CN112202355A - 逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质 - Google Patents

逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质 Download PDF

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CN112202355A CN202010939321.3A CN202010939321A CN112202355A CN 112202355 A CN112202355 A CN 112202355A CN 202010939321 A CN202010939321 A CN 202010939321A CN 112202355 A CN112202355 A CN 112202355A
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Abstract

本申请涉及一种逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质。逆变器控制方法包括判断负载电流Io(t)是否大于额定输出电流值Ir；若负载电流Io(t)大于额定输出电流值Ir，则输出第一控制电压Vr’(t)，第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))；根据第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，并根据正弦脉宽调制信号控制逆变桥的工作状态。根据正弦脉宽调制信号，驱动逆变桥中多个开关元件进行高频高速开关动作，实现调节逆变器的输出电压幅度。通过第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))可以实时依据实际负载电流Io(t)的变化趋势进行自动及时调节，能更好地保护逆变器和负载设备。

Description

逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质。
背景技术
电力电子领域中逆变主要指直流电转换为交流电的过程，逆变器是把直流电转换为交流电的电力变换装置，可以把直流电源设备或各种电池储能系统的低压直流电转换为我们日常生活工作中常用的交流电，替代市电供手机、电脑、电视、灯具、冰箱、电风扇、电热毯、电饭锅、电水壶、空调等电动工具使用，在家中停电、户外活动等场合具有重要的应用前景。
传统的逆变器主要由逆变电路、控制逻辑和滤波电路组成。当负载电路通过滤波电路接入逆变电路的瞬间，尤其是当负载为冲击性负载时，由于启动功率是额定功率的好几倍甚至十几倍，将在逆变电路中产生较大的浪涌电流。此时，导致在较短时间内电流急速上升。因此，传统逆变器常常因为过流保护而停机或因为长期承受过大电流而损坏，进而无法启动冲击性的负载设备。
发明内容
基于此，针对上述问题，提供一种逆变器控制方法、控制装置以及逆变器装置。
本申请提供一种逆变器控制方法。所述逆变器控制方法包括：
获得输出电压参考值Vr、额定输出电流值Ir，并获取实际负载电流Io(t)；
判断所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir；
若所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir，则输出第一控制电压Vr’(t)，其中，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))；
根据所述第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，并根据所述正弦脉宽调制信号控制逆变桥的工作状态。
在一个实施例中，所述逆变器控制方法还包括：
若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，则输出所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr。
在一个实施例中，所述逆变器控制方法还包括：
获取实际负载电压Uo(t)；
将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，获得第二控制电压Vr”(t)；
根据所述第二控制电压Vr”(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
在一个实施例中，所述逆变器控制方法还包括：
根据所述第二控制电压Vr”(t)获得第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]；
根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
在一个实施例中，本申请提供一种控制装置。所述控制装置包括检测模块、第一控制模块以及信号调控模块。所述检测模块用于获取实际负载电流Io(t)。所述第一控制模块与所述检测模块连接，用于接收所述实际负载电流Io(t)。所述第一控制模块用于提供输出电压参考值Vr与额定输出电流值Ir，并判断所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir。若所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir，则所述第一控制模块输出第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))。所述信号调控模块用于获取所述第一控制电压Vr’(t)，并根据所述第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，以控制逆变桥的工作状态。
在一个实施例中，若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，则所述第一控制模块输出所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr。
在一个实施例中，所述检测模块用于获取实际负载电压Uo(t)，所述控制装置还包括第二控制模块。所述第二控制模块与所述第一控制模块连接，用于获取所述第一控制电压Vr’(t)，并将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，获得第二控制电压Vr”(t)。所述第二控制模块与所述信号调控模块连接，用于获取所述第二控制电压Vr”(t)，并根据所述第二控制电压Vr”(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
在一个实施例中，所述控制装置还包括第三控制模块。所述第三控制模块与所述第二控制模块连接，用于获取所述第二控制电压Vr”(t)，并根据所述第二控制电压Vr”(t)获得第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]。所述第三控制模块与所述信号调控模块连接，用于获取所述第三控制电压Vo(t)，并根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
在一个实施例中，本申请提供一种逆变器装置，所述逆变器装置包括上述实施例中任一项所述控制装置。所述逆变器装置还包括逆变桥与低通滤波装置。所述逆变桥的输入端用于输入直流电压。所述信号调控模块与所述逆变桥的控制端连接，用于控制所述逆变桥输出正弦脉宽调制信号。
所述低通滤波装置的输入端与所述逆变桥的输出端连接，用于对所述正弦脉宽调制信号中的高频谐波进行滤波，以输出正弦交流电。所述检测模块与所述低通滤波装置的输出端连接，用于获取所述实际负载电流Io(t)与所述实际负载电压Uo(t)。
本申请提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述实施例中任一项所述的方法的步骤。
上述逆变器控制方法、控制装置、逆变器装置以及存储介质。当所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir时，通过所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))调控正弦脉宽调制信号。其中，K为比例常数，可以根据实际应用情况在0～1之间进行整定。此时，K小于1，且Ir/Io(t)也小于1，进而使得Vr’(t)小于Vr。当所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir时，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))呈现下垂特性。负载越重，所述第一控制电压Vr’(t)也就越小。所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))下垂后，负载拉电流能力就越小，对逆变器和负载设备冲击就越小，可靠性就越高。同时，逆变器在启动冲击性负载时，即超过逆变器额定负载能力时，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))会下垂，实现限功率输出的目的，而非直接过流保护停机。
根据所述正弦脉宽调制信号(SPWM驱动信号)，可以驱动逆变桥中多个电力电子开关元件进行高频高速开关动作，从而实现调节逆变器的输出电压幅度的目的。因此，通过所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))可以实时依据所述实际负载电流Io(t)的变化趋势进行自动及时调节，输出SPWM信号控制逆变桥的工作状态。从而，通过所述逆变器控制方法可以实现调节逆变器的输出电压幅度的目的，使逆变器的输出电压、电流呈现出一种比较软的特性。进而，通过所述逆变器控制方法可以自适应地向负载提供合适电压和电流，可以应用于具有冲击性负载特性的场合，譬如电动工具，马达，大功率整流性负载，白炽灯等，能更好地保护逆变器和负载设备。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或传统技术中的技术方案，下面将对实施例或传统技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请提供的一个实施例中逆变器控制方法的模型框图。
图2为本申请提供的一个实施例中逆变器控制方法的模型框图。
图3为本申请提供的一个实施例中控制装置的原理框图。
图4为本申请提供的一个实施例中基于逆变器控制方法的输出电压、电流特性曲线示意图。
图5为本申请提供的一个实施例中控制装置的原理框图。
图6为本申请提供的一个实施例中控制装置的原理框图。
图7为本申请提供的一个实施例中逆变器装置的原理框图。
图8为本申请提供的一个实施例中SPWM波形示意图。
附图标记说明：
控制装置10、检测模块300、主控制模块400、第一控制模块410、信号调控模块420、第二控制模块430、第三控制模块440、逆变器装置20、逆变桥100、低通滤波装置200。
具体实施方式
为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的实施例。但是，本申请可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使本申请的公开内容更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。
可以理解，本申请所使用的术语“第一”、“第二”等可在本文中用于描述各种元件，但这些元件不受这些术语限制。这些术语仅用于将第一个元件与另一个元件区分。举例来说，在不脱离本申请的范围的情况下，可以将第一电阻称为第二电阻，且类似地，可将第二电阻称为第一电阻。第一电阻和第二电阻两者都是电阻，但其不是同一电阻。
可以理解，以下实施例中的“连接”，如果被连接的电路、模块、单元等相互之间具有电信号或数据的传递，则应理解为“电连接”、“通信连接”等。
在此使用时，单数形式的“一”、“一个”和“所述/该”也可以包括复数形式，除非上下文清楚指出另外的方式。还应当理解的是，术语“包括/包含”或“具有”等指定所陈述的特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的存在，但是不排除存在或添加一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的可能性。同时，在本说明书中使用的术语“和/或”包括相关所列项目的任何及所有组合。
请参阅图1，本申请提供一种逆变器控制方法。所述逆变器控制方法包括：
提供输出电压参考值Vr、额定输出电流值Ir，并获取实际负载电流Io(t)；
判断所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir；
若所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir，则输出第一控制电压Vr’(t)，其中，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))；
根据所述第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，并根据所述正弦脉宽调制信号控制逆变桥的工作状态。
本实施例中，所述输出电压参考值Vr为参考基准值常数，可以根据实际应用环境领域进行限定。所述额定输出电流值Ir为参考基准值常数，可以根据实际应用环境领域进行限定。所述实际负载电流Io(t)为实时输出的电流值，即负载吸收的电流。此时，所述实际负载电流Io(t)会根据时间的变化而发生变化。将某一时刻的所述负载电流Io(t)与所述额定输出电流值Ir作比较。
通过逆变器可以将直流电能转变成交流电。逆变器包括逆变桥。逆变桥包括多个电力电子开关元件。通过斩波的工作方式将输入的直流电(DC)变换成正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)波交流电压。当所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir时，通过所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))调控正弦脉宽调制信号。其中，K为比例常数，可以根据实际应用情况在0～1之间进行整定。此时，K小于1，且Ir/Io(t)也小于1，进而使得Vr’(t)小于Vr。当所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir时，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))呈现下垂特性。负载越重，所述第一控制电压Vr’(t)也就越小。所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))下垂后，负载拉电流能力就越小，对逆变器和负载设备冲击就越小，可靠性就越高。同时，逆变器在启动冲击性负载时，即超过逆变器额定负载能力时，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))会下垂，实现限功率输出的目的，而非直接过流保护停机。从而，根据所述正弦脉宽调制信号(SPWM驱动信号)，可以驱动逆变桥中多个电力电子开关元件进行高频高速开关动作，从而实现调节逆变器的输出电压幅度的目的。
因此，通过所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))可以实时依据所述实际负载电流Io(t)的变化趋势进行自动及时调节，输出SPWM信号控制逆变桥的工作状态。从而，通过所述逆变器控制方法可以实现调节逆变器的输出电压幅度的目的，使逆变器的输出电压、电流呈现出一种比较软的特性。进而，通过所述逆变器控制方法可以自适应地向负载提供合适电压和电流，可以应用于具有冲击性负载特性的场合，譬如电动工具，马达，大功率整流性负载，白炽灯等，能更好地保护逆变器和负载设备。
在一个实施例中，所述逆变器控制方法还包括：
若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，则输出所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr。
本实施例中，若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，即所述负载电流Io(t)(输出电流)小于等于所述额定输出电流值Ir时，所述第一控制电压Vr’(t)等于所述输出电压参考值Vr。
当所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir时，所述第一控制电压Vr’(t)等于所述输出电压参考值Vr，不会出现下垂特性。此时，当负载功率变大(即负载变重)时，也不会受到影响，进而能更好地保护逆变器和负载设备。
因此，通过所述逆变器控制方法，无论所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir，都可以确保整个系统的稳定性，能更好地保护逆变器和负载设备。从而，通过所述逆变器控制方法，根据所述负载电流Io(t)的变化趋势进行自动及时调节，可以自适应地向负载设备提供合适电压和电流。即使当应用于具有冲击性负载特性的场合时，通过所述逆变器控制方法也能更好地保护逆变器和负载设备。
在一个实施例中，所述逆变器控制方法还包括：
获取实际负载电压Uo(t)；
将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，获得第二控制电压Vr”(t)；
根据所述第二控制电压Vr”(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
本实施例中，所述实际负载电压Uo(t)为实际输出电压值，即负载两侧的电压。此时，所述实际负载电压Uo(t)会根据时间的变化而发生变化。通过实时获取某一时刻的所述实际负载电压Uo(t)，可以更加准确地获取负载的变化情况。将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，即Vr”(t)＝Vr’(t)-Uo(t)，获得所述第二控制电压Vr”(t)。所述第二控制电压Vr”(t)为控制调节量。根据控制调节量，可以对所述正弦脉宽输出脉冲的占空比进行调节，以降低逆变器的输出电压，进而降低负载两侧的电压。从而，根据所述实际负载电压Uo(t)的变化趋势进行自动及时调节，可以自适应地向负载设备提供合适电压和电流，对逆变器和负载设备进行更好地保护。
请参阅图2，在一个实施例中，所述逆变器控制方法还包括：
根据所述第二控制电压Vr”(t)获得第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]；
根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
本实施例中，所述第二控制电压Vr”(t)为所述第一控制电压Vr’(t)与所述实际负载电压Uo(t)的差值，为控制调节量，可以对所述正弦脉宽输出脉冲的占空比进行调节。根据PID闭环负反馈算法，由比例环节、积分环节、微分环节组合形成传递函数的时域模型。根据所述传递函数的时域模型与所述第二控制电压Vr”(t)，获得所述第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]。进而，根据所述传递函数的时域模型KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]，使得所述第三控制电压Vo(t)实时跟随所述第二控制电压Vr”(t)。由于Vr”(t)＝Vr’(t)-Uo(t)，Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))或Vr，所述第三控制电压Vo(t)实时跟随所述实际负载电压Uo(t)和所述负载电流Io(t)。根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号，并根据所述正弦脉宽调制信号调控逆变桥。此时，当通过所述正弦脉宽调制信号调控逆变桥时，实时跟随所述实际负载电压Uo(t)(负载两侧的电压)和所述负载电流Io(t)(负载电流)，具有优秀的动态特性。从而，根据负载设备的实时电压和实时电流，可以及时对逆变器的逆变桥进行调控，提高了逆变器的稳定精度。
因此，通过所述逆变器控制方法可以调控逆变桥的工作状态，从而实现调节逆变器的输出电压幅度的目的。同时，所述逆变器控制方法根据所述实际负载电压Uo(t)(负载两侧的电压)和所述负载电流Io(t)(负载电流)的变化趋势进行自动及时调节，使得逆变器的输出电压、电流呈现出一种比较软的特性。从而，通过所述逆变器控制方法可以自适应地向负载提供合适电压和电流，适用于具有冲击性负载特性的场合，譬如电动工具，马达，大功率整流性负载，白炽灯等，能够更好地保护逆变器和负载设备。
请参阅图3，在一个实施例中，本申请提供一种控制装置10。所述控制装置10包括检测模块300、第一控制模块410以及信号调控模块420。所述检测模块300用于获取实际负载电流Io(t)。所述第一控制模块410与所述检测模块300连接，用于接收所述实际负载电流Io(t)。所述第一控制模块410用于提供输出电压参考值Vr与额定输出电流值Ir，并判断所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir。若所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir，则所述第一控制模块410输出第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))。所述信号调控模块420用于获取所述第一控制电压Vr’(t)，并根据所述第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，以控制逆变桥的工作状态。
本实施例中，当所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir时，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))呈现下垂特性。负载越重，所述第一控制电压Vr’(t)也就越小。所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))下垂后，负载拉电流能力就越小，对逆变器和负载设备冲击就越小，可靠性就越高。同时，逆变器在启动冲击性负载时，即超过逆变器额定负载能力时，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))会下垂，实现限功率输出的目的，而非直接过流保护停机。从而，根据所述正弦脉宽调制信号(SPWM驱动信号)，可以驱动逆变桥中多个电力电子开关元件进行高频高速开关动作，从而实现调节逆变器的输出电压幅度的目的。
因此，通过所述检测模块300、所述第一控制模块410以及所述信号调控模块420，可以实时依据所述实际负载电流Io(t)的变化趋势进行自动及时调节，输出SPWM信号控制逆变桥的工作状态。从而，通过所述控制装置10调控逆变桥，可以自适应地向负载提供合适电压和电流，能更好地保护逆变器和负载设备。
在一个实施例中，所述检测模块300可以为电流传感器，用于获取所述实际负载电流Io(t)。所述第一控制模块410与所述信号调控模块420包括但不限于现场可编程门阵列(FPGA)、ARM处理器、微控制单元(MCU，单片机)等。
在一个实施例中，若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，则所述第一控制模块410输出所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr。
本实施例中，当所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir时，所述第一控制电压Vr’(t)等于所述输出电压参考值Vr，不会出现下垂特性。此时，当负载功率变大(即负载变重)时，也不会受到影响，进而能更好地保护逆变器和负载设备。
请参阅图4，在一个实施例中，图4为一个实施例中电压下垂控制特性下的电压-电流特性曲线。由此，可以看出通过所述控制装置10，无论所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir，都可以确保整个系统的稳定性，能更好地保护逆变器和负载设备。
请参阅图5，在一个实施例中，所述检测模块300用于获取实际负载电压Uo(t)，所述控制装置10还包括第二控制模块430。所述第二控制模块430与所述第一控制模块410连接，用于获取所述第一控制电压Vr’(t)，并将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，获得第二控制电压Vr”(t)。所述第二控制模块430与所述信号调控模块420连接，用于获取所述第二控制电压Vr”(t)，并根据所述第二控制电压Vr”(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
本实施例中，所述检测模块300可以为电压传感器，用于获取所述实际负载电压Uo(t)。将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，即Vr”(t)＝Vr’(t)-Uo(t)，获得所述第二控制电压Vr”(t)。所述第二控制电压Vr”(t)为控制调节量。根据控制调节量，可以对所述正弦脉宽输出脉冲的占空比进行调节，以降低逆变器的输出电压，进而降低负载两侧的电压，对逆变器和负载设备进行更好地保护。
在一个实施例中，所述第二控制模块430包括但不限于现场可编程门阵列(FPGA)、ARM处理器、微控制单元(MCU，单片机)等。
请参阅图6，在一个实施例中，所述控制装置还包括第三控制模块440。所述第三控制模块440与所述第二控制模块430连接，用于获取所述第二控制电压Vr”(t)，并根据所述第二控制电压Vr”(t)获得第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]。所述第三控制模块440与所述信号调控模块420连接，用于获取所述第三控制电压Vo(t)，并根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
本实施例中，根据所述传递函数的时域模型KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]，使得所述第三控制电压Vo(t)实时跟随所述第二控制电压Vr”(t)。由于Vr”(t)＝Vr’(t)-Uo(t)，Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))或Vr，所述第三控制电压Vo(t)实时跟随所述实际负载电压Uo(t)和所述负载电流Io(t)。根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号，并根据所述正弦脉宽调制信号调控逆变桥。此时，当通过所述正弦脉宽调制信号调控逆变桥时，实时跟随所述实际负载电压Uo(t)(负载两侧的电压)和所述负载电流Io(t)(负载电流)，具有优秀的动态特性。从而，根据负载设备的实时电压和实时电流，可以及时对逆变器的逆变桥进行调控，提高了逆变器的稳定精度。
在一个实施例中，第三控制模块440包括但不限于现场可编程门阵列(FPGA)、ARM处理器、微控制单元(MCU，单片机)等。
请参阅图7，在一个实施例中，本申请提供一种逆变器装置20，所述逆变器装置20包括上述实施例中任一项所述控制装置10。
在一个实施例中，所述逆变器装置20还包括逆变桥100与低通滤波装置200。所述逆变桥100的输入端用于输入直流电压。所述信号调控模块420与所述逆变桥100的控制端连接，用于控制所述逆变桥100输出正弦脉宽调制信号。所述低通滤波装置200的输入端与所述逆变桥100的输出端连接，用于对所述正弦脉宽调制信号中的高频谐波进行滤波，以输出正弦交流电。所述检测模块300与所述低通滤波装置200的输出端连接，用于获取所述实际负载电流Io(t)与所述实际负载电压Uo(t)。
本实施例中，所述逆变桥100的输入端连接直流电源(例如电池或整流器、光伏面板等提供的直流电压)，用于的输入端。通过所述逆变桥100将直流电压转换成正弦脉宽调制(SPWM)波交流电压。如图8所示的一系列正弦脉冲状波形。
所述低通滤波装置200的输入端与所述逆变桥100的输出端连接，可以对所述逆变桥100输出的SPWM波形中高频谐波进行滤波，输出纯净的正弦交流电。此时，通过所述检测模块300，可以检测所述低通滤波装置200滤波后输出的电压和电流，即所述实际负载电流Io(t)与所述实际负载电压Uo(t)。所述检测模块300生成采样信号并传输至所述第一控制模块410进行实时计算处理。所述第一控制模块410、所述信号调控模块420、所述第二控制模块430以及所述第三控制模块440形成所述主控制模块400。所述主控制模块400根据所述逆变器控制方法对所述检测模块300的检测信号进行自动控制算法计算处理，获得SPWM驱动信号，驱动所述逆变桥100中多个电力电子开关元件进行高频高速开关动作，从而实现调节装置的输出电压幅度的目的。
在一个实施例中，所述低通滤波装置200可以为低通滤波器。所述低通滤波器包括电感L1和电容C1。所述逆变桥100包括4个电力电子开关元件Q1、Q2、Q3和Q4。开关元件Q1的控制端、开关元件Q2的控制端、开关元件Q3的控制端和开关元件Q4的控制端分别与所述信号调控模块420连接。通过所述信号调控模块420调控正弦脉宽调制信号，以控制逆变桥的开关元件Q1、Q2、Q3和Q4的工作状态。开关元件Q1的第一端和开关元件Q3的第一端与直流电源的正极端连接。开关元件Q2的第二端和开关元件Q4的第二端与直流电源的负极端连接。开关元件Q1的第二端与开关元件Q2的第一端连接，并与电容C1的一端连接。开关元件Q3的第二端与开关元件Q4的第一端连接，并与电感L1的一端连接。电感L1的另一端与电容C1的另一端连接。
通过电容C1的两端引出负载的连接端，与负载进行连接。同时，所述检测模块300包括电压传感器和电流传感器。电压传感器设置于负载的两端，即电容C1的两端，用于获取所述实际负载电压Uo(t)。电流传感器与负载串联连接，用于获取所述实际负载电流Io(t)。
在一个实施例中，开关元件Q1、Q2、Q3和Q4可以为MOS管。开关元件Q1、Q2、Q3和Q4的控制端为MOS管的栅极。开关元件Q1、Q2、Q3和Q4的第一端为MOS管的漏极。开关元件Q1、Q2、Q3和Q4的第二端为MOS管的源极。所述主控制模块400可以对所述检测模块300的检测信号进行自动控制算法计算处理，得到四路SPWM驱动信号，驱动所述逆变桥100中的4个开关元件Q1、Q2、Q3和Q4。通过开关元件Q1、Q2、Q3和Q4按照正弦规律进行斩波，变换成正弦脉宽调制(SPWM)波交流电压。
在一个实施例中，本申请提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述实施例中任一项所述的方法的步骤。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，本申请所提供的各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和易失性存储器中的至少一种。非易失性存储器可包括只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、磁带、软盘、闪存或光存储器等。易失性存储器可包括随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)或外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM可以是多种形式，比如静态随机存取存储器(Static Random Access Memory，SRAM)或动态随机存取存储器(Dynamic Random Access Memory，DRAM)等。
在本说明书的描述中，参考术语“有些实施例”、“其他实施例”、“理想实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特征包含于本申请的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性描述不一定指的是相同的实施例或示例。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种逆变器控制方法，其特征在于，包括：
获得输出电压参考值Vr、额定输出电流值Ir，并获取实际负载电流Io(t)；
判断所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir；
若所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir，则输出第一控制电压Vr’(t)，其中，所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))；
根据所述第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，并根据所述正弦脉宽调制信号控制逆变桥的工作状态。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制方法，其特征在于，所述逆变器控制方法还包括：
若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，则输出所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr。
3.根据权利要求2所述的逆变器控制方法，其特征在于，所述逆变器控制方法还包括：
获取实际负载电压Uo(t)；
将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，获得第二控制电压Vr”(t)；
根据所述第二控制电压Vr”(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
4.根据权利要求3所述的逆变器控制方法，其特征在于，所述逆变器控制方法还包括：
根据所述第二控制电压Vr”(t)获得第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]；
根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
5.一种控制装置，其特征在于，包括：
检测模块，用于获取实际负载电流Io(t)；
第一控制模块，与所述检测模块连接，用于接收所述实际负载电流Io(t)；
所述第一控制模块用于提供输出电压参考值Vr与额定输出电流值Ir，并判断所述负载电流Io(t)是否大于所述额定输出电流值Ir；
若所述负载电流Io(t)大于所述额定输出电流值Ir，则所述第一控制模块输出第一控制电压Vr’(t)＝Vr*K(Ir/Io(t))；
信号调控模块，用于获取所述第一控制电压Vr’(t)，并根据所述第一控制电压Vr’(t)调控正弦脉宽调制信号，以控制逆变桥的工作状态。
6.根据权利要求5所述的控制装置，其特征在于，若所述负载电流Io(t)不大于所述额定输出电流值Ir，则所述第一控制模块输出所述第一控制电压Vr’(t)＝Vr。
7.根据权利要求6所述的控制装置，其特征在于，所述检测模块用于获取实际负载电压Uo(t)，所述控制装置还包括：
第二控制模块，与所述第一控制模块连接，用于获取所述第一控制电压Vr’(t)，并将所述实际负载电压Uo(t)与所述第一控制电压Vr’(t)相减，获得第二控制电压Vr”(t)；
所述第二控制模块与所述信号调控模块连接，用于获取所述第二控制电压Vr”(t)，并根据所述第二控制电压Vr”(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
8.根据权利要求7所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置还包括：
第三控制模块，与所述第二控制模块连接，用于获取所述第二控制电压Vr”(t)，并根据所述第二控制电压Vr”(t)获得第三控制电压Vo(t)＝KpVr”(t)+Ki∫Vr”(t)dt+Kd[dVr”(t)/dt]；
所述第三控制模块与所述信号调控模块连接，用于获取所述第三控制电压Vo(t)，并根据所述第三控制电压Vo(t)调控所述正弦脉宽调制信号。
9.一种逆变器装置，其特征在于，包括如权利要求7至8中任一项所述的控制装置，所述逆变器装置还包括：
逆变桥，所述逆变桥的输入端用于输入直流电压；
所述信号调控模块与所述逆变桥的控制端连接，用于控制所述逆变桥输出正弦脉宽调制信号；
低通滤波装置，所述低通滤波装置的输入端与所述逆变桥的输出端连接，用于对所述正弦脉宽调制信号中的高频谐波进行滤波，以输出正弦交流电；
所述检测模块与所述低通滤波装置的输出端连接，用于获取所述实际负载电流Io(t)与所述实际负载电压Uo(t)。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至4中任一项所述的方法的步骤。
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