CN110521102A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

不间断电源装置(1)的控制装置(18)在负载电流(IL)比规定值(Ic)大的情况下，利用具有相对较高的频率(fH)且脉冲宽度被控制的栅极信号(Au、Bu)来控制逆变器(10)，在负载电流(IL)比规定值(Ic)小的情况下，利用具有相对较低的频率(fL)且脉冲宽度被固定的栅极信号(Au、Bu)来控制逆变器(10)。因而，在负载(24)为轻负载的情况下，能够减少由逆变器(10)的IGBT(Q1～Q4)产生的开关损耗。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置，特别涉及一种具备将直流电力转换为交流电力的逆向转换器的电力转换装置。
背景技术
例如，在日本特开2008－92734号公报(专利文献1)中公开了一种电力转换装置，其具备：逆向转换器，包含多个开关元件，将直流电力转换为工业频率的交流电力；以及控制装置，生成具有充分高于工业频率的频率且脉冲宽度基于逆向转换器的交流输出电压而被控制的PWM(Pulse Width Modulation)信号。多个开关元件基于PWM信号而被控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008－92734号公报
发明内容
发明将要解决的课题
但是，在以往的电力转换装置中，存在每当开关元件接通及断开时就会产生开关损耗、电力转换装置的效率降低这一问题。
因此，本发明的主要目的是提供一种高效率的电力转换装置。
用于解决课题的手段
本发明的电力转换装置具备：逆向转换器，包含多个第一开关元件，将直流电力转换为工业频率的交流电力而向负载供给；以及第一控制部，执行生成第一脉冲信号列的第一模式和生成第二脉冲信号列的第二模式中的被选择的一方的模式，该第一脉冲信号列具有比工业频率高的第一频率且脉冲宽度基于逆向转换器的交流输出电压被控制，该第二脉冲信号列具有工业频率与第一频率之间的第二频率且脉冲宽度被固定，多个第一开关元件在第一模式时基于第一脉冲信号列被控制，在第二模式时基于第二脉冲信号列被控制。
发明效果
在本发明的电力转换装置中，执行生成具有第一频率且脉冲宽度被控制的第一脉冲信号列的第一模式、以及生成具有第一频率低的第二频率且脉冲宽度被固定的第二脉冲信号列的第二模式中的被选择的一方的模式。因而，在负载能够通过第二脉冲信号列而运转的情况下，选择第二模式，从而能够减小由多个开关元件产生的开关损耗，能够提高电力转换装置的效率。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的构成的电路框图。
图2是表示图1所示的控制装置中的与逆变器的控制相关的部分的构成的框图。
图3是表示图2所示的栅极控制电路的构成的电路框图。
图4是例示图3所示的电压指令值、三角波信号及栅极信号的波形的时序图。
图5是表示图1所示的逆变器及其周边部的构成的电路框图。
图6是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的栅极控制电路的构成的电路框图。
图7是表示本发明的实施方式3的不间断电源装置的栅极控制电路的构成的电路框图。
图8是表示实施方式3的变更例的不间断电源装置的栅极控制电路的构成的电路框图。
图9是表示本发明的实施方式4的不间断电源装置的主要部分的电路框图。
图10是表示图9所示的栅极控制电路的构成的电路框图。
图11是例示图10所示的电压指令值、三角波信号以及栅极信号的波形的时序图。
图12是表示图9中说明的不间断电源装置的转换器及其周边部的构成的电路框图。
图13是表示本发明的实施方式5的不间断电源装置的主要部分的电路框图。
图14是表示图13所示的不间断电源装置所含的栅极控制电路的构成的电路框图。
图15是例示图14所示的电压指令值、三角波信号以及栅极信号的波形的时序图。
具体实施方式
[实施方式1]
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置1的构成的电路框图。该不间断电源装置1将来自工业交流电源21的三相交流电力暂时转换为直流电力，将该直流电力转换为三相交流电力而向负载24供给。在图1中，为了简化附图及说明，仅示出与三相(U相、V相、W相)中的一相(例如U相)对应的部分的电路。
在图1中，该不间断电源装置1具备交流输入端子T1、旁通输入端子T2、电池端子T3及交流输出端子T4。交流输入端子T1从工业交流电源21接受工业频率的交流电力。旁通输入端子T2从旁通交流电源22接受工业频率的交流电力。旁通交流电源22可以是工业交流电源，也可以是发电机。
电池端子T3连接于电池(电力储存装置)23。电池23储蓄直流电力。也可以取代电池23而连接有电容器。交流输出端子T4连接于负载24。负载24由交流电力驱动。
该不间断电源装置1还具备电磁接触器2、8、14、16、电流检测器3、11、电容器4、9、13、电抗器5、12、转换器6、双向斩波器7、逆变器10、半导体开关15、操作部17及控制装置18。
电磁接触器2及电抗器5串联连接于交流输入端子T1与转换器6的输入节点之间。电容器4连接于位于电磁接触器2与电抗器5之间的节点N1。电磁接触器2在使用不间断电源装置1时接通，例如在维护不间断电源装置1时断开。
在节点N1出现的交流输入电压Vi的瞬时值由控制装置18检测。基于交流输入电压Vi的瞬时值，辨别有无产生停电等。电流检测器3检测流经节点N1的交流输入电流Ii，将表示其检测值的信号Iif赋予给控制装置18。
电容器4及电抗器5构成低通滤波器，从工业交流电源21向转换器6允许工业频率的交流电力通过，而防止由转换器6产生的开关频率的信号向工业交流电源21通过。
转换器6由控制装置18控制，在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，将交流电力转换为直流电力而向直流线路L1输出。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器6的运转停止。转换器6的输出电压能够控制为希望的值。电容器4、电抗器5及转换器6构成正向转换器。
电容器9连接于直流线路L1，使直流线路L1的电压平滑化。在直流线路L1出现的直流电压VDC的瞬时值由控制装置18检测。直流线路L1连接于双向斩波器7的高电压侧节点，双向斩波器7的低电压侧节点经由电磁接触器8连接于电池端子T3。
电磁接触器8在使用不间断电源装置1时接通，例如在维护不间断电源装置1及电池23时断开。在电池端子T3出现的电池23的端子间电压VB的瞬时值由控制装置18检测。
双向斩波器7由控制装置18控制，在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，将由转换器6生成的直流电力储蓄于电池23，在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，将电池23的直流电力经由直流线路L1向逆变器10供给。
双向斩波器7在将直流电力储蓄于电池23的情况下，使直流线路L1的直流电压VDC降压而赋予给电池23。另外，双向斩波器7在向逆变器10供给电池23的直流电力的情况下，使电池23的端子间电压VB升压而向直流线路L1输出。直流线路L1连接于逆变器10的输入节点。
逆变器10由控制装置18控制，将从转换器6或者双向斩波器7经由直流线路L1供给的直流电力转换为工业频率的交流电力而输出。即，逆变器10在通常时将从转换器6经由直流线路L1供给的直流电力转换为交流电力，在停电时将从电池23经由双向斩波器7供给的直流电力转换为交流电力。逆变器10的输出电压能够控制为希望的值。
逆变器10的输出节点10a连接于电抗器12的一方端子，电抗器12的另一方端子(节点N2)经由电磁接触器14连接于交流输出端子T4。电容器13连接于节点N2。
电流检测器11检测逆变器10的输出电流Io的瞬时值，将表示其检测值的信号Iof向控制装置18赋予。在节点N2出现的交流输出电压Vo的瞬时值由控制装置18检测。
电抗器12及电容器13构成低通滤波器，使由逆变器10生成的工业频率的交流电力向交流输出端子T4通过，防止由逆变器10产生的开关频率的信号向交流输出端子T4通过。逆变器10、电抗器12及电容器13构成逆向转换器。
电磁接触器14由控制装置18控制，在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时接通，在将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给的旁通供电模式时断开。
半导体开关15包含晶闸管，连接于旁通输入端子T2与交流输出端子T4之间。电磁接触器16与半导体开关15并联连接。半导体开关15由控制装置18控制，通常时断开，在逆变器10故障的情况下瞬间接通，将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给。半导体开关15在接通之后经过规定时间后断开。
电磁接触器16在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时断开，在将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给的旁通供电模式时接通。
另外，电磁接触器16在逆变器10故障的情况下接通，将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给。即，在逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬间接通仅规定时间，并且电磁接触器16接通。这是为了防止半导体开关15过热而损坏。
操作部17包含供不间断电源装置1的使用者操作的多个按钮、以及显示各种信息的图像显示部等。使用者操作操作部17，从而能够接通及断开不间断电源装置1的电源，或选择旁通供电模式及逆变器供电模式中的某一模式。
控制装置18基于来自操作部17的信号、交流输入电压Vi、交流输入电流Ii、直流电压VDC、电池电压VB、交流输出电流Io以及交流输出电压Vo等控制不间断电源装置1整体。即，控制装置18基于交流输入电压Vi的检测值检测是否产生了停电，并与交流输入电压Vi的相位同步地控制转换器6及逆变器10。
而且，控制装置18在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，控制转换器6以使直流电压VDC达到希望的目标直流电压VDCT，在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，使转换器6的运转停止。
而且，控制装置18在通常时控制双向斩波器7以使电池电压VB达到希望的目标电池电压VBT7，在停电时控制双向斩波器7以使直流电压VDC达到希望的目标直流电压VDCT。
而且，控制装置18基于电流检测器11的输出信号Iof，辨别负载电流IL是否小于规定值Ic(即负载24是否是轻负载)，在负载电流IL比规定值Ic大的情况下选择通常运转模式(第一模式)，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下选择省电运转模式(第二模式)，执行选择的一方的模式。
控制装置18在选择了通常运转模式的情况下，比较工业频率的正弦波信号与充分高于工业频率的频率fH的三角波信号的高低，基于其比较结果，生成用于控制逆变器10的栅极信号(第一脉冲信号列)。在通常运转模式中，栅极信号成为具有与三角波信号的频率fH相应的值的频率的脉冲信号列。栅极信号的脉冲宽度被控制为，使交流输出电压Vo成为参照电压。
控制装置18在选择了省电运转模式的情况下，生成工业频率与上述频率fH之间的频率fL的栅极信号(第二脉冲信号列)。在省电运转模式中，栅极信号成为具有频率fL且脉冲宽度被固定的脉冲信号列。
图2是表示图1所示的控制装置中的与逆变器10的控制相关的部分的构成的框图。在图2中，控制装置18包含参照电压产生电路31、电压检测器32、减法器33、35、输出电压控制电路34、输出电流控制电路36及栅极控制电路37。
参照电压产生电路31生成作为工业频率的正弦波信号的参照交流电压Vr。该参照交流电压Vr的相位与三相(U相、V相、W相)中的对应的相(这里是U相)的交流输入电压Vi的相位同步。
电压检测器32检测节点N2(图1)的交流输出电压Vo的瞬时值，输出表示检测值的信号Vof。减法器33求出参照交流电压Vr与电压检测器32的输出信号Vof的偏差ΔVo。
输出电压控制电路34将与偏差ΔVo成比例的值与偏差ΔVo的积分值相加而生成电流指令值Ior。减法器35求出电流指令值Ior与来自电流检测器11的信号Iof的偏差ΔIo。输出电流控制电路36将与偏差ΔIo成比例的值与偏差ΔIo的积分值相加而生成电压指令值Vor。电压指令值Vor是工业频率的正弦波信号。
栅极控制电路37基于电流检测器11的输出信号Iof选择通常运转模式或者省电运转模式，根据选择结果，生成用于控制对应的相(这里是U相)的逆变器10的栅极信号(脉冲信号列)Au、Bu。
图3是表示栅极控制电路37的构成的电路框图。在图3中，栅极控制电路37包含振荡器41、三角波产生器42、比较器43、图案产生器44、判定器45、开关46、缓冲器47、以及逆变器48。
振荡器41输出比工业频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)的时钟信号。三角波产生器42输出与振荡器的输出时钟信号相同的频率的三角波信号Cu。
比较器43比较来自输出电流控制电路36(图2)的电压指令值Vor(工业频率的正弦波信号)与来自三角波产生器42的三角波信号Cu的高低，输出表示比较结果的脉冲信号列φ43。脉冲信号列φ43的频率为与三角波信号Cu的频率fH相同的值。脉冲信号列φ43的脉冲宽度根据电压指令值Vor的电平而变化。脉冲信号列φ43是PWM信号。
图案产生器44输出比三角波信号Cu的频率fH低的频率fL的脉冲信号列φ44。脉冲信号列φ44的波形与脉冲信号列φ43的波形相同。脉冲信号列φ44的脉冲宽度被固定。
判定器45基于来自电流检测器11(图1)的信号Iof，辨别负载电流IL是否小于规定值Ic(即负载24是否是轻负载)，输出表示辨别结果的信号φ45。信号φ45在负载电流IL比规定值Ic大的情况下被设为“L”电平，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下被设为“H”电平。
开关46接受脉冲信号列φ43、φ44，在信号φ45是“L”电平的情况下(通常运转模式)将脉冲信号列φ43赋予给缓冲器47以及逆变器48，在信号φ45是“H”电平的情况下(省电运转模式)将脉冲信号列φ44赋予给缓冲器47以及逆变器48。
缓冲器47将来自开关46的脉冲信号列φ43或者φ44作为栅极信号Au赋予给逆变器10。逆变器48使来自开关46的脉冲信号列φ43或者φ44反转，生成栅极信号Bu而赋予给逆变器10。
图4的(A)、(B)、(C)是表示通常运转模式时的电压指令值Vor、三角波信号Cu以及栅极信号Au、Bu的波形的时序图。如图4的(A)所示，电压指令值Vor是工业频率的正弦波信号。三角波信号Cu的频率比电压指令值Vor的频率(工业频率)高。三角波信号Cu的正侧的峰值比电压指令值Vor的正侧的峰值高。三角波信号Cu的负侧的峰值比电压指令值Vor的负侧的峰值低。
如图4的(A)、(B)所示，在三角波信号Cu的电平比电压指令值Vor高的情况下，栅极信号Au成为“L”电平，在三角波信号Cu的电平比电压指令值Vor低的情况下，栅极信号Au成为“H”电平。栅极信号Au成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间，若电压指令值Vor上升，则栅极信号Au的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的期间，若电压指令值Vor下降，则栅极信号Au的脉冲宽度减少。如图4的(B)、(C)所示，栅极信号Bu成为栅极信号Au的反转信号。栅极信号Au、Bu的各个是PWM信号。
省电运转模式中的栅极信号Au、Bu的波形与通常运转模式中的栅极信号Au、Bu的波形相同。但是，省电运转模式中的栅极信号Au、Bu的频率fL比通常运转模式中的栅极信号Au、Bu的频率fH低。另外，在通常运转模式中，栅极信号Au、Bu的脉冲宽度被控制，相对于此，在省电运转模式中，栅极信号Au、Bu的脉冲宽度被固定。
图5是表示图1所示的逆变器10及其周边部的构成的电路框图。在图5中，在转换器6与逆变器10之间连接有正侧的直流线路L1和负侧的直流线路L2。电容器9连接于直流线路L1、L2间。
在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，转换器6将来自工业交流电源21的交流输入电压Vi转换为直流电压VDC而向直流线路L1、L2间输出。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器6的运转停止，双向斩波器7使电池电压VB升压而向直流线路L1、L2间输出直流电压VDC。
逆变器10包含IGBT(insulated Gate Bipolar Transistor)Q1～Q4及二极管D1～D4。IGBT构成开关元件。IGBTQ1、Q2的集电极均连接于直流线路L1，它们的发射极分别连接于输出节点10a、10b。
IGBTQ3、Q4的集电极分别连接于输出节点10a、10b，它们的发射极均连接于直流线路L2。IGBTQ1、Q4的栅极都接受栅极信号Au，IGBTQ2、Q3的栅极都接受栅极信号Bu。二极管D1～D4分别以反并联的方式连接于IGBTQ1～Q4。
逆变器10的输出节点10a经由电抗器12(图1)连接于节点N2，输出节点10b连接于中性点NP。电容器13连接于节点N2与中性点NP之间。
在栅极信号Au、Bu分别为“H”电平及“L”电平的情况下，IGBTQ1、Q4接通，并且IGBTQ2、Q3断开。由此，电容器9的正侧端子(直流线路L1)经由IGBTQ1连接于输出节点10a，并且输出节点10b经由IGBTQ4连接于电容器9的负侧端子(直流线路L2)，输出节点10a、10b间被输出电容器9的端子间电压。即，输出节点10a、10b间被输出正的直流电压。
在栅极信号Au、Bu分别为“L”电平及“H”电平的情况下，IGBTQ2、Q3接通，并且IGBTQ1、Q4断开。由此，电容器9的正侧端子(直流线路L1)经由IGBTQ2连接于输出节点10b，并且输出节点10a经由IGBTQ3连接于电容器9的负侧端子(直流线路L2)，向输出节点10b、10a间输出电容器9的端子间电压。即，向输出节点10a、10b间输出负的直流电压。
如图4的(B)、(C)所示，若栅极信号Au、Bu的波形变化，则向节点N2以及中性点NP间输出与图4(A)所示的电压指令值Vor相同的波形的交流输出电压Vo。另外，在图4(A)、(B)、(C)中，示出了与U相对应的电压指令值Vor以及信号Cu、Au、Bu的波形，但与V相及W相的各个对应的电压指令值及信号的波形也同样。但是，与U相、V相及W相对应的电压指令值及信号的相位各错开120度。
根据图4的(A)、(B)、(C)可知，若提高三角波信号Cu的频率，则栅极信号Au、Bu的频率变高，IGBTQ1～Q4的开关频率(接通及断开的次数/秒)变高。若IGBTQ1～Q4的开关频率变高，则由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗增大，不间断电源装置1的效率降低。但是，若提高IGBTQ1～Q4的开关频率，则即使在负载电流IL大的情况下，也能够生成电压变动率小的高质量的交流输出电压Vo。
相反，若降低三角波信号Cu的频率，则栅极信号Au、Bu的频率变低，IGBTQ1～Q4的开关频率变低。若IGBTQ1～Q4的开关频率变低，则由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗减少，不间断电源装置1的效率变高。但是，若降低IGBTQ1～Q4的开关频率，则在负载电流IL大的情况下，交流输出电压Vo的电压变动率增大，交流输出电压Vo的波形恶化。
另外，交流电压的电压变动率例如由以额定电压为基准(100％)的情况下的交流电压的变动范围表示。从工业交流电源21(图1)供给的交流输入电压Vi的电压变动率以额定电压为基准是±10％。
在以往的不间断电源装置中，将三角波信号Cu的频率固定为比工业频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)，将电压变动率抑制为较小的值(±2％)。因此，能够驱动相对于电压变动率具有较小允许范围的负载24(例如计算机)，但另一方面，在IGBTQ1～Q4中产生相对较大的开关损耗，不间断电源装置的效率降低。
但是，在负载电流IL小的情况下，即使使IGBTQ1～Q4的开关频率降低，交流输出电压Vo的电压变动率的变化也较小，交流输出电压Vo的波形的恶化程度较小。另外，只要使IGBTQ1～Q4的开关频率降低，就能够减小在IGBTQ1～Q4产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。而且，在负载电流IL小的情况下，负载电流IL的每单位时间的变化量也较小，因此也无需进行PWM控制。
因此，在本实施方式1中设有：通常运转模式，利用具有相对较高的频率fH且脉冲宽度被控制的栅极信号Au、Bu来控制逆变器10；以及省电运转模式，利用具有相对较低的频率fL(例如15KHz)且脉冲宽度被固定的栅极信号Au、Bu来控制逆变器10，使开关损耗降低。
在负载电流IL比规定值Ic大的情况下，选择通常运转模式，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下，选择省电运转模式。频率fL被设定为使得负载电流IL比规定值Ic小的情况下的交流输出电压Vo的电压变动率成为来自工业交流电源21的交流输入电压Vi的电压变动率以下的值。
接下来，对该不间断电源装置1的使用方法以及动作进行说明。由不间断电源装置1的使用者操作操作部17，选择逆变器供电模式。在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，若选择了逆变器供电模式，则半导体开关15以及电磁接触器16断开，并且电磁接触器2、8、14接通。
从工业交流电源21供给的交流电力由转换器6转换为直流电力。由转换器6生成的直流电力通过双向斩波器7储蓄于电池23，并且向逆变器10供给。
在控制装置18(图2)中，由参照电压产生电路31生成正弦波状的参照交流电压Vr，由电压检测器32生成表示交流输出电压Vo的检测值的信号Vof。由减法器33生成参照交流电压Vr与信号Vof的偏差ΔVo，由输出电压控制电路34基于该偏差ΔVo生成电流指令值Ior。
由减法器35生成电流指令值Ior与来自电流检测器11(图1)的信号Iof的偏差ΔIo，由输出电流控制电路36基于该偏差ΔIo生成电压指令值Vor。
在栅极控制电路37(图3)中，由振荡器41以及三角波产生器42生成相对较高的频率fH的三角波信号Cu。由比较器43比较电压指令值Vor与三角波信号Cu，生成脉冲信号列φ43。在图案产生器44中，生成脉冲信号列φ44。由开关46选择脉冲信号列φ43或者脉冲信号列φ44而赋予给缓冲器47以及逆变器48，由缓冲器47以及逆变器48生成栅极信号Au、Bu。
在逆变器10(图5)中，栅极信号Au、Bu使IGBTQ1、Q4与IGBTQ2、Q3交替地接通，直流电压VDC转换为工业频率的交流输出电压Vo。
若由交流输出电压Vo驱动了负载24，则在判定器45(图3)中，基于电流检测器11的输出信号Iof，判定负载电流IL是否比规定值Ic大。在负载电流IL比规定值Ic大的情况下，判定器45的输出信号φ45设为“L”电平，由比较器43生成的脉冲信号列φ43经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行通常运转模式。
在该通常运转模式中，IGBTQ1～Q4的各个在相对较高的频率fH下接通及断开，因此能够生成电压变动率小的高质量的交流输出电压Vo。但是，由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗变大，效率降低。
另外，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下，判定器45的输出信号φ45设为“H”电平，由图案产生器44生成的脉冲信号列φ44经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行省电运转模式。
在该省电运转模式中，IGBTQ1～Q4的各个以相对较低的频率fL接通及断开，不进行PWM控制，但由于负载24是轻负载，因此交流输出电压Vo的电压变动率被抑制为允许范围内。另外，由于开关频率变小，因此由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗变小，效率变高。
另外，若从工业交流电源21的交流电力的供给停止，即产生停电，则转换器6的运转停止，由双向斩波器7将电池23(图1)的直流电力向逆变器10供给。逆变器10将来自双向斩波器7的直流电力转换为交流电力而向负载24供给。因而，在电池23中储蓄有直流电力的期间，能够使负载24的运转继续。
另外，在逆变器供电模式时，在逆变器10故障的情况下，半导体开关15(图1)瞬间接通，电磁接触器14断开，并且电磁接触器16接通。由此，来自旁通交流电源22的交流电力经由半导体开关15及电磁接触器16向负载24供给，负载24的运转得以继续。在一定时间后，半导体开关15断开，防止半导体开关15过热而损坏。
如以上那样，在该实施方式1中，在负载电流IL比规定值Ic大的情况下，利用具有相对较高的频率fH且脉冲宽度被控制的栅极信号Au、Bu来控制逆变器10，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下，利用具有相对较低的频率fL且脉冲宽度被固定的栅极信号Au、Bu来控制逆变器10。因而，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下，能够减少由逆变器10的IGBTQ1～Q4产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。
[实施方式2]
图6是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的栅极控制电路50的构成的电路框图，并且是与图3对比的图。在图6中，栅极控制电路50用判定器51替换了栅极控制电路37的判定器45(图3)。
判定器51基于电流检测器11的输出信号Iof，判定负载电流IL是否恒定，并输出表示判定结果的信号φ51。判定器51例如在负载电流IL的每单位时间的变化量ΔIL比规定值ILc大的情况下，判定为负载电流IL不恒定，使信号φ51为“L”电平，在变化量ΔIL比规定值ILc小的情况下，判定为负载电流IL恒定，使信号φ51为“H”电平。
在信号φ51为“L”电平的情况下，来自比较器43的脉冲信号列φ43经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行通常运转模式。在信号φ51为“H”电平的情况下，来自图案产生器44的脉冲信号列φ44经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行省电运转模式。其他构成以及动作与实施方式1相同，因此不重复其说明。
在该实施方式2中，在负载电流IL不为恒定的情况下，利用具有相对较高的频率fH且脉冲宽度被控制的栅极信号Au、Bu来控制逆变器10，在负载电流IL为恒定的情况下，利用具有相对较低的频率fL且脉冲宽度被固定的栅极信号Au、Bu来控制逆变器10。因而，在负载电流IL恒定的情况下，能够减少由逆变器10的IGBTQ1～Q4产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。
[实施方式3]
图7是表示本发明的实施方式3的不间断电源装置的栅极控制电路55的构成的电路框图，并且是与图3对比的图。在图7中，栅极控制电路55从栅极控制电路37去除了判定器45(图3)。开关46由来自操作部17(图1)的信号SE控制。
不间断电源装置的使用者在预先得知负载24不是轻负载、希望选择通常运转模式的情况下，操作操作部17而使信号SE为“L”电平。另外，不间断电源装置的使用者在预先得知负载24是轻负载、希望选择省电运转模式的情况下，操作操作部17而使信号SE为“H”电平。
在信号SE为“L”电平的情况下，来自比较器43的脉冲信号列φ43经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行通常运转模式。在信号SE为“H”电平的情况下，来自图案产生器44的脉冲信号列φ44经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行省电运转模式。其他构成以及动作与实施方式1相同，因此不重复其说明。
在该实施方式3中，通过操作操作部17，能够选择通常运转模式以及省电运转模式中的希望的模式。因而，在预先得知负载24为轻负载、或者负载电流IL为恒定的情况下，通过选择省电运转模式，能够减少由逆变器10的IGBTQ1～Q4产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。
图8是表示实施方式3的变更例的不间断电源装置的栅极控制电路56的构成的电路框图，并且是与图7对比的图。在图8中，栅极控制电路56对栅极控制电路55追加了判定器45(图3)以及OR栅极57。OR栅极57输出判定器45的输出信号φ45与来自操作部17(图1)的信号SE的逻辑与信号φ57。
不间断电源装置的使用者在预先得知负载24是轻负载或者负载电流IL为恒定、希望选择省电运转模式的情况下，操作操作部17而使信号SE为“H”电平。此外，不间断电源装置的使用者在预先不知道负载24是否是轻负载、负载电流IL是否恒定的情况下，操作操作部17而使信号SE为“L”电平。
在信号SE被设为“H”电平的情况下，与判定器45的输出信号φ45无关，信号φ57被设为“H”电平，执行省电运转模式。在信号SE被设为“L”电平的情况下，判定器45的输出信号φ45成为信号φ57。
在信号φ57为“L”电平的情况下，来自比较器43的脉冲信号列φ43经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行通常运转模式。在信号φ57为“H”电平的情况下，来自图案产生器44的脉冲信号列φ44经由开关46赋予给缓冲器47以及逆变器48，执行省电运转模式。其他构成以及动作与实施方式1相同，因此不重复其说明。
在该变更例中，除了可获得与实施方式3相同的效果之外，在预先不知道负载24是否为轻负载的情况下，通过将信号SE设为“L”电平，能够基于判定器45的判定结果执行省电运转模式或者通常运转模式。
另外，也可以取代判定器45而设置判定器51(图6)。另外，也可以设置两个判定器45、51，利用两个判定器45、51的输出信号和信号SE的逻辑与信号来控制开关46。
[实施方式4]
在实施方式1中，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下(即负载24为轻负载的情况下)，通过执行生成具有相对较低的频率fL且脉冲宽度被固定的栅极信号Au、Bu的省电运转模式，提高了不间断电源装置1的效率。但是，在实施方式1的省电运转模式中，由于不进行PWM控制，因此担心因负载24而导致交流输出电压Vo比参照交流电压Vr(额定电压)降低。在该实施方式4中，可实现该问题的解决。
图9是表示本发明的实施方式4的与不间断电源装置所含的控制装置60中的转换器6的控制相关的部分的构成的电路框图。控制装置60中的与逆变器10的控制相关的部分的构成如实施方式1所示。在图9中，控制装置60包含参照电压产生电路61、电压检测器62、减法器63、65、输出电压控制电路64、输出电流控制电路66、以及栅极控制电路67。
参照电压产生电路61在判定器45(图3)的输出信号φ45为“L”电平的情况下(通常运转模式)，将参照直流电压VDCr设定为直流电压VDC的额定电压。另外，参照电压产生电路61在信号φ45为“H”电平的情况下(省电运转模式)，根据来自减法器33(图2)的偏差ΔVo校正参照直流电压VDCr。此时，参照电压产生电路61例如与偏差ΔVo成比例地使参照直流电压VDCr增大。
电压检测器62检测直流线路L1、L2间的直流电压VDC，输出表示检测值的信号VDCf。减法器63求出参照直流电压VDCr与电压检测器62的输出信号VDCf的偏差ΔVDC。
输出电压控制电路64将与偏差ΔVDC成比例的值与偏差ΔVDC的积分值相加而生成电流指令值Iir。减法器65求出电流指令值Iir与来自电流检测器3(图1)的信号Iif的偏差ΔIi。
输出电流控制电路66将与偏差ΔIi成比例的值与偏差ΔIi的积分值相加而生成电压指令值Vir。电压指令值Vir成为工业频率的正弦波信号。栅极控制电路67基于电压指令值Vir，生成用于控制对应的相(这里是U相)的转换器6的栅极信号(脉冲信号列)Eu、Fu。
图10是表示栅极控制电路70的构成的电路框图。在图10中，栅极控制电路70包含振荡器71、三角波产生器72、比较器73、缓冲器74、以及逆变器75。
振荡器71输出比工业频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)的时钟信号。三角波产生器72输出与振荡器的输出时钟信号相同的频率的三角波信号φ72。
比较器73比较来自输出电流控制电路66(图2)的电压指令值Vir(工业频率的正弦波信号)与来自三角波产生器42的三角波信号Cu的高低，输出表示比较结果的脉冲信号列φ73。脉冲信号列φ73的频率成为与三角波信号φ72的频率fH相同的值。脉冲信号列φ73的脉冲宽度根据电压指令值Vir的电平而变化。脉冲信号列φ73是PWM信号。
缓冲器74将脉冲信号列φ73作为栅极信号Eu赋予给转换器6。逆变器75使脉冲信号列φ73反转，生成栅极信号Fu而赋予给转换器6。
图11的(A)、(B)、(C)是表示图10所示的电压指令值Vir、三角波信号φ72、以及栅极信号Eu、Fu的波形的时序图。如图11的(A)所示，电压指令值Vir是工业频率的正弦波信号。三角波信号φ72的频率比电压指令值Vir的频率(工业频率)高。三角波信号φ72的正侧的峰值比电压指令值Vir的正侧的峰值高。三角波信号φ72的负侧的峰值比电压指令值Vir的负侧的峰值低。
如图11的(A)、(B)所示，在三角波信号φ72的电平比电压指令值Vir高的情况下，栅极信号Eu成为“L”电平，在三角波信号φ72的电平比电压指令值Vir低的情况下，栅极信号Eu成为“H”电平。栅极信号Eu成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vir为正极性的期间内，若电压指令值Vir上升，则栅极信号Eu的脉冲宽度增大。在电压指令值Vir为负极性的期间内，若电压指令值Vir下降，则栅极信号Eu的脉冲宽度减少。如图11的(B)、(C)所示，栅极信号Fu成为栅极信号Eu的反转信号。栅极信号Eu、Fu的各个是PWM信号。省电运转模式时的栅极信号Eu、Fu的波形与通常运转模式时的栅极信号Eu、Fu的波形相同。
图12是表示图1所示的转换器6及其周边部的构成的电路框图。在图12中，在转换器6与逆变器10之间连接有正侧的直流线路L1和负侧的直流线路L2。电容器9连接于直流线路L1、L2间。
在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，转换器6将来自工业交流电源21的交流输入电压Vi转换为直流电压VDC而向直流线路L1、L2间输出。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器6的运转停止，双向斩波器7使电池电压VB升压而向直流线路L1、L2间输出直流电压VDC。
转换器6包含IGBTQ11～Q14以及二极管D11～D14。IGBT构成开关元件。IGBTQ11、Q12的集电极均连接于直流线路L1，它们的发射极分别连接于输入节点6a、6b。
IGBTQ13、Q14的集电极分别连接于输入节点6a、6b，它们的发射极均连接于直流线路L2。IGBTQ11、Q14的栅极都接受栅极信号Eu，IGBTQ12、Q13的栅极都接受栅极信号Fu。二极管D11～D14分别以反并联的方式连接于IGBTQ11～Q14。
转换器6的输入节点6a经由电抗器5(图1)连接于节点N1，输入节点6b连接于中性点NP。电容器4连接于节点N1与中性点NP之间。
在栅极信号Eu、Fu分别为“H”电平以及“L”电平的情况下，IGBTQ11、Q14接通，并且IGBTQ12、Q13断开。由此，输入节点6a经由IGBTQ11连接于电容器9的正侧端子(直流线路L1)，并且电容器9的负侧端子(直流线路L2)经由IGBTQ14连接于输入节点6b，电容器9的端子间被输出正的直流电压。
在栅极信号Eu、Fu分别为“L”电平以及“H”电平的情况下，IGBTQ12、Q13接通，并且IGBTQ11、Q14断开。由此，输入节点6b经由IGBTQ12连接于电容器9的正侧端子(直流线路L1)，并且电容器9的负侧端子(直流线路L2)经由IGBTQ3连接于输入节点6a，电容器9的端子间被输出负的直流电压。
换言之，如图11的(B)、(C)所示，若栅极信号Eu、Fu的波形变化，则向节点N1以及中性点NP间输出与图11的(A)所示的电压指令值Vir相同的波形的交流电压Vic。在工业交流电源21与转换器6之间流动与来自工业交流电源21的交流输入电压Vi和来自转换器6的交流输入电压Vic的偏差相应的值的电流，电容器9的端子间电压VDC被控制。
另外，在图11的(A)、(B)、(C)中示出了与U相对应的电压指令值Vir以及信号φ72、Eu、Fu的波形，但与V相以及W相的各个对应的电压指令值以及信号的波形也相同。但是，与U相、V相以及W相对应的电压指令值以及信号的相位各错开120度。
接下来，对该不间断电源装置的动作进行说明。在判定器45(图3)的输出信号φ45为“L”电平的情况下(通常运转模式)，由参照电压产生电路61将参照直流电压VDCr设定为额定电压值，对转换器6进行PWM控制，以使直流线路L1、L2间的直流电压VDC成为参照直流电压VDCr。另外，对逆变器10进行PWM控制，以使交流输出电压Vo成为参照交流电压Vr(图2)。
在判定器45(图3)的输出信号φ45为“H”电平的情况下(省电运转模式)，由参照电压产生电路61将参照直流电压VDCr校正为与偏差ΔVo相应的值，对转换器6进行PWM控制，以使直流线路L1、L2间的直流电压VDC成为校正后的参照直流电压VDCr。逆变器10基于来自图案产生器44的脉冲信号列φ44而被控制，将与校正后的参照直流电压VDCr相应的值的直流电压VDC转换为交流输出电压Vo。在该情况下，对转换器6以及逆变器10进行PAM(PulseAmplitude Modulation)控制，以使交流输出电压Vo成为参照交流电压Vr(图2)。
如以上那样，在该实施方式4中，除了可获得与实施方式1相同的效果之外，由于在省电运转模式时根据交流输出电压偏差ΔVo校正参照直流电压VDCr，因此能够将交流输出电压Vo维持为额定电压。
[实施方式5]
图13是表示本发明的实施方式5的不间断电源装置的主要部分的电路框图，并且是与图5对比的图。在图13中，该不间断电源装置与实施方式1的不间断电源装置1的不同点在于，转换器6、双向斩波器7以及逆变器10分别被替换为转换器80、双向斩波器81以及逆变器82。
在转换器80与逆变器82之间连接有3条直流线路L1～L3。直流线路L3连接于中性点NP，被设为中性点电压(例如0V)。电容器9(图1)包含两个电容器9a、9b。电容器9a连接于直流线路L1、L3间。电容器9b连接于直流线路L3、L2间。
转换器80在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，将来自工业交流电源21的交流电力转换为直流电力而向直流线路L1～L3供给。此时，转换器80以使直流线路L1、L3间的直流电压VDCa成为目标直流电压VDCT、并且直流线路L3、L2间的直流电压VDCb成为目标直流电压VDCT的方式将电容器9a、9b的各个充电。
直流线路L1、L2、L3的电压分别设为正的直流电压、负的直流电压及中性点电压。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器80的运转停止。
双向斩波器81在通常时将由转换器80生成的直流电力储蓄于电池23(图1)。此时，双向斩波器81以使电池23的端子间电压VB成为目标电池电压VBT的方式将电池23充电。
双向斩波器81在停电时将电池23的直流电力向逆变器82供给。此时，双向斩波器81以使电容器9a、9b的端子间电压VDCa、VDCb的各个成为目标直流电压VDCT的方式将电容器9a、9b的各个充电。
逆变器82在通常时将由转换器80生成的直流电力转换为工业频率的交流电力而向负载24(图1)供给。此时，逆变器82基于从直流线路L1～L3供给的正的直流电压、负的直流电压及中性点电压生成工业频率的交流输出电压Vo。
逆变器82包含IGBTQ21～Q24以及二极管D21～D24。IGBTQ21的集电极连接于直流线路L1，其发射极连接于输出节点82a。IGBTQ22的集电极连接于输出节点82a，其发射极连接于直流线路L2。IGBTQ23、Q24的集电极相互连接，它们的发射极分别连接于输出节点82a以及直流线路L3。二极管D21～D24分别以反并联的方式连接于IGBTQ21～Q24。输出节点82a经由电抗器12连接于节点N2。
若IGBTQ21接通，则从直流线路L1经由IGBTQ21向输出节点82a输出正电压。若IGBTQ23、Q24接通，则从直流线路L3经由IGBTQ24、Q23向输出节点82a输出中性点电压。若IGBTQ22接通，则从直流线路L2经由IGBTQ22向输出节点82a输出负电压。输出节点82a被输出包含正电压、中性点电压以及负电压的3个电平的交流电压。IGBTQ21～Q24的控制方法将在后面叙述。
图14是表示控制逆变器82的栅极控制电路90的构成的电路框图，并且是与图3对比的图。在图14中，栅极控制电路90包含振荡器91、三角波产生器92、93、比较器94、95、图案产生器96、判定器45、开关97、98、缓冲器99、100、以及逆变器101、102。
振荡器91输出比工业频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)的时钟信号。三角波产生器92、93分别输出与振荡器的输出时钟信号相同的频率的三角波信号Cua、Cub。
比较器94比较来自输出电流控制电路36(图2)的电压指令值Vor(工业频率的正弦波信号)与来自三角波产生器92的三角波信号Cua的高低，，并输出表示比较结果的脉冲信号列φ94。脉冲信号列φ94的频率成为与三角波信号Cua的频率fH相应的值的频率。脉冲信号列φ94的脉冲宽度根据电压指令值Vor的电平而变化。脉冲信号列φ94是PWM信号。
比较器95比较来自输出电流控制电路36(图2)的电压指令值Vor(工业频率的正弦波信号)与来自三角波产生器93的三角波信号Cub的高低，并输出表示比较结果的脉冲信号列φ95。脉冲信号列φ95的频率成为与三角波信号Cub的频率fH相应的值的频率。脉冲信号列φ95的脉冲宽度根据电压指令值Vor的电平而变化。脉冲信号列φ95是PWM信号。
图案产生器96输出比三角波信号Cua、Cub的频率fH低的频率fL的脉冲信号列φ96a、φ96b。脉冲信号列φ96a、φ96b的波形分别与脉冲信号列φ94、φ95的波形相同。脉冲信号列φ96a、φ96b的脉冲宽度被固定。
判定器45基于来自电流检测器11(图1)的信号Iof，辨别负载电流IL是否小于规定值Ic(即负载24是否是轻负载)，输出表示辨别结果的信号φ45。信号φ45在负载电流IL比规定值Ic大的情况下被设为“L”电平，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下被设为“H”电平。
开关97接受脉冲信号列φ94、φ96a，在信号φ45是“L”电平的情况下(通常运转模式)，将脉冲信号列φ94赋予给缓冲器99以及逆变器101，在信号φ45是“H”电平的情况下(省电运转模式)，将脉冲信号列φ96a赋予给缓冲器99以及逆变器101。
缓冲器99将来自开关97的脉冲信号列φ94或者φ96a作为栅极信号φ1赋予给逆变器82。逆变器101使来自开关97的脉冲信号列φ94或者φ96a反转，生成栅极信号φ4而赋予给逆变器82。
开关98接受脉冲信号列φ95、φ96b，在信号φ45是“L”电平的情况下(通常运转模式)，将脉冲信号列φ95赋予给缓冲器100以及逆变器102，在信号φ45是“H”电平的情况下(省电运转模式)，将脉冲信号列φ96b赋予给缓冲器100以及逆变器102。
缓冲器100将来自开关98的脉冲信号列φ95或者φ96b作为栅极信号φ3赋予给逆变器82。逆变器102使来自开关98的脉冲信号列φ95或者φ96b反转，生成栅极信号φ2而赋予给逆变器82。
图15的(A)～(E)是表示通常运转模式中的电压指令值Vor、三角波信号Cua、Cub、以及栅极信号φ1～φ4的波形的时序图。如图15的(A)所示，电压指令值Vor是工业频率的正弦波信号。
三角波信号Cua的最低值为0V，其最高值比电压指令值Vor的正的峰值高。三角波信号Cub的最高值为0V，其最低值比电压指令值Vor的负的峰值低。三角波信号Cua、Cub是相同相位的信号，三角波信号Cua、Cub的相位与电压指令值Vor的相位同步。三角波信号Cua、Cub的频率比电压指令值Vor的频率(工业频率)高。
如图15的(A)、(B)所示，在三角波信号Cua的电平比电压指令值Vor高的情况下，栅极信号φ1成为“L”电平，在三角波信号Cua的电平比电压指令值Vor低的情况下，栅极信号φ1成为“H”电平。栅极信号φ1成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间内，若电压指令值Vor上升，则栅极信号φ1的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的期间内，栅极信号φ1固定为“L”电平。如图15的(B)、(E)所示，栅极信号φ4是栅极信号φ1的反转信号。
如图15的(A)、(C)所示，在三角波信号Cub的电平比电压指令值Vor低的情况下，栅极信号φ2成为“L”电平，在三角波信号Cub的电平比电压指令值Vor高的情况下，栅极信号φ2成为“H”电平。栅极信号φ2成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间内，栅极信号φ2固定为“L”电平。在电压指令值Vor为负极性的期间内，若电压指令值Vor下降，则栅极信号φ2的脉冲宽度增大。如图15的(C)、(D)所示，栅极信号φ3是栅极信号φ2的反转信号。栅极信号φ1～φ4分别是PWM信号。
在栅极信号φ1、φ2都是“L”电平、栅极信号φ3、φ4都是“H”电平的期间(t1、t3、t5、t7、t9、…)，IGBTQ11、Q12都断开，并且IGBTQ13、Q14接通。由此，直流线路L3的中性点电压经由IGBTQ14、Q13向输出节点62a输出。
在栅极信号φ1、φ3都是“H”电平、栅极信号φ2、φ4都是“L”电平的期间(t2、t4、…)，IGBTQ11、Q13都接通，并且IGBTQ12、Q14断开。由此，直流线路L1的正的直流电压经由IGBTQ11向输出节点62a输出。
在栅极信号φ1、φ3都是“L”电平、栅极信号φ2、φ4都是“H”电平的期间(t6、t8、…)，IGBTQ11、Q13都断开，并且IGBTQ12、Q14接通。由此，直流线路L2的负的直流电压经由IGBTQ12向输出节点62a输出。
如图15的(B)～(E)所示，若栅极信号φ1～φ4的波形变化，则与图15的(A)所示的电压指令值Vor相同的波形的交流输出电压Vo向节点N2以及中性点NP间输出。另外，在图15的(A)～(E)中，示出了与U相对应的电压指令值Vor以及信号Cua、Cub、φ1～φ4的波形，但与V相以及W相的各个对应的电压指令值以及信号的波形也相同。但是，与U相、V相以及W相对应的电压指令值以及信号的相位各错开120度。
省电运转模式时的栅极信号φ1～φ4的波形与通常运转模式时的栅极信号φ1～φ4的波形相同。但是，省电运转模式时的栅极信号φ1～φ4的频率fL比通常运转模式时的栅极信号φ1～φ4的频率fH低。另外，通常运转模式时的栅极信号φ1～φ4的脉冲宽度被控制，相对于此，省电运转模式时的栅极信号φ1～φ4的脉冲宽度被固定。
根据图15的(A)～(E)可知，若提高三角波信号Cua、Cub的频率，则栅极信号φ1～φ4的频率变高，IGBTQ21～Q24的开关频率(接通及断开的次数/秒)变高。若IGBTQ21～Q24的开关频率变高，则由IGBTQ21～Q24产生的开关损耗增大，不间断电源装置的效率降低。但是，若提高IGBTQ21～Q24的开关频率，则即使在负载电流IL大的情况下也能够生成电压变动率小的高质量的交流输出电压Vo。
相反，若降低三角波信号Cua、Cub的频率，则栅极信号φ1～φ4的频率变低，IGBTQ21～Q24的开关频率变低。若IGBTQ21～Q24的开关频率变低，则由IGBTQ21～Q24产生的开关损耗减少，不间断电源装置的效率变高。但是，若降低IGBTQ21～Q24的开关频率，则在负载电流IL大的情况下，交流输出电压Vo的电压变动率增大，交流输出电压Vo的波形恶化。
但是，在负载电流IL小的情况下，即使使IGBTQ21～Q24的开关频率降低，交流输出电压Vo的电压变动率的变化也较小，交流输出电压Vo的波形的恶化程度较小。另外，只要使IGBTQ21～Q24的开关频率降低，就能够减小在IGBTQ21～Q24产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置的效率。而且，在负载电流IL小的情况下，负载电流IL的每单位时间的变化量也较小，因此也无需进行PWM控制。
因此，在本实施方式5中，与实施方式1相同设有：通常运转模式，利用具有相对较高的频率fH且脉冲宽度被控制的栅极信号φ1～φ4来控制逆变器82；以及省电运转模式，利用具有相对较低的频率fL且脉冲宽度被固定的栅极信号φ1～φ4来控制逆变器82，使开关损耗降低。在负载电流IL比规定值Ic大的情况下，选择通常运转模式，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下选择省电运转模式。
接下来，对该不间断电源装置的使用方法以及动作进行说明。由不间断电源装置1的使用者操作操作部17，选择逆变器供电模式。在栅极控制电路90(图14)中，由振荡器91以及三角波产生器92、93生成频率fH相对较高的三角波信号Cua、Cub。
由比较器94比较电压指令值Vor与三角波信号Cua，生成脉冲信号列φ94。在图案产生器96中，生成脉冲信号列φ96a。由开关97选择的脉冲信号列φ94或者φ96a被赋予给缓冲器99以及逆变器101，生成栅极信号φ1、φ4。
另外，由比较器95比较电压指令值Vor与三角波信号Cub，生成脉冲信号列φ95。在图案产生器96中，生成脉冲信号列φ96b。由开关98选择的脉冲信号列φ95或者φ96b被赋予给缓冲器100以及逆变器102，生成栅极信号φ3、φ2。
在电压指令值Vor为正极性的期间内，逆变器82(图13)的IGBTQ22、Q23分别被固定为断开状态以及接通状态，并且IGBTQ21与IGBTQ24交替地接通。在电压指令值Vor为负极性的期间内，IGBTQ21、Q24分别被固定为断开状态以及接通状态，并且由栅极信号φ2、φ3使IGBTQ22与IGBTQ23交替地接通，生成3个电平的交流输出电压Vo。
若负载24被交流输出电压Vo驱动，则在判定器45(图14)中，基于电流检测器11的输出信号Iof，判定负载电流IL是否比规定值Ic大。
在负载电流IL比规定值Ic大的情况下，判定器45的输出信号φ45被设为“L”电平。由此，比较器94的输出信号φ94经由开关97被赋予给缓冲器99以及逆变器101，并且比较器95的输出信号φ95经由开关98被赋予给缓冲器100以及逆变器102，执行通常运转模式。
在该通常运转模式中，逆变器82的IGBTQ21～Q24以相对较高的频率fH被控制，因此能够生成电压变动率相对较小的高质量的交流输出电压Vo。但是，由IGBTQ21～Q24产生相对较大的开关损耗，不间断电源装置的效率降低。
另外，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下(即负载24是轻负载的情况下)，判定器45(图14)的输出信号φ45被设为“H”电平。由此，由图案产生器96生成的脉冲信号列φ96a经由开关97被赋予给缓冲器99以及逆变器101，并且由图案产生器96生成的脉冲信号列φ96b经由开关98被赋予给缓冲器100以及逆变器102，执行省电运转模式。
在该省电运转模式中，逆变器82的IGBTQ21～Q24以相对较低的频率fL被控制，因此由IGBTQ21～Q24产生的开关损耗变小，效率变高。其他构成以及动作与实施方式1相同，因此不重复其说明。
如以上那样，在该实施方式5中，在负载电流IL比规定值Ic大的情况下，利用具有相对较高的频率fH且脉冲宽度被控制的栅极信号φ1～φ4来控制逆变器82，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下，利用具有相对较低的频率fL且脉冲宽度被固定的栅极信号φ1～φ4来控制逆变器82。因而，在负载电流IL比规定值Ic小的情况下，能够减少由逆变器82的IGBTQ21～Q24产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。
这次公开的实施方式在所有方面都是例示，不应被认为是限制性的。本发明由权利要求书而并非上述说明来表示，意图包括与权利要求书等效的意思及范围内的全部变更。
附图标记说明
1不间断电源装置，T1交流输入端子，T2旁通输入端子，T3电池端子，T4交流输出端子，2、8、14、16电磁接触器，3、11电流检测器，4、9、9a、9b、13电容器，5、12电抗器，6、80转换器，7、81双向斩波器，10、48、82、101、102逆变器，15半导体开关，17操作部，18、60控制装置，21工业交流电源，22旁通交流电源，23电池，24负载，31、61参照电压产生电路，32、62电压检测器，33、35、63、65减法器，34、64输出电压控制电路，36、66输出电流控制电路，37、50、55、56、70、90栅极控制电路，41、71、91振荡器，42、72、92、93三角波产生器，43、73、94、95比较器，44、96图案产生器，45、51判定器，46、97、98开关，47、74、99、100缓冲器，57OR栅极。

Claims (8)

1.一种电力转换装置，具备：
逆向转换器，包含多个第一开关元件，将直流电力转换为工业频率的交流电力而向负载供给；以及
第一控制部，执行生成第一脉冲信号列的第一模式和生成第二脉冲信号列的第二模式中的被选择的一方的模式，该第一脉冲信号列具有比所述工业频率高的第一频率且脉冲宽度基于所述逆向转换器的交流输出电压被控制，该第二脉冲信号列具有所述工业频率与所述第一频率之间的第二频率且脉冲宽度被固定，
所述多个第一开关元件在所述第一模式时基于所述第一脉冲信号列被控制，在所述第二模式时基于所述第二脉冲信号列被控制。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
在进行所述电力转换装置的通常运转的情况下，选择所述第一模式，
在负载电流比第一值小的情况下或者所述负载电流的每单位时间的变化量比第二值小情况下，选择所述第二模式，以减少由所述多个第一开关元件产生的开关损耗。
3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，
还具备：
电流检测器，检测所述负载电流；以及
选择部，基于所述电流检测器的检测结果而进行动作，在所述负载电流比所述第一值大的情况下选择所述第一模式，在所述负载电流比所述第一值小的情况下选择所述第二模式。
4.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，
还具备：
电流检测器，检测所述负载电流；以及
选择部，基于所述电流检测器的检测结果而进行动作，在所述负载电流的每单位时间的变化量比所述第二值大的情况下选择所述第一模式，在所述负载电流的每单位时间的变化量比所述第二值小的情况下选择所述第二模式。
5.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，
还具备：
选择部，选择所述第一模式及所述第二模式中的所希望的模式。
6.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述第一控制部包括：
第一信号产生电路，比较所述工业频率的正弦波信号与具有与所述第一频率相应的值的频率的三角波信号的高低，基于比较结果生成所述第一脉冲信号列；
第二信号产生电路，生成所述第二脉冲信号列；以及
切换电路，在所述第一模式时选择所述第一脉冲信号列，在所述第二模式时选择所述第二脉冲信号列。
7.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
还具备：
正向转换器，包含多个第二开关元件，将从工业交流电源供给的交流电力转换为直流电力而赋予给所述逆向转换器；以及
第二控制部，生成第三脉冲信号列，该第三脉冲信号列具有比所述工业频率高的第三频率且脉冲宽度被控制，
所述多个第二开关元件基于所述第三脉冲信号列被控制，
所述第一脉冲信号列的脉冲宽度被控制成使得所述逆向转换器的交流输出电压成为参照交流电压，
所述第二控制部包括：
电压产生电路，在所述第一模式时输出恒定的参照直流电压，在所述第二模式时输出与所述逆向转换器的交流输出电压与所述参照交流电压的偏差相应的值的参照直流电压；以及
信号产生电路，生成所述第三脉冲信号列，该第三脉冲信号列的脉冲宽度被控制成使得所述正向转换器的输出直流电压成为所述参照直流电压。
8.根据权利要求7所述的电力转换装置，其中，
在从所述工业交流电源供给交流电力的通常时，向所述逆向转换器供给由所述正向转换器生成的直流电力并且将其储蓄于电力储存装置，
在停止从所述工业交流电源供给交流电力的停电时，向所述逆向转换器供给所述电力储存装置的直流电力。
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