電圧、中性点電圧、および負電圧を含む３レベルの交流電圧が出力される。ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４の制御方法については、後述する。

図１４は、インバータ８２を制御するゲート制御回路９０の構成を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図１４において、ゲート制御回路９０は、発振器９１、三角波発生器９２，９３、比較器９４，９５、パターン発生器９６、判定器４５、スイッチ９７，９８、バッファ９９，１００、およびインバータ１０１，１０２を含む。

発振器９１は、商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）のクロック信号を出力する。三角波発生器９２，９３は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂをそれぞれ出力する。

比較器９４は、出力電流制御回路３６（図２）からの電圧指令値Ｖｏｒ（商用周波数の正弦波信号）と三角波発生器９２からの三角波信号Ｃｕａとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ９４を出力する。パルス信号列φ９４の周波数は、三角波信号Ｃｕａの周波数ｆＨに応じた値の周波数になる。パルス信号列φ９４のパルス幅は、電圧指令値Ｖｏｒのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ９４は、ＰＷＭ信号である。

比較器９５は、出力電流制御回路３６（図２）からの電圧指令値Ｖｏｒ（商用周波数の正弦波信号）と三角波発生器９３からの三角波信号Ｃｕｂとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ９５を出力する。パルス信号列φ９５の周波数は、三角波信号Ｃｕｂの周波数ｆＨに応じた値の周波数になる。パルス信号列φ９５のパルス幅は、電圧指令値Ｖｏｒのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ９５は、ＰＷＭ信号である。

パターン発生器９６は、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬのパルス信号列φ９６ａ，φ９６ｂを出力する。パルス信号列φ９６ａ，φ９６ｂの波形は、それぞれパルス信号列φ９４，φ９５の波形と同様である。パルス信号列φ９６ａ，φ９６ｂのパルス幅は固定されている。

判定器４５は、電流検出器１１（図１）からの信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さいか否か（すなわち負荷２４が軽負荷であるか否か）を判別し、判別結果を示す信号φ４５を出力する。信号φ４５は、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は「Ｌ」レベルにされ、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は「Ｈ」レベルにされる。

スイッチ９７は、パルス信号列φ９４，φ９６ａを受け、信号φ４５が「Ｌ」レベルである場合（通常運転モード）は、パルス信号列φ９４をバッファ９９およびインバータ１０１に与え、信号φ４５が「Ｈ」レベルである場合（省電力運転モード）はパルス信号列φ９６ａをバッファ９９およびインバータ１０１に与える。

バッファ９９は、スイッチ９７からのパルス信号列φ９４またはφ９６ａをゲート信号φ１としてインバータ８２に与える。インバータ１０１は、スイッチ９７からのパルス信号列φ９４またはφ９６ａを反転させ、ゲート信号φ４を生成してインバータ８２に与える。

スイッチ９８は、パルス信号列φ９５，φ９６ｂを受け、信号φ４５が「Ｌ」レベルである場合（通常運転モード）は、パルス信号列φ９５をバッファ１００およびインバータ１０２に与え、信号φ４５が「Ｈ」レベルである場合（省電力運転モード）はパルス信号列φ９６ｂをバッファ１００およびインバータ１０２に与える。

バッファ１００は、スイッチ９８からのパルス信号列φ９５またはφ９６ｂをゲート信号φ３としてインバータ８２に与える。インバータ１０２は、スイッチ９８からのパルス信号列φ９５またはφ９６ｂを反転させ、ゲート信号φ２を生成してインバータ８２に与える。

図１５（Ａ）〜（Ｅ）は、通常運転モードにおける電圧指令値Ｖｏｒ、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂ、およびゲート信号φ１〜φ４の波形を示すタイムチャートである。図１５（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｏｒは商用周波数の正弦波信号である。

三角波信号Ｃｕａの最低値は０Ｖであり、その最高値は電圧指令値Ｖｏｒの正のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕｂの最高値は０Ｖであり、その最低値は電圧指令値Ｖｏｒの負のピーク値よりも低い。三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂは同位相の信号であり、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの位相は電圧指令値Ｖｏｒの位相に同期している。三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数は、電圧指令値Ｖｏｒの周波数（商用周波数）よりも高い。

図１５（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号Ｃｕａのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合はゲート信号φ１は「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕａのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合はゲート信号φ１は「Ｈ」レベルになる。ゲート信号φ１は、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが上昇するとゲート信号φ１のパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｏｒが負極性である期間では、ゲート信号φ１は「Ｌ」レベルに固定される。図１５（Ｂ），（Ｅ）に示すように、ゲート信号φ４はゲート信号φ１の反転信号である。

図１５（Ａ），（Ｃ）に示すように、三角波信号Ｃｕｂのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合はゲート信号φ２は「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕｂのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合はゲート信号φ２は「Ｈ」レベルになる。ゲート信号φ２は、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性である期間では、ゲート信号φ２は「Ｌ」レベルに固定される。電圧指令値Ｖｏｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが下降するとゲート信号φ２のパルス幅は増大する。図１５（Ｃ），（Ｄ）に示すように、ゲート信号φ３はゲート信号φ２の反転信号である。ゲート信号φ１〜φ４の各々はＰＷＭ信号である。

ゲート信号φ１，φ２がともに「Ｌ」レベルであり、ゲート信号φ３，φ４がともに「Ｈ」レベルである期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，…）では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２がともにオフするとともに、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４がオンする。これにより、直流ラインＬ３の中性点電圧がＩＧＢＴＱ１４，Ｑ１３を介して出力ノード６２ａに出力される。

ゲート信号φ１，φ３がともに「Ｈ」レベルであり、ゲート信号φ２，φ４がともに「Ｌ」レベルである期間（ｔ２，ｔ４，…）では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１３がともにオンするとともに、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオフする。これにより、直流ラインＬ１の正の直流電圧がＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード６２ａに出力される。

ゲート信号φ１，φ３がともに「Ｌ」レベルであり、ゲート信号φ２，φ４がともに「Ｈ」レベルである期間（ｔ６，ｔ８，…）では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１３がともにオフするとともに、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンする。これにより、直流ラインＬ２の負の直流電圧がＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード６２ａに出力される。

図１５（Ｂ）〜（Ｅ）に示すようにゲート信号φ１〜φ４の波形が変化すると、図１５（Ａ）に示した電圧指令値Ｖｏｒと同じ波形の交流出力電圧ＶｏがノードＮ２および中性点ＮＰ間に出力される。なお、図１５（Ａ）〜（Ｅ）ではＵ相に対応する電圧指令値Ｖｏｒおよび信号Ｃｕａ，Ｃｕｂ，φ１〜φ４の波形を示したが、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応する電圧指令値および信号の位相は１２０度ずつずれている。

省電力運転モード時におけるゲート信号φ１〜φ４の波形は、通常運転モード時におけるゲート信号φ１〜φ４の波形と同様になる。ただし、省電力運転モード時におけるゲート信号φ１〜φ４の周波数ｆＬは、通常運転モード時におけるゲート信号φ１〜φ４の周波数ｆＨよりも低い。また、通常運転モード時におけるゲート信号φ１〜φ４のパルス幅は制御されるのに対し、省電力運転モード時におけるゲート信号φ１〜φ４のパルス幅は固定されている。

図１５（Ａ）〜（Ｅ）から分かるように、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数を高くすると、ゲート信号φ１〜φ４の周波数が高くなり、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）が高くなる。ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数が高くなると、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４で発生するスイッチング損失が増大し、無停電電源装置の効率が低くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数を高くすると、負荷電流ＩＬが大きい場合でも、電圧変動率が小さな高品質の交流出力電圧Ｖｏを生成することができる。

逆に、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数を低くすると、ゲート信号φ１〜φ４の周波数が低くなり、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数が低くなる。ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ１４のスイッチング周波数が低くなると、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４で発生するスイッチング損失が減少し、無停電電源装置の効率が高くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数を低くすると、負荷電流ＩＬが大きい場合には、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Ｖｏの波形が劣化する。

しかし、負荷電流ＩＬが小さい場合には、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数を低下させても、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率の変化は小さく、交流出力電圧Ｖｏの波形の劣化の程度は小さい。また、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４のスイッチング周波数を低下させれば、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、無停電電源装置の効率を高めることができる。さらに、負荷電流ＩＬが小さい場合は、負荷電流ＩＬの単位時間当たりの変化量も小さいので、ＰＷＭ制御を行なう必要もない。

そこで、本実施の形態５では実施の形態１と同様に、比較的高い周波数ｆＨを有し、パルス幅が制御されるゲート信号φ１〜φ４によってインバータ８２を制御する通常運転モードと、比較的低い周波数ｆＬを有し、パルス幅が固定されたゲート信号φ１〜φ４によってインバータ８２を制御し、スイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合には通常運転モードが選択され、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合には省電力運転モードが選択される。

次に、この無停電電源装置の使用方法および動作について説明する。無停電電源装置１の使用者によって操作部１７が操作され、インバータ給電モードが選択されたものとする。ゲート制御回路９０（図１４）では、発振器９１および三角波発生器９２，９３によって比較的高い周波数ｆＨの三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂが生成される。

電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕａとが比較器９４によって比較され、パルス信号列φ９４が生成される。パターン発生器９６では、パルス信号列φ９６ａが生成される。スイッチ９７によって選択されたパルス信号列φ９４またはφ９６ａがバッファ９９およびインバータ１０１に与えられ、ゲート信号φ１，φ４が生成される。

また、電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕｂとが比較器９５によって比較され、パルス信号列φ９５が生成される。パターン発生器９６では、パルス信号列φ９６ｂが生成される。スイッチ９８によって選択されたパルス信号列φ９５またはφ９６ｂがバッファ１００およびインバータ１０２に与えられ、ゲート信号φ３，φ２が生成される。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性の期間では、インバータ８２（図１３）のＩＧＢＴＱ２２，Ｑ２３がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定されるとともに、ＩＧＢＴＱ２１とＩＧＢＴＱ２４が交互にオンされる。電圧指令値Ｖｏｒが負極性の期間では、ＩＧＢＴＱ２１，Ｑ２４がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定されるとともに、ゲート信号φ２，φ３によってＩＧＢＴＱ２２とＩＧＢＴＱ２３が交互にオンされ、３レベルの交流出力電圧Ｖｏが生成される。

負荷２４が交流出力電圧Ｖｏによって駆動されると、判定器４５（図１４）では、電流検出器１１の出力信号Ｉｏｆに基づいて、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きいか否かが判定される。

負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、判定器４５の出力信号φ４５が「Ｌ」レベルにされる。これにより、比較器９４の出力信号φ９４がスイッチ９７を介してバッファ９９およびインバータ１０１に与えられるとともに、比較器９５の出力信号φ９５がスイッチ９８を介してバッファ１００およびインバータ１０２に与えられ、通常運転モードが実行される。

この通常運転モードでは、インバータ８２のＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４が比較的高い周波数ｆＨで制御されるので、電圧変動率が比較的小さな高品質の交流出力電圧Ｖｏを生成することができる。ただし、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４で比較的大きなスイッチング損失が発生し、無停電電源装置の効率が低くなる。

また、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合（すなわち負荷２４が軽負荷である場合）は、判定器４５（図１４）の出力信号φ４５が「Ｈ」レベルにされる。これにより、パターン発生器９６で生成されたパルス信号列φ９６ａがスイッチ９７を介してバッファ９９およびインバータ１０１に与えられるとともに、パターン発生器９６で生成されたパルス信号列φ９６ｂがスイッチ９８を介してバッファ１００およびインバータ１０２に与えられ、省電力運転モードが実行される。

この省電力運転モードでは、インバータ８２のＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４が比較的低い周波数ｆＬで制御されるので、ＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４で発生するスイッチング損失が小さくなり、効率が高くなる。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

以上のように、この実施の形態５では、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、比較的高い周波数ｆＨを有し、パルス幅が制御されるゲート信号φ１〜φ４によってインバータ８２を制御し、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は、比較的低い周波数ｆＬを有し、パルス幅が固定されたゲート信号φ１〜φ４によってインバータ８２を制御する。したがって、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、インバータ８２のＩＧＢＴＱ２１〜Ｑ２４で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 無停電電源装置、Ｔ１ 交流入力端子、Ｔ２ バイパス入力端子、Ｔ３ バッテリ端子、Ｔ４ 交流出力端子、２，８，１４，１６ 電磁接触器、３，１１ 電流検出器、４，９，９ａ，９ｂ，１３ コンデンサ、５，１２ リアクトル、６，８０ コンバータ、７，８１ 双方向チョッパ、１０，４８，８２，１０１，１０２ インバータ、１５ 半導体スイッチ、１７ 操作部、１８，６０ 制御装置、２１ 商用交流電源、２２ バイパス交流電源、２３ バッテリ、２４ 負荷、３１，６１ 参照電圧発生回路、３２，６２ 電圧検出器、３３，３５，６３，６５ 減算器、３４，６４ 出力電圧制御回路、３６，６６ 出力電流制御回路、３７，５０，５５，５６，７０，９０ ゲート制御回路、４１，７１，９１ 発振器、４２，７２，９２，９３ 三角波発生器、４３，７３，９４，９５ 比較器、４４，９６ パターン発生器、４５，５１ 判定器、４６，９７，９８ スイッチ、４７，７４，９９，１００ バッファ、５７ ＯＲゲート。

Claims (8)

1. 複数の第１のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、
   前記商用周波数よりも高い第１の周波数を有し、パルス幅が前記逆変換器の交流出力電圧に基づいて制御される第１のパルス信号列を生成する第１のモードと、前記商用周波数と前記第１の周波数との間の第２の周波数を有し、パルス幅が固定された第２のパルス信号列を生成する第２のモードとのうちの選択された方のモードを実行する第１の制御部とを備え、
   前記複数の第１のスイッチング素子は、前記第１のモード時は前記第１のパルス信号列に基づいて制御され、前記第２のモード時は前記第２のパルス信号列に基づいて制御される、電力変換装置。
2. 前記第１のモードは、前記電力変換装置の通常運転を行なう場合に選択され、
   前記第２のモードは、負荷電流が第１の値よりも小さい場合、または前記負荷電流の単位時間当たりの変化量が第２の値よりも小さい場合において、前記複数の第１のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を低減させるために選択される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. さらに、前記負荷電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器の検出結果に基づいて動作し、前記負荷電流が前記第１の値よりも大きい場合は前記第１のモードを選択し、前記負荷電流が前記第１の値よりも小さい場合は前記第２のモードを選択する選択部とを備える、請求項２に記載の電力変換装置。
4. さらに、前記負荷電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器の検出結果に基づいて動作し、前記負荷電流の単位時間当たりの変化量が前記第２の値よりも大きい場合は前記第１のモードを選択し、前記負荷電流の単位時間当たりの変化量が前記第２の値よりも小さい場合は前記第２のモードを選択する選択部とを備える、請求項２に記載の電力変換装置。
5. さらに、前記第１および第２のモードのうちの所望のモードを選択する選択部を備える、請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記第１の制御部は、
   前記商用周波数の正弦波信号と前記第１の周波数に応じた値の周波数を有する三角波信号との高低を比較し、比較結果に基づいて前記第１のパルス信号列を生成する第１の信号発生回路と、
   前記第２のパルス信号列を生成する第２の信号発生回路と、
   前記第１のモード時は前記第１のパルス信号列を選択し、前記第２のモード時は前記第２のパルス信号列を選択する切換回路とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
7. さらに、複数の第２のスイッチング素子を含み、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して前記逆変換器に与える順変換器と、
   前記商用周波数よりも高い第３の周波数を有し、パルス幅が制御される第３のパルス信号列を生成する第２の制御部とを備え、
   前記複数の第２のスイッチング素子は、前記第３のパルス信号列に基づいて制御され、
   前記第１のパルス信号列のパルス幅は、前記逆変換器の交流出力電圧が参照交流電圧になるように制御され、
   前記第２の制御部は、
   前記第１のモード時は一定の参照直流電圧を出力し、前記第２のモード時は、前記逆変換器の交流出力電圧と前記参照交流電圧との偏差に応じた値の参照直流電圧を出力する電圧発生回路と、
   前記順変換器の出力直流電圧が前記参照直流電圧になるようにパルス幅が制御される前記第３のパルス信号列を生成する信号発生回路とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記商用交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記順変換器によって生成された直流電力が前記逆変換器に供給されるとともに電力貯蔵装置に蓄えられ、
   前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記電力貯蔵装置の直流電力が前記逆変換器に供給される、請求項７に記載の電力変換装置。

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