CN112005482B - 三电平电力变换装置、三电平电力变换装置的控制方法及存储介质 - Google Patents

三电平电力变换装置、三电平电力变换装置的控制方法及存储介质 Download PDF

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Abstract

实施方式的三电平电力变换装置具有三电平变换器和三电平逆变器。三电平电力变换装置在三电平的+侧电压及－侧电压的中性点的电压的不平衡是阈值以上的情况下，使得使上述三电平变换器的开关元件工作的栅极脉冲信号的特定的定时的栅极脉冲的脉冲宽度变化。三电平电力变换装置进行控制，以使上述中性点的电压接近于0。

Description

三电平电力变换装置、三电平电力变换装置的控制方法及存 储介质
技术领域
本发明的实施方式涉及三电平电力变换装置、三电平电力变换装置的控制方法、存储介质。
背景技术
作为将电力在交流电力与直流电力之间变换的电力变换装置之一，已知有中性点钳位(NPC：Neutral Point Clamped)型的三电平电力变换装置。
该三电平电力变换装置将与一对正侧用及负侧用的电位对应的电容器电气地串联连接在直流输出端子上，通过将交流端子的电位设为正、负及零(中性点电位)的三个电平，降低交流侧的基本输出的高次谐波。已知在对包含在这样的三电平变换装置中的三电平变换器进行控制时，采用根据固定脉冲样式(pattern)生成的栅极脉冲信号(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2002－78346号公报
发明内容
发明要解决的课题
这样的三电平电力变换装置有时因为输入侧的交流电源的状态等而在成对的电容器的电压中发生不平衡。
本发明的目的是提供一种能够进行成对的电容器的电压的不平衡抑制控制的三电平电力变换装置、三电平电力变换装置的控制方法及存储介质。
用来解决课题的手段
实施方式的三电平电力变换装置具备三电平变换器、第1电容器、第2电容器和控制部。上述控制部，使用固定脉冲样式使上述三电平变换器的开关元件动作。上述控制部在上述第1电容器的充电电压与上述第2电容器的充电电压的电压差是预先设定的阈值以上的情况下，对包含在上述固定脉冲样式中的至少1个栅极脉冲的脉冲宽度进行控制，控制对于上述第1电容器和上述第2电容器的充电及放电。
附图说明
图1是表示实施方式的三电平电力变换装置的结构例的图。
图2是表示包含在实施方式的三电平电力变换装置中的三电平变换器的1相的结构例的图。
图3是表示实施方式的变换器控制部的结构例的图。
图4是表示实施方式的逆变器Q轴电流生成部的结构例的图。
图5是表示实施方式的变换器相位控制部的结构例的图。
图6是表示实施方式的脉冲宽度修正控制部的结构例的图。
图7是表示实施方式的D轴电流调整电压控制部的结构例的图。
图8是表示实施方式的动作条件切换电路的结构例的图。
图9是表示对于实施方式的三电平变换器的第1相的固定脉冲样式生成部的结构例的图。
图10是表示实施方式的定时脉冲信号生成电路的结构例的图。
图11是用来说明进行向实施方式的三电平变换器供给的栅极脉冲信号的相位及特定脉冲的脉冲宽度的调整的控制的图。
图12是表示实施方式的控制部的硬件结构例的图。
具体实施方式
以下，参照附图对实施方式的三电平电力变换装置1进行说明。另外，在以下的说明中，有时对具有相同或类似的功能的结构赋予相同的标号而省略这些结构的重复的说明。在以下参照的附图中，为了说明的方便，对于开关元件的控制用的栅极配线等的图示省略。
图1是表示实施方式的三电平电力变换装置1的结构例的图。在实施方式中，三电平电力变换装置1具备变压器11、输入电流检测器12、电源电压检测器13、三电平变换器(converter)21、三电平逆变器(inverter)22、输出电流检测器31、变换器控制部100、逆变器控制部150、直流电压计测器201P、201N、电容器202P、202N。电容器202P是“第1电容器”的一例。电容器202N是“第2电容器”的一例。在实施方式中，将变换器制部100和逆变器控制部150加在一起而实现了控制部550。另外，电容器202P和电容器202N例如具有相同的电容。例如，容器202P和电容器202N也可以分别具有多个电容器。
三电平电力变换装置1具有被电气地串联连接在三电平变换器21的直流侧的正极电压的电源端子(正极端子P)与负极电压的电源端子(负极端子N)之间的电容器202P、202N。三电平电力变换装置1将输入的交流电力变换为正极电压/零(中性点的电压)/负极电压的三电平的直流电力，根据变换后的直流电力生成交流电压。因此，三电平电力变换装置1能够通过叠加的高次谐波被降低后的交流波形供给电力。
详细地讲，变压器11将从三相交流电源10供给的交流电压变压为规定的电压。三电平变换器21从三相交流电源10经由变压器11被供给规定的电压值的交流电压。三电平变换器21是NPC型的电力变换电路，具有被施加正极电压的正极端子P、被施加负极电压的负极端子N、以及被施加中性点的电压的中性点端子C。三电平变换器21将从变压器11供给的交流电压变换为以中性点端子C的电压为基准的规定的正极电压，将该正极电压从正极端子P对电容器202P的第一端和三电平逆变器22输出。三电平变换器21将从变压器11供给的交流电压变换为以中性点端子C的电压为基准的规定的负极电压，将该负极电压从负极端子N对电容器202N的第一端和三电平逆变器22输出。即，三电平变换器21通过电容器202P和电容器202N，将电压被平滑化后的电力向三电平逆变器22供给。电容器202P和电容器202N分别将三电平变换器21生成的正侧(P)、负侧(N)的直流电压(充电电压)平滑化。在以下的说明中，有时以中性点端子C的电压为基准，将比中性点端子C的电压高的电压作用的正侧表示为P、将比中性点端子C的电压低的电压作用的负侧表示为N。
这里，电容器202P的第2端和电容器202N的第2端被电连接在中性点端子C上。例如，电容器202P被电连接在正极端子P与中性点端子C之间。电容器202N被电连接在中性点端子C与负极端子N之间。另外，在实施方式中，关于在三相交流电源10与三电平变换器21之间流动的交流电流的极性，将从三相交流电源10向三电平变换器21流动的方向设定为正。
三电平逆变器22是NPC型的电力变换电路。三电平逆变器22具有正极端子P、负极端子N及中性点端子C。三电平逆变器22的正极端子P被电连接在三电平变换器21的正极端子P上。三电平逆变器22的负极端子N被电连接在三电平变换器21的负极端子N上。三电平逆变器22的中性点端子C被电连接在三电平变换器21的中性点端子C上。
三电平逆变器22例如将被施加在电容器202P、202N的各自上的直流电压变换为三相的交流电压，将变换后的交流电压的交流电力向负载供给。三电平逆变器22通过该交流电力，将作为负载的一例的三相交流马达500旋转驱动。三电平逆变器22通过从逆变器控制部150供给的栅极信号GPI，对自身内的开关元件进行接通/断开控制，根据直流电压生成驱动上述三相交流马达500的三电平的交流电压。旋转角检测器32例如被装备在三相交流马达500上，将作为三相交流马达500的转子的旋转角的转子旋转角θM对变换器控制部100和逆变器控制部150输出。
直流电压计测器201P测量电容器202P的两端的电压，将测量结果作为P侧直流电压VDCP_F，向变换器控制部100和逆变器控制部150输出。直流电压计测器201N测量电容器202N的两端的电压，将测量结果作为N侧直流电压VDCN_F，向变换器控制部100和逆变器控制部150输出。输入电流检测器12测量向三电平变换器21输入的电流，将测量结果作为变换器输入电流ICON_F，向变换器控制部100输出。输出电流检测器31测量从三电平逆变器22对作为负载的一例的三相交流马达500供给的交流电流，将测量结果作为逆变器输出电流IINV_F，对变换器控制部100和逆变器控制部150输出。电源电压检测器13将从三相交流电源10供给的至少一个相的交流电压或1组的相间的线间电压变换为规定的变压比的电压，作为交流电压Vs对变换器控制部100供给。
逆变器控制部150至少基于转子旋转角θM控制三电平逆变器22，调整流到三相交流马达500中的输出电流IINV_F。逆变器控制部150也可以进行控制，以使三电平逆变器22流过由从三相交流马达500的外部给出的未图示的目标旋转速度决定的输出电流IINV_F。
这里，三电平逆变器22通过从逆变器控制部150供给的与P侧直流电压VDCP_F、N侧直流电压VDCN_F、逆变器输出电流IINV_F、转子旋转角θM等对应的栅极信号GPI，将作为负载的一例的三相交流马达500旋转驱动。
在上述的情况下，逆变器控制部150也可以除了转子旋转角θM以外，还使用P侧直流电压VDCP_F、N侧直流电压VDCN_F、变换器输入电流ICON_F及逆变器输出电流IINV_F来调整输出电流IINV_F。由该逆变器控制部150进行的三电平逆变器22的控制方法也可以应用通常的方法。此外，三电平逆变器22进行控制以抑制电容器的电压的不平衡的情况较多，但在作用于三相交流马达500的机械性负荷比较轻的情况下，在将三相交流马达500的旋转速度降低为规定值以下等时，有时通过输出电流IINV_F的大小在三电平逆变器22侧比能够进行不平衡抑制控制的电平低而不再能够进行不平衡的控制。
实施方式的三电平变换器21通过固定脉冲样式，生成对于开关元件的栅极脉冲信号GPC。在流到三电平变换器21中的交流电流的频率成分中，包含与交流的基准频率对应的高次谐波成分。希望该高次谐波成分较少。为了实现这一点，例如优选的是预先调整向三电平变换器21供给的栅极脉冲信号GPC，以使流到三电平变换器21中的交流电流的高次谐波成分变少。这样的情况下的栅极脉冲信号GPC也可以包含如下述这样决定的固定脉冲样式。固定脉冲样式作为脉冲列而包含预先被决定为使流到三电平变换器21中的交流电流的高次谐波成分变少的多个脉冲。这样的脉冲列例如也可以被决定为用来将交流电流的电流值通过PWM(pulse width modulation：脉宽调制)进行调制而控制的样式。作为固定脉冲样式被周期性地反复的脉冲列其脉冲列内的脉冲的数量、具有相互不同的脉冲宽度的脉冲的顺序、周期中的脉冲的位置(相位)等也可以被预先设定。以下的说明中的固定脉冲样式假设至少脉冲列内的脉冲的数量、具有相互不同的脉冲宽度的脉冲的顺序及周期中的脉冲的位置(相位)中的某个被固定。
变换器控制部100基于被供给的交流电压Vs、变换器输入电流ICON_F、P侧直流电压VDCP_F、N侧直流电压VDCN_F、逆变器输出电流IINV_F及转子旋转角θM，分别决定对开关元件的接通/断开进行控制的固定脉冲样式的定时，将用来以决定了定时的固定脉冲样式控制三电平变换器21的栅极脉冲信号GPC对三电平变换器21输出。通过该栅极脉冲信号GPC，对三电平变换器21具备的开关元件分别进行接通/断开控制。
可是，有时发生在P侧直流电压VDCP_F的充电电压的大小(绝对值)和N侧直流电压VDCN_F的充电电压的大小(绝对值)间发生差别的不均衡状态。实施方式的变换器控制部100为了消除上述的不均衡状态，控制三电平变换器21，以使上述各电压的大小(绝对值)的差变小。以下，将用来消除上述不均衡状态的控制称作不平衡抑制控制。如果发生上述的不均衡状态，则中性点的电位不成为三电平变换器21的正极端子P的电位与负极端子N的电位的中间的电位。即，上述的不均衡状态是P侧直流电压VDCP_F的充电电压与N侧直流电压VDCN_F的充电电压不同的状态。
例如，变换器控制部100当生成固定脉冲样式时，将该固定脉冲样式中包含的至少1个脉冲(以下表示为特定脉冲)决定为对象的脉冲，调整特定脉冲的脉冲宽度，生成栅极脉冲信号GPC。变换器控制部100控制特定脉冲的脉冲宽度。在实施方式中，特定脉冲例如是在固定脉冲样式的多个脉冲之中宽度最宽的(以下，将其称作最长脉冲宽度)脉冲。将控制该特定脉冲的脉冲宽度的对象的栅极脉冲信号在本实施方式中设为特定的栅极脉冲信号。该特定的栅极脉冲信号GPC例如由固定脉冲样式生成，在对于开关元件SW1至SW4的各自的栅极的栅极脉冲信号GPC之中，表示了向对电容器202P、202N的充电及放电的期间的长度进行控制的开关元件SW1及SW4各自的栅极供给的栅极脉冲信号GPC1、GPC2。此外，特定脉冲为在特定的栅极脉冲信号GPC1及GPC2的脉冲之中，作为将开关元件SW1、SW4分别设为接通状态的通电宽度为最大的脉冲的最大通电宽度的脉冲。例如，变换器控制部100在满足规定的条件的情况下，也可以进行控制以使特定脉冲的脉冲宽度变小，以使第1开关元件SW1的通电宽度或第4开关元件SW4的通电宽度减小。关于其详细的方法在后面叙述。
接着，说明三电平变换器21的结构。图2是表示在实施方式的三电平电力变换装置1中包含的三电平变换器21的1相的结构例的图。三电平变换器21按照变压器11的2次侧的每个相而具备支路(leg)600，从变换器控制部100将固定脉冲样式的栅极脉冲信号GPC对各个相的支路600供给。在图2中表示了三电平变换器21的1相的支路的结构例，但关于其他2相的支路600也具有与上述相的支路600同样的结构。
支路600例如具有第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4、第1至第4回流二极管DF1、DF2、DF3、DF4、第1及第2钳位二极管DC1、DC2。支路600具有被电连接在三电平变换器21的正极端子P上的正极电位部TP、被电连接在中性点端子C上的中性点电位部TC和被电连接在负极端子N上的负极电位部TN。
首先，对第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4进行说明。第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4分别例如是具有自灭弧能力的晶体管型的开关元件。在实施方式中，第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4分别是绝缘栅双极晶体管(IGBT：Insulated Gate BipolarTransistor)。对于第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4的各个栅极，从变换器控制部100供给上述的固定脉冲样式的栅极脉冲信号GPC。但是，第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4分别并不限定于上述例子。第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4只要是能够实现三电平变换器的开关元件，是怎样的元件都可以。
如图2所示，第1至第4开关元件SW1、SW2、SW3、SW4从正极电位部TP朝向负极电位部TN以该顺序相互被电气地串联连接。在实施方式中，第1开关元件SW1的集电极被电连接在正极电位部TP上。第2开关元件SW2的集电极被电连接在第1开关元件SW1的发射极上。第3开关元件SW3的集电极被电连接在第2开关元件SW2的发射极上。第4开关元件SW4的集电极被电连接在第3开关元件SW3的发射极上。第4开关元件SW4的发射极被电连接在负极电位部TN上。另外，中性点电位部TC位于正极电位部TP与负极电位部TN之间。
在实施方式中，对于三电平变换器21的交流端子T，供给变压器11的2次侧的某个相的交流电压。交流端子T被电连接在将第2开关元件SW2的发射极与第3开关元件SW3的集电极电连接的连接部CP3上。由此，第2开关元件SW2的发射极经由连接部CP3被电连接在交流端子T上。第3开关元件SW3的集电极经由连接部CP3被电连接在交流端子T上。
上述的第1开关元件SW1至第4开关元件SW4通过从变换器控制部100发送的栅极脉冲信号GPC被接通/断开控制。另外，第1开关元件SW1至第4开关元件SW4经由未图示的栅极驱动电路被驱动。
接着，第1至第4回流二极管DF1、DF2、DF3、DF4对进行说明。第1回流二极管DF1与第1开关元件SW1电气地反向并联地连接。第2回流二极管DF2与第2开关元件SW2电气地反向并联地连接。第3回流二极管DF3与第3开关元件SW3电气地反向并联地连接。第4回流二极管DF4与第4开关元件SW4电气地反向并联地连接。所述的“反向并联地连接”，是指开关元件与回流二极管被电气地并联地连接，并且在开关元件中电流向顺方向流动的方向和在回流二极管中电流向顺方向流动的方向相反朝向。
钳位二极管DC1及DC2被串联地连接，被夹在连接点CP1及连接点CP2之间。钳位二极管DC1及DC2的连接点CP4被电连接在中性点电位部TC上。钳位二极管DC1其阴极被电连接在连接点CP1上，阳极被电连接在连接点CP4上。钳位二极管DC2其阴极被电连接在连接点CP4上，阳极被电连接在连接点CP2上。
接着，参照图3，说明变换器控制部100的内部结构。图3是表示实施方式的变换器控制部100的结构例的图。
变换器控制部100至少具备交流电压相位检测器101、平均值运算电路102、差运算器103、DQ变换器104、逆变器Q轴电流生成部105、变换器相位控制部106、脉冲宽度修正控制部107、固定脉冲样式生成部108、D轴电流调整电压控制部109(指示部)及动作条件切换电路110(切换部)。
该变换器控制部100和逆变器控制部150分别至少一部分通过CPU(CentralProcessing Unit：中央处理单元)或GPU(Graphics Processing Unit：图形处理单元)等的硬件处理器执行保存在存储部中的程序(软件)来实现。例如，这些功能部中的一部分或全部也可以由LSI(Large Scale Integration：大规模集成电路)或FPGA(Field－Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、GPU等的硬件(包括电路部；circuitry)实现，也可以通过软件与硬件的协同来实现。
交流电压相位检测器101根据从电源电压检测器13供给的交流电压Vs，例如利用PLL(锁相环)检测交流电压Vs的相位。交流电压相位检测器101将与检测出的交流电压Vs同步的、即与三相交流电源10同步的基准相位θs对DQ变换器104及固定脉冲样式生成部108输出。
平均值运算电路102运算从直流电压计测器201P供给的P侧直流电压VDCP_F与从直流电压计测器201N供给的N侧直流电压VDCN_F的平均值。平均值运算电路102将通过运算求出的P侧直流电压VDCP_F和N侧直流电压VDCN_F的平均值作为直流电压反馈VDC_F，对变换器相位控制部106输出。
差运算器103将上述P侧直流电压VDCP_F与上述N侧直流电压VDCN_F比较，将从N侧直流电压VDCN_F减去P侧直流电压VDCP_F后的差值ΔVDiff3对脉冲宽度修正控制部107及D轴电流调整电压控制部109输出。该差值ΔVDiff3是“第1电容器的充电电压与第2电容器的充电电压的差”的一例。
DQ变换器104将由输入电流检测器12测量的变换器输入电流ICON_F(三相)基于上述基准相位θs，变换为在三电平变换器21的D－Q坐标平面中包含的Q轴及D轴的2轴的成分。该Q轴及D轴相互正交。DQ变换器104生成作为一方的Q轴的成分的变换器Q轴电流ICON_QF和作为另一方的D轴的成分的变换器D轴电流ICON_DF。进而，DQ变换器104将变换器Q轴电流ICON_QF向变换器相位控制部106及动作条件切换电路110输出，将变换器D轴电流ICON_DF向D轴电流调整电压控制部109输出。这里，如果适当地设定基准相位θs，则变换器Q轴电流ICON_QF对应于与三相交流电源10的电压同相成分、即从三相交流电源10来看的有功电流成分，变换器D轴电流ICON_DF对应于相位相对于三相交流电源10的电压的相位超前了90度的电流、即从三相交流电源10来看的无功电流成分。该变换器Q轴电流ICON_QF是三电平变换器21的输入的有功电流分。变换器Q轴电流ICON_QF如果忽视电路损失，则也可以等价地看作直流电流，或者也可以看作三电平逆变器22输出的有功电流成分。
逆变器Q轴电流生成部105将从输出电流检测器31供给的逆变器输出电流IINV_F(三相)基于从旋转角检测器32供给的转子旋转角θM，变换为相互正交的Q轴的成分及D轴的成分，至少生成作为Q轴的成分的逆变器Q轴电流IINV_QF。关于逆变器Q轴电流IINV_QF的意思在后面叙述。逆变器Q轴电流生成部105将所生成的逆变器Q轴电流IINV_QF向动作条件切换电路110输出。另外，该逆变器Q轴电流生成部105也可以作为逆变器控制部150的一部分包含，也可以将所生成的逆变器Q轴电流IINV_QF向变换器控制部100的动作条件切换电路110输出。
变换器相位控制部106基于预先设定的直流电压基准值CS_V_R、作为平均值运算电路102的输出的直流电压反馈VDC_F、作为DQ变换器104的输出的变换器Q轴电流ICON_QF和作为D轴电流调整电压控制部109的输出的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A(后述)，生成将三电平变换器21的输出电压的基本波相位即固定脉冲样式的相位相对于交流电压Vs的相位调整的相位指令α_R。变换器相位控制部106将所生成的相位指令α_R对固定脉冲样式生成部108供给。直流电压基准值CS_V_R是至少P侧直流电压VDCP_F和N侧直流电压VDCN_F的某个电压的控制目标值。另外，该直流电压基准值CS_V_R也可以是P侧直流电压VDCP_F和N侧直流电压VDCN_F的平均值的控制目标值。此外，直流电压基准值CS_V_R也可以是P侧直流电压VDCP_F与N侧直流电压VDCN_F的相加值的控制目标值。
这里，变换器相位控制部106如后述那样，求出相位控制指令α_R，以使直流电压基准值CS_V_R和直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A的相加值与直流电压反馈VDC_F的差变小。
脉冲宽度修正控制部107基于从差运算器103供给的差值ΔVDiff3、从D轴电流调整电压控制部109供给的控制信号S1(后述)和D轴电流基准切换信号(后述)，生成用来进行对三电平变换器21供给的固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度的调整的控制信息、即脉冲宽度修正值θx和脉冲宽度修正值θy。脉冲宽度修正控制部107将所生成的脉冲宽度修正值θx、脉冲宽度修正值θy分别对固定脉冲样式生成部108供给。即，脉冲宽度修正控制部107控制对于电容器202P和电容器202N的放电、充电，以使电容器202P的P侧直流电压VDCP_F与电容器202N的N侧直流电压VDCN_F的差值ΔVDiff3变小，进行中性点的不平衡抑制控制。因此，脉冲宽度修正控制部107调整固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度，以控制对于电容器202P、电容器202N各自的放电和充电的期间。
固定脉冲样式生成部108通过从交流电压相位检测器101供给的基准相位θs和从变换器相位控制部106供给的相位指令α_R，进行将固定脉冲样式的栅极脉冲信号GPC对三电平变换器21供给的相位的调整，将调整后的栅极脉冲信号GPC对三电平变换器21输出。该栅极脉冲信号GPC表示了将向三电平变换器21供给的各相的栅极脉冲信号GPC1至GPC4作为1相的3相的共计12个栅极脉冲信号GPC。该栅极脉冲信号GPC1至GPC4分别从固定脉冲样式生成部108经由栅极驱动电路对三电平变换器21的图2所示的支路600中的开关元件SW1、SW2、SW3、SW4各自的栅极供给。
此外，固定脉冲样式生成部108通过从脉冲宽度修正控制部107对输入端子Q1及输入端子Q2的各自供给的脉冲宽度修正值θx和脉冲宽度修正值θy，分别进行固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度的调整。
如后述那样，固定脉冲样式生成部108在对输入端子Q1及输入端子Q2分别供给脉冲宽度修正值θx及θy的情况下，生成将特定脉冲的脉冲宽度调整后的固定脉冲样式。即，固定脉冲样式生成部108在电容器202P的充电电压的大小比电容器202N的充电电压的大小大的情况下，为了进行不平衡抑制控制，生成进行抑制电容器202P的充电、抑制电容器202N的放电的控制的固定脉冲样式。固定脉冲样式生成部108在电容器202N的充电电压的大小比电容器202P的充电电压的大小大的情况下，为了进行不平衡抑制控制，生成进行抑制电容器202N的充电、抑制电容器202P的放电的控制的固定脉冲样式。另外，在对“电容器的充电电压的大小”进行比较的情况下，也可以将充电电压的绝对值进行比较。在以下的实施方式中，在将充电电压比较中，有时将绝对值较大者称作“电压较高”。另外，在此情况下，也不是将成对的电容器的绝对的电位比较。
即，固定脉冲样式生成部108在调整固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度时，进行在电容器202P和电容器202N中使规定充电电压的大小更小者(充电电压较低者)的电容器的放电时间的脉冲区域的宽度减小而使其比调整前的宽度短、使规定充电电压的大小更大者(充电电压较高者)的电容器的充电时间的脉冲区域的宽度减小而使其比调整前的宽度短的处理。
D轴电流调整电压控制部109基于作为差运算器103的输出的差值ΔVDiff3、作为DQ变换器104的输出的变换器D轴电流ICON_DF、作为动作条件切换电路110的输出的控制信号S5和D轴电流基准切换信号，生成直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A。D轴电流调整电压控制部109将所生成的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A对变换器相位控制部106供给。直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A，是对于变换器相位控制部106以使中性点控制所需要的规定的D轴电流(无功电流)强制性地对三电平变换器21流过的目的，用来将直流电压基准值CS_V_R的电压修正的电压值。进而，D轴电流调整电压控制部109将控制信号S1对脉冲宽度修正控制部107输出。
动作条件切换电路110作为表示是否基于变换器Q轴电流ICON_QF和逆变器Q轴电流IINV_QF的某个的电流值生成直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A的信号，基于动作切换信号对D轴电流调整电压控制部109设定控制信号S5。这里，动作切换信号是设定将D轴电流调整电压控制的处理通过变换器Q轴电流ICON_QF和逆变器Q轴电流IINV_QF的哪个进行的信号。根据系统，动作切换信号既可以在变换器控制部100内进行切换，也可以从外部切换，或者也可以固定为变换器Q轴电流ICON_QF和逆变器Q轴电流IINV_QF的某个。
接着，说明逆变器Q轴电流生成部105的结构。图4是表示实施方式的逆变器Q轴电流生成部105的结构例的图。在图4中，逆变器Q轴电流生成部105分别具备电气角变换部161及DQ变换器162。
电气角变换部161将作为从旋转角检测器32输入的三相交流马达500的转子的角度的转子旋转角θM变换为电气角θD(＝θM·P)，对DQ变换器162输出。这里，P是三相交流马达500的极对数。
DQ变换器162将由输出电流检测器31测量的逆变器输出电流IINV_F(三相)基于从电气角变换部161供给的电气角θD变换为相互正交的Q轴及D轴的2轴的成分。
例如，DQ变换器162生成作为Q轴的成分的逆变器Q轴电流IINV_QF和作为另一方的D轴的成分的逆变器D轴电流IINV_DF。这里，如果适当地设定电气角θD，则逆变器Q轴电流INV_QF与逆变器22输出的有功电流成分对应，逆变器D轴电流IINV_DF与无功电流成分对应。DQ变换器162将所生成的逆变器Q轴电流IINV_QF对动作条件切换电路110输出。
接着，说明变换器相位控制部106的结构。图5是表示实施方式的变换器相位控制部106的结构例的图。在图5中，变换器相位控制部106具备加法器111、差运算器112、电压控制器113、差运算器114及相位控制器115。
加法器111将被预先设定的直流电压基准值CS_V_R与从D轴电流调整电压控制部109供给的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A相加，将作为加法结果的修正后的直流电压基准值CS_V对差运算器112输出。
差运算器112将从加法器111供给的直流电压基准值CS_V与从平均值运算电路102供给的直流电压反馈VDC_F比较，生成从直流电压基准值CS_V减去直流电压反馈VDC_F后的差值ΔVDiff0，将所生成的差值ΔVDiff0向电压控制器113输出。
电压控制器113例如是PI(proportional integral：比例积分)控制器，将用来进行控制以使从差运算器112供给的差值ΔVDiff0接近于最小值(接近于“0”)的Q轴电流指令值IQ_R对差运算器114输出。
另外，使差值ΔVDiff0接近于最小值，与使直流电压反馈VDC_F接近于与其对应的控制目标值是等价的。该情况下的控制目标值例如是对直流电压基准值CS_V_R加上直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A后的直流电压基准值CS_V。
差运算器114将从电压控制器113供给的Q轴电流指令值IQ_R与DQ变换器104供给的变换器Q轴电流ICON_QF比较，从Q轴电流指令值IQ_R减去变换器Q轴电流ICON_QF而求出差值ΔVDiff2，将所求出的差值ΔVDiff2对相位控制器115输出。
相位控制器115例如是PI控制器，对固定脉冲样式生成部108输出用来控制固定脉冲样式的相位的相位指令α_R，所述固定脉冲样式用来进行控制以使从差运算器114供给的差值ΔVDiff2接近于最小值(接近于“0”)。
另外，在上述的实施方式中，对变换器控制部100通过由加法器111对直流电压基准值CS_V_R加上直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A而生成修正后的直流电压基准值CS_V的事例进行了说明。用来生成直流电压基准值CS_V的运算处理并不限制于此，也可以是不使用加法器111而生成直流电压基准值CS_V的处理。
例如，作为第1变形例的变换器控制部100也可以通过对直流电压基准值CS_V_R乘以与直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A对应的系数，将直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A修正而生成直流电压基准值CS_V。
例如，作为第2变形例的变换器控制部100也可以使用变换表提取直流电压基准值CS_V。例如，上述的变换表被形成为在轴上有直流电压基准值CS_V_R和直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A的二维表。在该变换表中，保存有与直流电压基准值CS_V_R和直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A的组合对应的直流电压基准值CS_V。
接着，说明脉冲宽度修正控制部107的结构。图6是表示实施方式的脉冲宽度修正控制部107的结构例的图。在图6中，脉冲宽度修正控制部107具备一阶滞后电路116、电压控制器117、－1乘法电路118、开关119及120、切换开关121及122、比较器123、与(AND)电路124、反转(NOT)电路125及与电路126。
一阶滞后电路116对于从差运算器103供给的差值ΔVDiff3的信号电平的变化产生一阶滞后，生成差值ΔVDiff1，对电压控制器117及比较器123输出。
电压控制器117例如是PI控制器，将用来进行使从一阶滞后电路116供给的差值ΔVDiff1接近于最小值的控制的脉冲宽度修正值CTROL对开关119的输入端子和－1乘法电路118输出。
－1乘法电路118对从电压控制器117供给的脉冲宽度修正值CTROL乘以“－1”，生成脉冲宽度修正值CTROL_NEG，将所生成的脉冲宽度修正值CTROL_NEG对开关120的输入端子输出。
开关119在输入端子上连接着电压控制器117的输出，在输出端子上连接着切换开关121的第1输入端子和切换开关122的第2输入端子，自身的控制端子从与电路124的输出端子供给控制信号S3。如果从与电路124向控制端子输入的控制信号S3成为“H”电平，则开关119将输入端子与输出端子电连接。由此，开关119将从电压控制器117供给的脉冲宽度修正值CTROL对切换开关121的第1输入端子和切换开关122的第2输入端子供给。
开关120在输入端子上连接着－1乘法电路118的输出，在输出端子上连接着切换开关122的第1输入端子和切换开关121的第2输入端子，从与电路126的输出端子向控制端子供给控制信号S4。如果从与电路126向控制端子输入的控制信号S4为“H”电平，则开关120将输入端子与输出端子电连接。由此，开关120将对于从－1乘法电路118供给的脉冲宽度修正值CTROL乘以“－1”后的脉冲宽度修正值CTROL_NEG对切换开关122的第1输入端子和切换开关121的第2输入端子供给。
切换开关121在第1输入端子上连接着开关119的输出端子，第2输入端子连接在开关120的输出端子上，在输出端子上连接着固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1，自身的控制端子被输入D轴电流基准切换信号。这里，D轴电流基准切换信号是切换将流到三电平变换器21中的作为无功电流的D轴电流设为正(+)的电流值(设为滞后功率因数)、还是设为负(－)的电流值(设为超前功率因数)的信号。根据系统，D轴电流基准切换信号既可以在变换器控制部100内进行切换，也可以从外部切换，或者也可以固定为滞后功率因数及超前功率因数的某个。
切换开关121在D轴电流基准切换信号表示选择滞后功率因数的情况下(例如在“H”(高)电平的情况下)，将第1输入端子与输出端子连接。切换开关121在D轴电流基准切换信号表示选择超前功率因数的情况下(例如，在“L”(低)电平的情况下)，将第2输入端子与输出端子连接。这样，切换开关121将被输入到第1输入端子和第2输入端子的某个中的信号作为脉冲宽度修正值θx输出。
切换开关122在第1输入端子上连接着开关120的输出端子，在第2输入端子上连接着开关119的输出端子，在输出端子上连接着固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2，自身的控制端子被输入D轴电流基准切换信号。切换开关122在D轴电流基准切换信号表示选择滞后功率因数的情况下，将第1输入端子与输出端子连接。切换开关122在D轴电流基准切换信号表示选择超前功率因数的情况下，将第2输入端子与输出端子连接。这样，切换开关122将输入到第1输入端子和第2输入端子的某个中的信号作为脉冲宽度修正值θy输出。
比较器123判定从一阶滞后电路116供给的差值ΔVDiff1是否是规定值、例如“0”以上，在差值ΔVDiff1超过了“0”的情况下，将控制信号S2设为“H”电平，在差值ΔVDiff1不到“0”的情况下，将控制信号S2设为“L”电平。比较器123将输出的控制信号S2对与电路124的第2输入端子及反转电路125的输入端子输出。
另外，在电容器202N的充电电压比电容器202P的充电电压高的情况下，差值ΔVDiff1超过0。在电容器202P的充电电压比电容器202N的充电电压高的情况下，差值ΔVDiff1小于0，比较器123判定差值ΔVDiff1的正负，将其判定结果2值化，向控制信号S2输出。
与电路124在第1输入端子被供给来自D轴电流调整电压控制部109的控制信号S1，在第2输入端子上连接着比较器123的输出端子，在输出端子上连接着开关119的控制端子。与电路124对开关119的控制端子输出控制信号S3。
反转电路125将输入的从比较器123输出的控制信号S2的信号电平反转，对与电路126的第1输入端子输出。
与电路126在第1输入端子上连接着反转电路125的输出端子，在第2输入端子被供给来自D轴电流调整电压控制部109的控制信号S1。与电路126的输出端子被连接在开关120的控制端子上，对于该控制端子输出控制信号S4。通过该结构，脉冲宽度修正控制部107构成为，开关119及120的输出不为负值。即，脉冲宽度修正控制部107构成为，输出不为负值。
通过上述的结构，将脉冲宽度修正控制部107的控制状态如下述这样进行情况划分。该情况划分根据控制信号S1、控制信号S2和D轴电流切换信号的各信号的逻辑状态的组合来识别。另外，控制信号S2的状态基于差值ΔVDiff1的值(正负)而决定。
脉冲宽度修正控制部107在电容器202N的充电电压比电容器202P的充电电压高、充电电压的差比决定不平衡抑制控制的需要与否的规定值大并且D轴电流切换信号流过滞后功率因数的无功电流的情况下，作为脉冲宽度修正值θx而将脉冲宽度修正值CTROL对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出。此时，脉冲宽度修正控制部107作为脉冲宽度修正值θy而将“0”对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。
脉冲宽度修正控制部107在电容器202P的充电电压比电容器202N的充电电压高、充电电压的差比决定不平衡抑制控制的需要与否的规定值大、并且D轴电流切换信号流过滞后功率因数的无功电流的情况下，作为脉冲宽度修正值θy而将脉冲宽度修正值CTROL_NEG对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。此时，脉冲宽度修正控制部107作为脉冲宽度修正值θx而将“0”对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出。
另一方面，脉冲宽度修正控制部107在电容器202N的充电电压比电容器202P的充电电压高、充电电压的差比决定不平衡抑制控制的需要与否的规定值大、并且D轴电流切换信号流过超前功率因数的无功电流的情况下，作为脉冲宽度修正值θy而将脉冲宽度修正值CTROL对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。此时，脉冲宽度修正控制部107作为脉冲宽度修正值θx而将“0”对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出。
脉冲宽度修正控制部107在电容器202P的充电电压比电容器202N的充电电压高、充电电压的差比决定不平衡抑制控制的需要与否的规定值大、并且D轴电流切换信号流过超前功率因数的无功电流的情况下，作为脉冲宽度修正值θx而将脉冲宽度修正值CTROL_NEG对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出。此时，脉冲宽度修正控制部107作为脉冲宽度修正值θy而将“0”对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。
接着，说明D轴电流调整电压控制部109的结构。图7是表示实施方式的D轴电流调整电压控制部109的结构例的图。在图7中，D轴电流调整电压控制部109具备绝对值电路130、比较器131、接通滞后电路132、比较器133、接通滞后电路134、锁存电路135、与电路136、D轴电流设定电路137至139、切换开关140、141、一阶滞后电路142、差运算器143及电压控制器144。
绝对值电路130运算从差运算器103供给的差值ΔVDiff3的绝对值，将差绝对值|ΔVDiff3|对比较器131、133输出。
比较器131将预先设定的阈值AAR_VDC_H与差绝对值|ΔVDiff3|比较，在差绝对值|ΔVDiff3|超过了阈值AAR_VDC_H的情况下，将“H”电平的信号DH对接通滞后电路132输出。这里，阈值AAR_VDC_H用直流电压基准值CS_V_R的规定的比例设定，例如是直流电压基准值CS_V_R的6％。这里，阈值AAR_VDC_H是用于满足开始不平衡抑制控制的条件的判定的阈值。
接通滞后电路132使从比较器131供给的信号DH的“L”电平向“H”电平的上升滞后规定的时间t1，对锁存电路135的置位端子S输出。另一方面，接通滞后电路132不使从“H”电平向“L”电平的下降滞后。
比较器133将预先设定的阈值AAR_VDC_L与来自绝对值电路130的差绝对值|ΔVDiff3|比较，在差绝对值|ΔVDiff3|小于阈值AAR_VDC_L的情况下，将信号DL设为“H”电平，对接通滞后电路134输出。这里，阈值AAR_VDC_L是用于满足将不平衡抑制控制停止的条件的判定的阈值。阈值AAR_VDC_L是小于阈值AAR_VDC_H的数值，用直流电压基准值CS_V_R的规定的比例设定，例如是直流电压基准值CS_V_R的3％。另外，并不限制将阈值AAR_VDC_H和阈值AAR_VDC_L设为相同的值。
接通滞后电路134使从比较器133供给的信号DL的从“L”电平向“H”电平的上升滞后规定的时间t2，对锁存电路135的复位端子R输出。另一方面，接通滞后电路134不使从“H”电平向“L”电平的下降滞后。时间t2例如也可以设定为比时间t1长。即，也可以相对于从差绝对值|ΔVDiff3|成为阈值AAR_VDC_H以上到开始使差绝对值|ΔVDiff3|减小的控制的时间，将从差绝对值|ΔVDiff3|成为小于阈值AAR_VDC_L到将减小差绝对值|ΔVDiff3|的控制停止的时间设定为较长。
锁存电路135的输出向与电路136的第1输入端子输出。这里，比较器133、接通滞后电路134及锁存电路135通过使从比较器131供给的信号DH和从比较器133供给的信号DL滞后，使差绝对值|ΔVDiff3|的判定滞后，抑制以较短的间隔反复进行锁存电路135改变保持状态的动作，使D轴电流的电流值的设定的控制稳定化。
这里，锁存电路135在需要进行不平衡抑制控制的情况下，从接通滞后电路132的输出端子向置位端子S供给“H”电平的信号，从输出端子输出“H”电平的信号。锁存电路135在不需要进行不平衡抑制控制的情况下，从接通滞后电路134的输出端子向复位端子R供给“H”电平的信号，从输出端子输出“L”电平的信号。
与电路136在第1输入端子上连接着锁存电路135的输出端子Q，第2输入端子被供给来自动作条件切换电路110(图3)的输出端子的控制信号S5。与电路136是2输入的逻辑与电路。与电路136的输出端子被连接在切换开关141的控制端子及脉冲宽度修正控制部107上。例如，控制信号S5在变换器Q轴电流ICON_QF或逆变器Q轴电流IINC_QF小于规定值的情况下以“H”电平从动作条件切换电路110供给。
D轴电流设定电路137作为D轴电流的电流值而被设定了预先决定的规定值、例如“0”，将该设定电流值“0”向切换开关141的第1输入端子输出。D轴电流设定电路137在由切换开关141选择了上述规定值“0”的情况下，将D轴电流的设定值设为“0”。即，选择规定值“0”，意味着将三电平变换器21运转以接近于功率因数“1”。
D轴电流设定电路138作为D轴电流的电流值而被设定了预先决定的规定值、例如“+10％”，例如将D轴电流的额定电流的+10％的设定电流值对切换开关140的第1输入端子输出。上述规定值“+10％”意味着，在选择了该数值的情况下，将三电平变换器21运转，以使滞后的无功电流相对于额定电流接近于“10％”。
D轴电流设定电路139作为D轴电流的电流值而被设定了预先决定的规定值、例如“－10％”，例如将D轴电流的额定电流的－10％的设定电流值对切换开关140的第2输入端子输出。上述规定值“－10％”意味着，在选择了该数值的情况下，将三电平变换器21运转，以使超前的无功电流相对于额定电流接近于“10％”。
切换开关140在第1输入端子上连接着D轴电流设定电路138的输出端子，在第2端子上连接着D轴电流设定电路139的输出端子，控制端子被输入D轴电流基准信号切换信号，输出端子被连接在切换开关141的第2输入端子上。切换开关140在D轴电流基准切换信号表示选择滞后功率因数的情况下，将第1输入端子与输出端子连接，对于切换开关141的第2输入端子输出来自D轴电流设定电路138的D轴电流的额定电流的+10％的设定电流值。另一方面，切换开关140在D轴电流基准切换信号表示选择超前功率因数的情况下，将第2输入端子与输出端子连接，对于切换开关141的第2输入端子，输出来自D轴电流设定电路139的D轴电流的额定电流的－10％的设定电流值。
这些D轴电流设定电路138及139各自设定的电流值只要能够进行不平衡抑制控制，也可以是三相交流电源10容许的范围的某个电流值。
切换开关141在第1输入端子上连接着D轴电流设定电路137的输出端子，在第2输入端子上连接着切换开关140的输出端子，控制端子被连接在与电路136的输出端子上。切换开关141在控制端子被从与电路136输入了“L”电平的情况下，将第1输入端子与输出端子连接。另一方面，切换开关141在控制端子从与电路136输入了“H”电平的控制信号S1的情况下，将第2输入端子与输出端子连接。
一阶滞后电路142对于从切换开关141供给的输入信号，生成一阶滞后的设定电流值ID_SV，向差运算器143输出。该一阶滞后的时间常数为了抑制导致因设定值的急变造成的瞬态的响应，设为与由相位指令α_R进行的电压控制的时间常数等同或其以下。由此，能够防止因不平衡抑制控制的开始、停止造成的D轴电流设定值的急变，使三电平变换器21稳定地动作。另外，一阶滞后电路142也可以做成限制其输出的变化率的速率限制电路。
差运算器143将被从DQ变换器104供给的变换器D轴电流ICON_DF与从一阶滞后电路142供给的设定电流值ID_SV相减，生成差值ΔIDiff1，将所生成的差值ΔIDiff1对电压控制器144输出。该设定电流值ID_SV相当于在一阶滞后电路142中生成的、流到三电平变换器21中的作为无功电流的D轴电流设定值。
电压控制器144例如是PI控制器，生成用来进行控制以使从差运算器143供给的差值接近于最小值的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A，将所生成的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A对变换器相位控制部106输出。
为了进行不平衡抑制控制，三电平变换器21需要流过规定的交流输入电流。
变换器Q轴电流ICON_QF是三电平变换器21的交流输入电流的有功电流成分，电流值基本上由三相交流马达500的状态和三电平电力变换装置1的损失决定。因此，为了使规定的交流电流流到三电平变换器21中，需要进行控制以使作为无功电流成分的变换器Q轴电流ICON_DF增加。仅通过对于三电平变换器21的用于固定脉冲样式的相位调整的相位指令α_R的调整来使变换器Q轴电流ICON_DF增加的控制是较困难的。
所以，D轴电流调整电压控制部109判断为了开始不平衡抑制控制所需要的条件，在开始不平衡抑制控制的条件成立的情况下，将控制信号S1作为“H”电平输出。进而，D轴电流调整电压控制部109生成直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A以使变换器Q轴电流ICON_DF与在D轴电流设定电路138或D轴电流设定电路139中作为D轴电流的电流值被预先决定的规定值的差变小，并向变换器相位控制部106输出。
由此，三电平变换器21的电容器201P及电容器201N的充电电压与直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A对应，相对于不实施不平衡抑制控制的情况变化。因而，三电平变换器21的交流电压的振幅也相对于不实施不平衡抑制控制的情况变化，由此成为在三电平变换器21的交流输入电流中包含预先设定的无功电力成分。
另外，三电平变换器21在实施不平衡抑制控制的情况下，由于变换器Q轴电流ICON_DF的值较小，所以成为在零功率因数附近动作。
另外，D轴电流调整电压控制部109在需要不平衡抑制控制的条件不成立的情况下，将直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A的输出设为零。
接着，说明动作条件切换电路110的结构。图8是表示实施方式的动作条件切换电路110的结构例的图。在图8中，动作条件切换电路110具备绝对值电路151、比较器152、绝对值电路153、比较器154及切换开关155。
绝对值电路151作为来自DQ变换器104的变换器Q轴电流ICON_QF的绝对值而运算电流绝对值ICON_QF_ABS，将运算结果的电流绝对值ICON_QF_ABS对比较器152输出。
比较器152将从绝对值电路151供给的电流绝对值ICON_QF_ABS与预先设定的规定的第1Q轴电流值比较，在电流绝对值ICON_QF_ABS小于规定的第1Q轴电流值的情况下，将“H”电平的控制信号S5_1向切换开关155的第1输入端子输出。所述的规定的第1Q轴电流值，是作为在不平衡抑制控制中是否进行D轴电流的设定的阈值的电流值。
绝对值电路153作为来自DQ变换器105的逆变器Q轴电流IINV_QF的绝对值而运算电流绝对值IINV_QF_ABS，将运算结果的电流绝对值IINV_QF_ABS对比较器154输出。
比较器154将从绝对值电路153供给的电流绝对值IINV_QF_ABS与预先设定的规定的第2Q轴电流值比较，在电流绝对值ICON_QF_ABS小于规定的第2Q轴电流值的情况下，将“H”电平的控制信号S5_2向切换开关155的第2输入端子输出。所述的规定的第2Q轴电流值，是作为在不平衡抑制控制中是否进行D轴电流的设定的阈值的电流值。
切换开关155在第1输入端子上连接着比较器152的输出，在第2输入端子上连接着比较器154的输出，控制端子被供给动作切换信号。切换开关155在输出端子上连接着D轴电流调整电压控制部109内的与电路136的第2输入端子。切换开关155在被供给到控制端子的动作切换信号例如是“H”电平的情况下将第1输入端子与输出端子连接，在“L”电平的情况下将第2输入端子与输出端子连接。
这里，动作切换信号是“H”电平时，表示在电流绝对值ICON_QF_ABS小于预先设定的规定的第1Q轴电流的情况下使固定脉冲样式的相位变化，进行固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度的调整，进行中性点的电压的不平衡抑制控制。另一方面，动作切换信号是“L”电平时，表示在电流绝对值IINV_QF_ABS小于预先设定的规定的第2Q轴电流值的情况下使固定脉冲样式的相位变化，进行固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度的调整，进行中性点的电压的不平衡抑制控制。
例如，动作切换信号也可以是根据下述的条件的至少某个而变化的信号。
·是否至少从1个三电平逆变器22输出的输出电流的有功电流或其有功电流的最大值是阈值以上。
·是否从多个三电平逆变器22输出的输出电流的有功电流的合计、其输出电流的有功电流的平均值和各自的输出电流的有功电流的最大值中的至少某个是阈值以上。
·是否三电平变换器21输出的关于直流电流的电流值的值和被输入到三电平变换器21中的关于输入电流的有功电流的值中的至少某个是阈值以上。
例如，对于上述的各情况下，在该情况下的各值是阈值以上的情况下，动作条件切换电路110进行控制，以不实施由三电平逆变器22进行的不平衡抑制控制。
动作条件切换电路110通过基于上述的动作切换信号切换控制信号S5的状态，将由动作切换信号设定的控制指令作为控制信号S5输出。
与此对应，例如D轴电流调整电压控制部109选择三电平变换器21的无功电流的滞后或超前的某个相位。D轴电流调整电压控制部109接受控制信号S5，基于控制信号S5决定使在上述中选择的相位的无功电流流到三电平变换器21中，将作为其控制指示的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A向变换器相位控制部106发送。变换器相位控制部106对控制固定脉冲样式的相位的相位指令α_R进行控制。该相位指令α_R被用于固定脉冲样式生成部108的运算处理。
接着，说明固定脉冲样式生成部108的结构。图9是表示对于实施方式的三电平变换器的第1相的固定脉冲样式生成部的结构例的图。在图9中，固定脉冲样式生成部108具备加法器200～204、减法器205～209、加法器210～214、加减法器215、加法器216～218、定时脉冲信号生成电路221～236、或(OR)电路240～243、锁存电路251～254。相位指令α_R从变换器相位控制部106供给。脉冲宽度修正值θx及θy从脉冲宽度修正控制部107供给。相位θa、θb、θc、θd分别与后述的图11所示的固定脉冲样式的各脉冲的上升及下降的位置对应。相位θa、θb、θc、θd各自的数据，是决定固定脉冲样式的各脉冲的上升及下降的位置的数据。相位π的数据是表示180度的数据。
固定脉冲样式生成部108实施将这些数据用于参数的运算处理。另外，这些参数既可以作为固定值预先被设定在固定脉冲样式生成部108内部，也可以从外部供给。另外，在三电平变换器中，在向交流侧输出零(中性点)电平的电压的情况下，有时进行将图2所示的开关元件SW2和开关元件SW3的两者接通的操作，但在本实施方式中为了说明的简单化，假设将1方的开关元件接通而进行说明。
加法器200将相位指令α_R与相位π相加，将加法结果作为相位θ0，对减法器205、207、208、加法器214输出。
加法器201将相位θa与相位指令α_R相加，将加法结果作为相位θp2，对减法器209、加法器212及定时脉冲信号生成电路222输出。
加法器202将相位θb与相位指令α_R相加，将加法结果作为相位θp3，对定时脉冲信号生成电路223、加法器213输出。
加法器203将相位θc与相位指令α_R相加，将加法结果作为相位θp4，对加法器204输出。
加法器204将来自加法器203的相位θ4与脉冲宽度修正值θx相加，将加法结果作为相位θp5，对定时脉冲信号生成电路224输出。
减法器205从相位θ0减去相位θc，将减法结果作为相位θ7，对减法器206及加减法器215输出。
减法器206从相位θ7减去脉冲宽度修正值θy，将减法结果作为相位θp6，对定时脉冲信号生成电路225输出。
减法器207从相位θ0减去相位θb，将减法结果作为相位θp8，对定时脉冲信号生成电路226、加法器216输出。
减法器208从相位θ0减去相位θa，将减法结果作为相位θp9，对定时脉冲信号生成电路227、加法器210、217输出。
减法器209从相位θp2减去相位θd，将减法结果作为相位θp1，对定时脉冲信号生成电路221和加法器211输出。
加法器210将相位θp9与相位θd相加，将加法结果作为相位θp10，对定时脉冲信号生成电路228、加法器218输出。
加法器211将相位θp1与相位π相加，将加法结果作为相位θp11，对定时脉冲信号生成电路229输出。
加法器212将相位θp2与相位π相加，将加法结果作为相位θp12，对定时脉冲信号生成电路230输出。
加法器213将相位θp3与相位π相加，将加法结果作为相位θp13，对定时脉冲信号生成电路231输出。
加法器214将相位θ0、相位θc与脉冲宽度修正值θy相加，将加法结果作为相位θp15，对定时脉冲信号生成电路232输出。
加减法器215将相位θ7与相位π相加，从加法结果减去脉冲宽度修正值θx，将减法结果作为θp16，对定时脉冲信号生成电路233输出。
加法器216将相位θp8与相位π相加，将加法结果作为相位θp18，对定时脉冲信号生成电路234输出。
加法器217将相位θp9与相位π相加，将加法结果作为相位θp19，对定时脉冲信号生成电路235输出。
加法器218将相位θp10与相位π相加，将加法结果作为相位θp20，对定时脉冲信号生成电路236输出。这里，基准相位θs在从0到小于2π的范围中周期性地变化。此外，相位θa、相位θb、相位θc、相位θd在从0到小于π/2的范围中设定。
定时脉冲信号生成电路221根据被输入的相位θp1和基准相位θs生成定时脉冲信号P1，将所生成的定时脉冲信号P1对锁存电路253的R(复位)端子输出。
定时脉冲信号生成电路222根据被输入的相位θp2和基准相位θs生成定时脉冲信号P2，将所生成的定时脉冲信号P2对OR(或)电路240的第一输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路223根据被输入的相位θp3和基准相位θs生成定时脉冲信号P3，将所生成的定时脉冲信号P3对OR电路241的第一输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路224根据被输入的相位θp5和基准相位θs生成定时脉冲信号P5，将所生成的定时脉冲信号P5对OR电路240的第二输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路225根据被输入的相位θp6和基准相位θs生成定时脉冲信号P6，将所生成的定时脉冲信号P6对OR电路241的第二输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路226根据被输入的相位θp8和基准相位θs生成定时脉冲信号P8，将所生成的定时脉冲信号P8对OR电路240的第三输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路227根据被输入的相位θp9和基准相位θs生成定时脉冲信号P9，将所生成的定时脉冲信号P9对OR电路241的第三输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路228根据被输入的相位θp10和基准相位θs生成定时脉冲信号P10，将所生成的定时脉冲信号P10对锁存电路253的S(置位)端子输出。
定时脉冲信号生成电路229根据被输入的相位θp11和基准相位θs生成定时脉冲信号P11，将所生成的定时脉冲信号P11对锁存电路252的R(复位)端子输出。
定时脉冲信号生成电路230根据被输入的相位θp12和基准相位θs生成定时脉冲信号P12，将所生成的定时脉冲信号P12对OR电路242的第一输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路231根据被输入的相位θp13和基准相位θs生成定时脉冲信号P13，将所生成的定时脉冲信号P13对OR电路243的第一输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路232根据被输入的相位θp15和基准相位θs生成定时脉冲信号P15，将所生成的定时脉冲信号P15对OR电路242的第二输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路233根据被输入的相位θp16和基准相位θs生成定时脉冲信号P16，将所生成的定时脉冲信号P16对OR电路243的第二输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路234根据被输入的相位θp18和基准相位θs生成定时脉冲信号P18，将所生成的定时脉冲信号P18对OR电路242的第三输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路235根据被输入的相位θp19和基准相位θs生成定时脉冲信号P19，将所生成的定时脉冲信号P19对OR电路243的第三输入端子输出。
定时脉冲信号生成电路236根据被输入的相位θp20和基准相位θs生成定时脉冲信号P20，将所生成的定时脉冲信号P20对锁存电路252的S(置位)端子输出。
OR电路240～243分别取对于被输入的定时脉冲信号的各自的逻辑或。
OR电路240根据被输入的定时脉冲信号P2、P5及P8分别生成定时脉冲信号P101，将所生成的定时脉冲信号P101对锁存电路251的S(置位)端子输出。
OR电路241根据被输入的定时脉冲信号P3、P6及P9分别生成定时脉冲信号P102，将所生成的定时脉冲信号P102对锁存电路251的R(复位)端子输出。
OR电路242根据被输入的定时脉冲信号P12、P15及P18分别生成定时脉冲信号P201，将所生成的定时脉冲信号P201对锁存电路254的S(置位)端子输出。
OR电路243根据被输入的定时脉冲信号P13、P16及P19分别生成定时脉冲信号P202，将所生成的定时脉冲信号P202对锁存电路254的R(复位)端子输出。
锁存电路251如果被输入到S(置位)端子中的定时脉冲信号P101成为“H”电平，则将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GGPC1设为“H”电平，将其保持。另一方面，锁存电路251如果被输入到R(复位)端子中的定时脉冲信号P102成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC1设为“L”电平，将其保持。
锁存电路252如果被输入到S(置位)端子中的定时脉冲信号P20成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC2设为“H”电平，将其保持。另一方面，锁存电路252如果被输入到R(复位)端子中的定时脉冲信号P11成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC2设为“L”电平，将其保持。
锁存电路253如果被输入到S(置位)端子中的定时脉冲信号P10成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC3设为“H”电平，将其保持。另一方面，锁存电路253如果被输入到R(复位)端子中的定时脉冲信号P1成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC3设为“L”电平，将其保持。
锁存电路254如果被输入到S(置位)端子中的定时脉冲信号P201成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC4设为“H”电平，将其保持。另一方面，锁存电路254如果被输入到R(复位)端子中的定时脉冲信号P202成为“H”电平，将被从输出端子Q输出的栅极脉冲信号GPC4设为“L”电平，将其保持。
如上述那样，锁存电路251将栅极脉冲信号GPC1向驱动三电平变换器21的第1相的第1开关元件SW1的未图示的栅极驱动电路输出。
锁存电路252将栅极脉冲信号GPC2向驱动三电平变换器21的第1相的第2开关元件SW2的未图示的栅极驱动电路输出。
锁存电路253将栅极脉冲信号GPC3向驱动三电平变换器21的第1相的第3开关元件SW3的未图示的栅极驱动电路输出。
锁存电路254将栅极脉冲信号GPC4向驱动三电平变换器21的第1相的第4开关元件SW4的未图示的栅极驱动电路输出。
上述的图9表示实施方式的生成对于三电平变换器21的第1相的栅极脉冲信号GPC1～GPC4的固定脉冲样式生成部108的结构例。虽然在图9中没有图示，但在固定脉冲样式生成部108中也具备生成对于相对于三电平变换器21的第1相相位偏移了120°的第2相、相位偏移了240°的第3相的各自的栅极脉冲信号GPC1～GPC4的结构。对于上述第2相生成栅极脉冲信号的结构，通过被供给对供给的相位指令α_R加上相位2π/3后的相位指令α_R+2π/3，生成对于第2相的栅极脉冲信号GPC1～GPC4。对于上述第3相生成栅极脉冲信号的结构，通过被供给对供给的相位指令α_R加上相位4π/3后的相位指令α_R+4π/3，生成对于第3相的栅极脉冲信号GPC1～GPC4。
接着，说明定时脉冲信号生成电路221～236的结构。图10是表示实施方式的定时脉冲信号生成电路220的结构例的图。图10的定时脉冲信号生成电路220是说明定时脉冲信号生成电路221～236的结构例的代表电路。在图10中，定时脉冲信号生成电路220具备角度归一化电路300、比较器310、单触发脉冲电路311。这里，相位θpn在定时脉冲信号生成电路221的情况下是从减法器209供给的相位θp1，在定时脉冲信号生成电路222的情况下是从加法器201供给的相位θp2，在定时脉冲信号生成电路223的情况下是从加法器202供给的相位θp3，在定时脉冲信号生成电路224的情况下是从加法器204供给的相位θp5，在定时脉冲信号生成电路225的情况下是从减法器206供给的相位θp6，在定时脉冲信号生成电路226的情况下是从减法器207供给的相位θp8，在定时脉冲信号生成电路227的情况下是从减法器208供给的相位θp9，在定时脉冲信号生成电路228的情况下是从加法器210供给的相位θp10。相位θpn在定时脉冲信号生成电路229的情况下是从加法器211供给的相位θp11，在定时脉冲信号生成电路230的情况下是从加法器212供给的相位θp12，在定时脉冲信号生成电路231的情况下是从加法器213供给的相位θp13，在定时脉冲信号生成电路232的情况下是从加法器214供给的相位θp15，在定时脉冲信号生成电路233的情况下是从加减法器215供给的相位θp16，在定时脉冲信号生成电路234的情况下是从加法器216供给的相位θp18，在定时脉冲信号生成电路235的情况下是从加法器217供给的相位θp19，在定时脉冲信号生成电路236的情况下是从加法器218供给的相位θp20。
此外，相位θn表示被从定时脉冲信号生成电路221～236分别供给的θp1～θp20的各自被归一化后的相位θ1～θ20。
定时脉冲信号Pn在定时脉冲信号生成电路221的情况下是被向锁存电路253的R(复位)端子输出的定时脉冲信号P1，在定时脉冲信号生成电路222的情况下是向OR电路240的第一输入端子输出的定时脉冲信号P2，在定时脉冲信号生成电路223的情况下是向OR电路241的第一输入端子输出的定时脉冲信号P3，在定时脉冲信号生成电路224的情况下是向OR电路240的第二输入端子输出的定时脉冲信号P5，在定时脉冲信号生成电路225的情况下是向OR电路241的第二输入端子输出的定时脉冲信号P6，在定时脉冲信号生成电路226的情况下是向OR电路240的第三输入端子输出的定时脉冲信号P8，在定时脉冲信号生成电路227的情况下是向OR电路241的第三输入端子输出的定时脉冲信号P9，在定时脉冲信号生成电路228的情况下是向锁存电路253的S(置位)端子输出的定时脉冲信号P10。定时脉冲信号Pn在定时脉冲信号生成电路229的情况下是向锁存电路252的R(复位)端子输出的定时脉冲信号P11，在定时脉冲信号生成电路230的情况下是向OR电路242的第一输入端子输出的定时脉冲信号P12，在定时脉冲信号生成电路231的情况下是向OR电路243的第一输入端子输出的定时脉冲信号P13，在定时脉冲信号生成电路232的情况下是向OR电路242的第二输入端子输出的定时脉冲信号P15，在定时脉冲信号生成电路233的情况下是向OR电路243的第二输入端子输出的定时脉冲信号P16，在定时脉冲信号生成电路234的情况下是向OR电路242的第三输入端子输出的定时脉冲信号P18，在定时脉冲信号生成电路235的情况下是向OR电路243的第三输入端子输出的定时脉冲信号P19，在定时脉冲信号生成电路236的情况下是向锁存电路252的S(置位)端子输出的定时脉冲信号P20。
角度归一化电路300进行将相位θpn设为包含在0以上且小于2π的范围中的相位的值的归一化处理，作为归一化的结果将相位θn对比较器310输出。
比较器310以来自角度归一化电路300的相位θn和基准相位θs为输入，在相位θn是基准相位θs以下的情况下，将“H”电平的信号对单触发脉冲电路311输出。比较器310在相位θn超过基准相位θs的情况下，将“L”电平的信号对单触发脉冲电路311输出。
单触发脉冲电路311在来自比较器310的信号为“H”电平的情况下，生成规定的宽度的单触发脉冲，将所生成的单触发脉冲作为定时脉冲信号Pn输出。单触发脉冲电路311的单触发信号的脉冲宽度具有为了将图9所示的锁存电路251～254置位或复位所需要的信号宽度。
接着，角度归一化电路300具备比较器301、比较器302、相位设定电路303、开关304、305、加减法器306。
比较器301在被供给的θpn是负值的情况下，向开关304的控制端子输出“H”电平的控制信号S101。另一方面，比较器301在被供给的θpn是相位“0”以上的情况下，向开关304的控制端子输出“L”电平的控制信号S101。
比较器302在被供给的θpn是相位“2π”以上的情况下，向开关305的控制端子输出“H”电平的控制信号S102。比较器302在被供给的θpn小于相位“2π”的情况下，向开关305的控制端子输出“L”电平的控制信号S102。
相位设定电路303对于开关304及305的各个输入端子，分别输出预先设定的相位“2π”。
如果来自与控制端子连接的比较器301的控制信号S101成为“H”电平，则开关304将输入端子与输出端子连接，将来自相位设定电路303的相位“2π”对加减法器306输出。另一方面，在来自与控制端子连接的比较器301的控制信号S101是“L”电平的情况下，开关304将相位“0”对加减法器306输出。
如果来自与控制端子连接的比较器302的控制信号S102成为“H”电平，则开关305将输入端子与输出端子连接，将来自相位设定电路303的相位“2π”对加减法器306输出。另一方面，在来自与控制端子连接的比较器302的控制信号S102是“L”电平的情况下，开关305将相位“0”对加减法器306输出。
加减法器306对于相位θpn加上从开关304输出的相位，并且减去从开关305输出的相位，将运算结果作为θn向比较器310输出。
接着，使用图3、图9、图10及图11对固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度的调整进行说明。这里，图11是用来说明进行向实施方式的三电平变换器21供给的栅极脉冲信号的相位及特定脉冲的脉冲宽度的调整的控制的图。在图11中，说明相对于基准相位θs滞后相位指令α_R的量而进行三电平变换器21的不平衡抑制控制的情况。图11中的(a)～(f)的表示各波形的曲线图的横轴表示交流的基本频率的约一周期量的范围，该横轴的单位是相位(或时间)。在图11中的(c)～(f)中，θD是将死区时间(dead time)tD换算为相位后的数值。该死区时间tD表示用来在接通状态的开关元件成为断开状态之前不使其他开关元件成为接通状态、以免三电平变换器21的第1开关元件SW1至第4开关元件SW4的全部同时成为接通状态的时间。
图11中的(a)表示从变压器11对支路600供给的交流电压Vs的第1相的基本波的波形。图11中的(a)所示的曲线图的纵轴是电压值。
图11中的(a)所示的波形是归一化的波形。
图11中的(b)表示三电平变换器21输出的交流电压Vc的第1相的基本波的波形。例如，图11中的(b)所示的交流电压Vc的波形其固定脉冲样式的相位被调整为流过规定的D轴电流的相位，三电平变换器21的基本波Vc的相位相对于交流电压Vs滞后。本实施方式的三电平变换器21在不平衡抑制控制起作用的情况下，强制性地使无功电流流到三电平变换器21中。
在三电平变换器21的工作状态中，包括由不实施不平衡抑制控制的通常动作进行的工作、和实施不平衡抑制控制的工作。对三电平变换器21以通常动作工作的情况进行说明。在此情况下，取得了电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压的平衡。在上述的情况中，包括电容器202N的充电电压和电容器202P的充电电压是以不需要不平衡抑制控制之程度接近的等同的电压的情况。在上述的情况下，电容器202N及电容器202P各自的充电电压的差绝对值|ΔVDiff3|小于阈值AAR_VDC_H。此时，D轴电流调整电压控制部109与表示动作条件切换电路110的判定结果的控制信号S5的信号电平无关而将直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A设为“0”，以强制性地使无功电流流过，对变换器相位控制部106输出。
由此，变换器相位控制部106对于固定脉冲样式生成部108，输出直流电压反馈VDC_F与预先设定的直流电压基准值CS_V_R的差变小那样的相位指令α_R。
D轴电流调整电压控制部109由于差绝对值|ΔVDiff3|以阈值AAR_VDC_H以下被供给，所以将控制信号S1设为“L”电平，对脉冲宽度修正控制部107输出。
因此，脉冲宽度修正控制部107将脉冲宽度修正值θx或θy分别设为“0”，对固定脉冲样式生成部108输出。
固定脉冲样式生成部108由于脉冲宽度修正值θx或θy分别以“0”被供给，所以基于规定固定脉冲样式的变化点的位置的相位θa、θb、θc、θd及π各自的数据，分别生成具有预先设定的脉冲宽度的特定脉冲PL1及PL2的栅极脉冲信号G1及G2。即，固定脉冲样式生成部108以不将图11中的(c)及(f)的各个栅极脉冲信号G1、G4各自的特定脉冲PL1、PL2的脉冲宽度用脉冲宽度修正值θx或θy分别修正的预先设定的固定脉冲样式的脉冲宽度，对三电平变换器21输出。上述不被修正的状态的特定脉冲PL1及PL2的脉冲宽度，是在图11中的(c)及(f)中用虚线表示的脉冲宽度。
首先，图11中的(c)表示对支路600的第1开关元件SW1的栅极赋予的栅极脉冲信号G1，其纵轴是电压。图11中的(c)的栅极脉冲信号G1在固定脉冲样式生成部108中被生成为以下这样的样式，被向第1开关元件SW1的栅极供给。即，栅极脉冲信号G1通过固定脉冲样式生成部108，作为通过与相位θ2对应的定时脉冲信号P2而上升、通过与相位θ3对应的定时脉冲信号P3而下降、通过与相位θ4对应的定时脉冲信号P4而上升、通过与相位θ7对应的定时脉冲信号P7而下降、通过与相位θ8对应的定时脉冲信号P8而上升、通过与相位θ9对应的定时脉冲信号P9而下降的脉冲列而被生成。
这里，固定脉冲样式生成部108将相位θ2、θ3、θ4、θ7、θ8及θ9分别与基准相位θs比较，分别生成定时脉冲信号P2、P3、P5、P6、P8、P9。定时脉冲信号P5由于脉冲宽度修正值θx是“0”，所以通过相位θ4与基准相位θs的比较而生成。定时脉冲信号P6由于脉冲宽度修正值θy是“0”，所以通过相位θ7与基准相位θs的比较而生成。固定脉冲样式生成部108通过将定时脉冲信号P2、P5及P8分别向锁存电路251的置位端子S供给，将定时脉冲信号P3、P6及P9分别向锁存电路251的复位端子R供给，生成栅极脉冲信号G1。
这里，通过定时脉冲信号Pn而上升，是指与定时脉冲信号Pn从“L”电平向“H”电平变化的定时同步而上升。通过定时脉冲信号Pm而下降，是指与定时脉冲信号Pm从“L”电平向“H”电平变化的定时同步而下降。由以下的各定时脉冲信号带来的栅极脉冲信号各自的上升及下降的说明也是同样的。
图11中的(d)表示对支路600的第2开关元件SW2的栅极赋予的栅极脉冲信号G2，其纵轴是电压。在图11中的(d)中，栅极脉冲信号G2在固定脉冲样式生成部108中，通过与计算相位θ1至相位θ20的周期的紧接着之前的周期的相位θ20对应的定时脉冲信号P20而上升，通过与相位θ11对应的定时脉冲信号P11而下降。这里，固定脉冲样式生成部108将相位θ20及θ11分别与基准相位θs比较，分别生成定时脉冲信号P20、P11。固定脉冲样式生成部108通过将定时脉冲信号P20向锁存电路252的置位端子S供给，将定时脉冲信号P11向锁存电路252的复位端子R供给，生成栅极脉冲信号G2。
图11中的(e)表示对支路600的第3开关元件SW3的栅极赋予的栅极脉冲信号G3，其纵轴是电压。在图11中的(e)中，栅极脉冲信号G3在固定脉冲样式生成部108中，通过与相位θ10对应的定时脉冲信号P10而上升，下降到下个周期的相位θ1。这里，固定脉冲样式生成部108将相位θ1及θ10分别与基准相位θs比较，分别生成定时脉冲信号P1、P10。固定脉冲样式生成部108通过将定时脉冲信号P10向锁存电路253的置位端子S供给、将定时脉冲信号P1向锁存电路253的复位端子R供给，生成栅极脉冲信号G3。
图11中的(f)表示对支路600的第4开关元件SW4的栅极赋予的栅极脉冲信号G4，其纵轴是电压。图11中的(f)的栅极脉冲信号G4在固定脉冲样式生成部108中被生成为以下这样的样式，向第4开关元件SW4的栅极供给。即，栅极脉冲信号G4通过固定脉冲样式生成部108，作为通过与相位θ12对应的定时脉冲信号P12而上升、通过与相位θ13对应的定时脉冲信号P13而下降、通过与相位θ14对应的定时脉冲信号P14而上升、通过与相位θ17对应的定时脉冲信号P17而下降、通过与相位θ18对应的定时脉冲信号P18而上升、通过与相位θ19对应的定时脉冲信号P19而下降的脉冲列而被生成。这里，固定脉冲样式生成部108将相位θ12、θ13、θ14、θ17、θ18及θ19分别与基准相位θs比较，分别生成定时脉冲信号P12、P13、P15、P16、P18、P19。定时脉冲信号P15由于脉冲宽度修正值θy是“0”，所以通过相位θ14与基准相位θs的比较而生成。定时脉冲信号P16由于脉冲宽度修正值θx是“0”，所以通过相位θ17与基准相位θs的比较而生成。固定脉冲样式生成部108通过将定时脉冲信号P12、P15及P18分别向锁存电路254的置位端子S供给，将定时脉冲信号P13、P16及P19分别向锁存电路254的复位端子R供给，生成栅极脉冲信号G4。
接着，在三电平变换器21是不平衡抑制控制的工作的情况下，在变换器控制部100中进行以下的控制。在以下的说明中，由于图11中的(d)及(e)各自的栅极脉冲信号G2、G3分别与上述的电容器202N的充电电压和电容器202P的充电电压是等同的通常动作的情况相同，所以省略说明。
首先，对电容器202N的充电电压是比电容器202P的充电电压高的电压、变换器Q轴电流小于规定值、D轴电流基准切换信号为“L”电平、选择将D轴电流的设定值设为“+10％”(滞后功率因数)的情况下的不平衡抑制控制进行说明。
在电容器202N及电容器202P各自的充电电压的绝对差值|VDiff3|是阈值AAR_VDC_H以上的情况下，需要进行电容器202N和电容器202P的充放电控制而进行充电电压的不平衡抑制控制。动作条件切换电路110将表示变换器Q轴电流ICON_DF是否越需要流过无功电流越小的判定结果的控制信号S5对D轴电流调整电压控制部109输出。
此时，D轴电流调整电压控制部109在电容器202N及电容器202P各自的充电电压的绝对差值|VDiff3|是阈值AAR_VDC_H以上、并且控制信号S5是“H”电平而需要使无功电流流过的情况时，将强制性地按照设定值使“+10％”的无功电流流过的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A对变换器相位控制部106输出。
由此，变换器相位控制部106对于固定脉冲样式生成部108，输出直流电压反馈VDC_F与对预先设定的直流电压基准值CS_V_R加上直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A后的值的差变小那样的相位指令α_R。
这里，在选择了将D轴电流的设定值设为“+10％”(滞后功率因数)的情况下，直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A成为负值。
D轴电流调整电压控制部109由于被供给超过阈值AAR_VDC_H的差绝对值|ΔVDiff3|，所以将控制信号S1设为“H”电平，对脉冲宽度修正控制部107输出。
此时，电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压的差值VDiff3是0以上。脉冲宽度修正控制部107由于差值VDiff3是0以上，所以将“0”以外的脉冲宽度修正值θx对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出，并且将是“0”的脉冲宽度修正值θy对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。
此时，在脉冲宽度修正控制部107中，开关119由于对于其控制端子供给了“H”电平的控制信号S3，所以将输入端子与输出端子之间电连接。由此，来自电压控制器117的脉冲宽度修正值CTROL向切换开关121的第1输入端子及切换开关122的第2输入端子供给。另一方面，开关120由于对于控制端子供给了“L”电平的控制信号S4，所以将输入端子和输出端子设为开放的状态。由此，来自－1乘法电路118的脉冲宽度修正值CTROL_NEG不向切换开关122的第1输入端子及切换开关121的第2输入端子供给。
切换开关121及122分别由于在各自的控制端子被供给“L”电平的D轴电流基准切换信号，所以分别将第1输入端子与输出端子之间电连接。结果，对于固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1，将脉冲宽度修正值CTROL作为脉冲宽度修正值θx供给。
这里，作为特定脉冲的特定脉冲PL1在不进行脉冲宽度的控制的情况下，通过与相位θ4对应的定时脉冲信号P5而上升，通过与相位θ7对应的定时脉冲信号P6而下降，通过与相位θ8对应的定时脉冲信号P8而上升，通过与相位θ9对应的定时脉冲信号P9而下降。
但是，固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θx的情况下，由于将特定脉冲PL1的脉冲宽度修正，所以使特定脉冲PL1通过将相位θ4用脉冲宽度修正值θx调整后的相位θ5的定时脉冲信号P5而上升，使上升的相位滞后。在此情况下，从电容器202P进行放电的期间变短。
这里，作为特定脉冲的特定脉冲PL2在不进行脉冲宽度的控制的情况下，通过与相位θ14对应的定时脉冲信号P15而上升，通过与相位θ17对应的定时脉冲信号P16而下降，通过与相位θ18对应的定时脉冲信号P18而上升，通过与相位θ19对应的定时脉冲信号P19而下降。
但是，固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θx的情况下，由于将特定脉冲PL2的脉冲宽度修正，所以通过由脉冲宽度修正值θx将相位θ17调整后的相位θ16的定时脉冲信号P16而下降，将下降的相位超前。在此情况下，进行对于电容器202N的充电的期间变短。
这里，第2开关元件SW2相对于相位θ19滞后相位θD以“H”电平被施加栅极脉冲信号G2而成为接通状态，在比相位θ12早相位θD的定时以“L”电平被施加栅极脉冲信号G2而成为断开状态。第3开关元件SW3在比相位θ2早相位θD的定时以“L”电平被施加栅极脉冲信号G3而成为断开状态，比相位θ2滞后相位θD以“H”电平被施加栅极脉冲信号G3而成为接通。
在对第1开关元件SW1的栅极赋予了作为栅极脉冲信号GPC1的特定脉冲的特定脉冲PL1的情况下，在从交流端子向三电平变换器21流过的电流是负的期间中进行电容器202P的放电，在从交流端子向三电平变换器21流过的电流是正的期间中进行电容器202P的充电。
同样，在对第4开关元件SW4的栅极赋予了栅极脉冲信号GPC4的特定脉冲PL2的情况下，在从交流端子向三电平变换器21流过的电流是正的期间中进行电容器202N的放电，在从交流端子向三电平变换器21流过的电流是负的期间中进行电容器202N的充电。
因此，在三电平变换器21在滞后的零功率因数附近动作的情况下，如上述那样，固定脉冲样式生成部108在被供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θx的情况下，使特定脉冲PL1的上升定时从相位θ4到相位θ5滞后了脉冲宽度修正值θx的量，使第1开关元件SW1接通的定时滞后，通过使特定脉冲PL1的脉冲宽度变短，使电容器202P放电的期间变短。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θx越大，则越增大使特定脉冲PL1的上升定时滞后的相位。由此，电容器202P的放电时间被缩短，成为电容器202P的充电电压上升的状态。
固定脉冲样式生成部108在被供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θx的情况下，超前特定脉冲PL2的脉冲的下降定时，超前将第4开关元件SW4控制为断开状态的定时。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θx的数值越大，越增大将特定脉冲PL2的下降定时超前的相位。由此，电容器202N的充电时间被缩短，成为电容器202N的充电电压下降的状态。
接着，对电容器202P的充电电压是比电容器202N的充电电压高的电压、变换器Q轴电流小于规定值、D轴电流基准切换信号为“L”电平、选择了将D轴电流的设定值设为“+10％”(滞后功率因数)的情况下的不平衡抑制控制进行说明。
在电容器202P及电容器202N各自的充电电压的绝对差值|VDiff3|是阈值AAR_VDC_H以上的情况下，需要进行电容器202N和电容器202P的充放电控制而进行充电电压的不平衡抑制控制。动作条件切换电路110对D轴电流调整电压控制部109输出表示是否变换器Q轴电流ICON_DF越需要流过无功电流则越小的判定结果的控制信号S5。
此时、D轴电流调整电压控制部109与已经说明的电容器202N的充电电压是比电容器202P的充电电压高的电压的情况同样，对变换器相位控制部106输出强制性地按照设定值使“+10％”的无功电流流过的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A。
由此，变换器相位控制部106对于固定脉冲样式生成部108，输出直流电压反馈VDC_F与对预先设定的直流电压基准值CS_V_R加上直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A后的值的差变小那样的相位指令α_R。
这里，在选择了将D轴电流的设定值设为“+10％”(滞后功率因数)的情况下，直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A成为负值。
D轴电流调整电压控制部109由于被供给超过阈值AAR_VDC_H的差绝对值|ΔVDiff3|，所以将控制信号S1设为“H”电平，对脉冲宽度修正控制部107输出。
这里，电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压的差值VDiff3小于0。因此，脉冲宽度修正控制部107将是“0”的脉冲宽度修正值θx对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出，并且将“0”以外的脉冲宽度修正值θy对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。
此时，在脉冲宽度修正控制部107中，开关119由于对于其控制端子供给了“L”电平的控制信号S3，所以将输入端子和输出端子设为开放状态。由此，来自电压控制器117的脉冲宽度修正值CTROL不被向切换开关121的第1输入端子及切换开关122的第2输入端子供给。另一方面，开关120由于对于控制端子供给“L”电平的控制信号S4，所以将输入端子与输出端子之间设为电连接状态。由此，来自－1乘法电路118的脉冲宽度修正值CTROL_NEG向切换开关122的第1输入端子及切换开关121的第2输入端子供给。
切换开关121及122分别由于在控制端子被供给“H”电平的D轴电流基准切换信号，所以分别将第2输入端子与输出端子之间电连接。结果，对于固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2，作为脉冲宽度修正值θy而供给脉冲宽度修正值CTROL_NEG。
这里，固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，由于将特定脉冲PL1的脉冲宽度修正，所以使特定脉冲PL1通过将相位θ7用脉冲宽度修正值θy调整后的相位θ6的定时脉冲信号P6而下降，将下降的相位超前。在此情况下，从电容器202P进行充电的期间变短。
固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，由于将特定脉冲PL2的脉冲宽度修正，所以通过由脉冲宽度修正值θy将相位θ15调整后的相位θ14的定时脉冲信号P15而上升，使上升的相位滞后。在此情况下，进行对于电容器202N的放电的期间变短。
因此，在图11中的(c)中，固定脉冲样式生成部108在被供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，将特定脉冲PL1的下降定时从相位θ7到相位θ6超前脉冲宽度修正值θy的量，将第1开关元件SW1断开的定时超前，通过使特定脉冲PL1的脉冲宽度变短，使充电的期间变短。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θy越大，则越增大将特定脉冲PL1的下降定时超前的相位。由此，电容器202P的充电时间被缩短，成为电容器202P的充电电压下降的状态。
在图11中的(f)中，固定脉冲样式生成部108在被供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，使特定脉冲PL2的脉冲的上升定时从相位θ14到相位θ15滞后脉冲宽度修正值θy的量，使将第4开关元件SW4控制为接通状态的定时变晚。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θy的数值越大，则越增大使特定脉冲PL2的上升定时滞后的相位。由此，电容器202N的放电时间被缩短，成为电容器202N的充电电压上升的状态。
通过上述的结构，根据实施方式，在电容器202N的充电电压比电容器202P的充电电压高、强制性地流到三电平变换器21中的D轴电流是“+10％”的情况下，使固定脉冲样式的特定脉冲PL1的上升滞后，使电容器202P的放电的期间变短，使电容器202P的充电电压上升，使固定脉冲样式的特定脉冲PL2的下降变早，使电容器202N的充电的期间变短，使电容器202N的充电电压下降。结果，使电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压平衡，能够进行中性点的电压的不平衡抑制控制。
此外，在电容器202P的充电电压比电容器202N的充电电压高的情况下，将固定脉冲样式的特定脉冲PL1的下降超前，使电容器202P的充电的期间变短，使电容器202P的充电电压下降，使固定脉冲样式的特定脉冲PL2的上升变晚，使电容器202N的放电的期间变短，使电容器202N的充电电压上升。结果，使电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压平衡，能够进行中性点的电压的不平衡抑制控制。
接着，对电容器202N的充电电压是比电容器202P的充电电压高的电压、变换器Q轴电流小于规定值、D轴电流基准切换信号为“L”电平、选择了将D轴电流的设定值设为“－10％”(超前功率因数)的情况下的不平衡抑制控制进行说明。
在电容器202N及电容器202P各自的充电电压的绝对差值|VDiff3|是阈值AAR_VDC_H以上的情况下，需要进行电容器202N和电容器202P的充放电控制而进行充电电压的不平衡抑制控制。D轴电流调整电压控制部109对D轴电流调整电压控制部109输出表示变换器Q轴电流ICON_DF是否越需要流过无功电流而越小的判定结果的控制信号S5。
此时，D轴电流调整电压控制部109在电容器202N及电容器202P各自的充电电压的绝对差值|VDiff3|是阈值AAR_VDC_H以上、并且控制信号S5是“H”电平而需要流过无功电流的情况下，对变换器相位控制部106输出强制性地按照设定值使“－10％”的无功电流流过的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A。
由此，变换器相位控制部106对于固定脉冲样式生成部108，输出直流电压反馈VDC_F与对预先设定的直流电压基准值CS_V_R加上直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A后的值的差变小那样的相位指令α_R。
这里，在选择了将D轴电流的设定值设为“－10％”(超前功率因数)的情况下，直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A成为正值。
D轴电流调整电压控制部109由于被供给超过阈值AAR_VDC_H的差绝对值|ΔVDiff3|，所以将控制信号S1设为“H”电平，对脉冲宽度修正控制部107输出。
这里，电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压的差值VDiff3是0以上。因此，脉冲宽度修正控制部107将是“0”的脉冲宽度修正值θx对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出，并且将“0”以外的脉冲宽度修正值θy对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。
此时，在脉冲宽度修正控制部107中，开关119由于其控制端子被供给了“H”电平的控制信号S3，所以将输入端子与输出端子之间电连接。由此，来自电压控制器117的脉冲宽度修正值CTROL向切换开关121的第1输入端子及切换开关122的第2输入端子供给。另一方面，开关120由于控制端子被供给了“L”电平的控制信号S4，所以将输入端子和输出端子设为开放的状态。由此，来自－1乘法电路118的脉冲宽度修正值CTROL_NEG不向切换开关122的第1输入端子及切换开关121的第2输入端子供给。
切换开关121及122分别由于在各自的控制端子被供给了“H”电平的D轴电流基准切换信号，所以分别将第2输入端子与输出端子之间电连接。结果，对于固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2，作为脉冲宽度修正值θy而供给脉冲宽度修正值CTROL。
这里，固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，由于将特定脉冲PL1的脉冲宽度修正，所以使特定脉冲PL1通过将相位θ7用脉冲宽度修正值θy调整后的相位θ6的定时脉冲信号P6而下降，使下降的相位超前。在此情况下，从电容器202P进行放电的期间变短。
固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，由于将特定脉冲PL2的脉冲宽度修正，所以通过用脉冲宽度修正值θy将相位θ15调整后的相位θ14的定时脉冲信号P15而上升，使上升的相位滞后。在此情况下，进行对于电容器202N的充电的期间变短。
因此，在图11中的(c)中，固定脉冲样式生成部108在被供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θy的情况下，将特定脉冲PL1的下降定时从相位θ7到相位θ6超前脉冲宽度修正值θy的量，将第1开关元件SW1断开的定时超前，通过使特定脉冲PL1的脉冲宽度变短，使放电的期间变短。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θy越大，则越增大将特定脉冲PL1的下降定时超前的相位。由此，电容器202P的放电时间被缩短，成为电容器202P的充电电压上升的状态。
在图11中的(f)中，固定脉冲样式生成部108在被供给了脉冲宽度修正值θy的情况下，使特定脉冲PL2的脉冲的上升定时从相位θ14到相位θ15滞后脉冲宽度修正值θy的量，使将第4开关元件SW4控制为接通状态的定时滞后。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θy的数值越大，则越增大使特定脉冲PL2的上升定时滞后的相位。由此，电容器202N的充电时间被缩短，成为电容器202N的充电电压下降的状态。
接着，对电容器202P的充电电压是比电容器202N的充电电压高的电压、变换器Q轴电流不到规定值、D轴电流基准切换信号为“H”电平、选择了将D轴电流的设定值设为“－10％”(超前功率因数)的情况下的不平衡抑制控制进行说明。
在电容器202N及电容器202P各自的充电电压的绝对差值|VDiff3|是阈值AAR_VDC_H以上的情况下，需要进行电容器202N和电容器202P的充放电控制而进行充电电压的平衡抑制控制。D轴电流调整电压控制部109对D轴电流调整电压控制部109输出表示是否变换器Q轴电流ICON_DF越需要流过无功电流越小的判定结果的控制信号S5。
此时，D轴电流调整电压控制部109与已经说明的电容器202N的充电电压是比电容器202P的充电电压高的电压的情况同样，对变换器相位控制部106输出强制性地按照设定值流过“－10％”的无功电流的直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A。
由此，变换器相位控制部106对于固定脉冲样式生成部108，输出直流电压反馈VDC_F与对预先设定的直流电压基准值CS_V_R加上直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A后的值的差变小那样的相位指令α_R。
这里，在选择了将D轴电流的设定值设为“－10％”(超前功率因数)的情况下，直流电压基准修正值CNVPDS_DVR_A成为正值。
D轴电流调整电压控制部109由于被供给差绝对值|ΔVDiff3|超过阈值AAR_VDC_H，所以将控制信号S1设为“H”电平，对脉冲宽度修正控制部107输出。
D轴电流调整电压控制部109由于被供给超过阈值AAR_VDC_H的差绝对值|ΔVDiff3|，所以将控制信号S1设为“H”电平，对脉冲宽度修正控制部107输出。
这里，电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压的差值VDiff3小于0。因此，脉冲宽度修正控制部107将“0”以外的脉冲宽度修正值θx对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1输出，将是“0”的脉冲宽度修正值θy对固定脉冲样式生成部108的输入端子Q2输出。
此时，在脉冲宽度修正控制部107中，开关119由于其控制端子被供给了“L”电平的控制信号S3，所以将输入端子与输出端子之间电气地开放。由此，来自电压控制器117的脉冲宽度修正值CTROL不向切换开关121的第1输入端子及切换开关122的第2输入端子供给。另一方面，开关120由于控制端子被供给了“H”电平的控制信号S4，所以将输入端子和输出端子设为电连接的状态。由此，来自－1乘法电路118的脉冲宽度修正值CTROL_NEG向切换开关122的第1输入端子及切换开关121的第2输入端子供给。
切换开关121及122分别由于各自的控制端子被供给了“H”电平的D轴电流基准切换信号，所以分别将第2输入端子与输出端子之间电连接。结果，对于固定脉冲样式生成部108的输入端子Q1，作为脉冲宽度修正值θx而供给脉冲宽度修正值CTROL_NEG。
如上述那样，固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θx的情况下，使特定脉冲PL1的上升定时从相位θ4到相位θ5滞后脉冲宽度修正值θx的量，使第1开关元件SW1断开的定时滞后，通过使特定脉冲PL1的脉冲宽度变短，使充电的期间变短。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θx越大，则越是增大使特定脉冲PL1的上升定时滞后的相位。由此，电容器202P的充电时间被缩短，成为电容器202P的充电电压下降的状态。
固定脉冲样式生成部108在从脉冲宽度修正控制部107供给了“0”以外的脉冲宽度修正值θx的情况下，将特定脉冲PL2的脉冲的下降定时从相位θ17到相位θ16超前脉冲宽度修正值θx的量，超前将第4开关元件SW4控制为接通状态的定时。固定脉冲样式生成部108脉冲宽度修正值θx的数值越大，则越增大将特定脉冲PL2的下降定时超前的相位。由此，电容器202N的放电时间被缩短，成为电容器202N的充电电压上升的状态。
通过上述的结构，根据实施方式，在电容器202N的充电电压比电容器202P的充电电压高、流过的D轴电流是“－10％”的情况下，使固定脉冲样式的特定脉冲PL1的上升滞后，使电容器202P的充电的期间变短，使电容器202P的充电电压下降，将固定脉冲样式的特定脉冲PL2的下降超前，使电容器202N的放电的期间变短，使电容器202N的充电电压上升。结果，使电容器202N的充电电压与电容器202P的充电电压平衡，能够进行中性点的电压的不平衡抑制控制。
根据以上说明的实施方式，在将三电平变换器以固定脉冲样式进行控制的结构中，在流到三电平变换器中的有功电流较少的情况下，也通过强制性地使规定的无功电流向三电平变换器流过，能够使固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度与对于P侧及N侧的电容器的各自的充电/放电的动作相对应而调整，能够对于P侧及N侧的电容器分别使其进行充电/放电的动作，以使该P侧及N侧的电容器各自的充电电压的差接近于0，容易地进行中性点的不平衡抑制控制。
此外，在采用固定脉冲样式控制的比较例的三电平变换器中，有时仅在三电平逆变器侧进行所供给的直流电压的中性点的电压的不平衡抑制控制。在这样的比较例的三电平变换器中，固定脉冲样式由于进行对于比较例的三电平变换器的开关元件的开关控制的脉冲宽度被固定，所以能够改变相位，但是有时不能为了消除不平衡而分别控制与三电平变换器连接的P侧的电容器和N侧的电容器的充电电流及放电电流。
这里，向上述比较例的三电平变换器供给的电源的三相交流只要是平衡就可以，但在存在非平衡或存在高次谐波的情况下，有时中性点的电压会变动。在与三电平逆变器连接的负载为轻负载或不工作的情况、进而在三电平逆变器上没有连接负载的情况下等，由于流到三电平逆变器中的电流是对于进行控制来说不充分的电流量，所以三电平逆变器难以进行中性点的电压的不平衡抑制控制。
但是，根据实施方式，通过由已经叙述的结构进行固定脉冲样式的特定脉冲的脉冲宽度的控制，通过分别控制P侧的电容器和N侧的电容器的充电电流及放电电流，能够提供在三电平逆变器不处于工作状态、三电平逆变器的负载较小的情况下也能够容易地控制中性点的电压的三电平变换器。
在上述的实施方式中，以由相对于基准相位θs滞后了相位指令α_R的量的交流电压Vc进行的三电平变换器21的不平衡抑制控制为例进行了说明。但是，也可以形成设为相对于基准相位θs超前了相位指令α_R的量的交流电压Vc而进行三电平变换器21的不平衡抑制控制的结构。
在上述实施方式中，将相对于三电平变换器21连接的三电平逆变器、将三电平逆变器用三电平逆变器22的仅1个进行了说明。
另外，也可以形成将多个三电平逆变器相对于三电平变换器21并联地连接的结构。在此情况下，求出三电平逆变器的各个逆变器Q轴电流IINV_QF，使用全部的三电平逆变器的逆变器Q轴电流IINV_QF的平均值或者合计值、或全部的三电平逆变器的各个逆变器Q轴电流IINV_QF的最大值，作为向动作条件切换电路110供给的逆变器Q轴电流IINV_QF。
以上说明了本发明的实施方式，但该实施方式是作为例子提示的，不是要限定发明的范围。这些实施方式能够以各种各样的形态实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、替换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围及主旨中，同样包含在权利要求书所记载的发明和其等价的范围中。
实施方式的控制部550例如也可以是由下述这样的三电平电力变换装置利用的装置。控制部550(装置)是基于从输入电流检测器12供给的变换器输入电流ICON_F、从电源电压检测器13供给的交流电压Vs、从直流电压计测器201P供给的P侧直流电压VDCP_F、从直流电压计测器201N供给的N侧直流电压VDCN_F、从输出电流检测器31供给的逆变器输出电流IINV_F和从输出电流检测器31供给的转子旋转角θM来进行上述的不平衡抑制控制的装置。控制部550例如具备变换器控制部100和逆变器控制部150。
另外，控制部550有时在满足规定的条件的情况下，使三电平逆变器22进行使电容器202P与电容器202N的充电电压的差变小的控制。控制部550在使三电平逆变器22实施上述的控制的情况下，不实施由三电平变换器21进行的固定脉冲样式的脉冲的脉冲宽度的控制、即上述的不平衡抑制控制。
在上述的规定的条件中，包括下述的条件。
·至少从1个三电平逆变器22输出的输出电流的有功电流或其有功电流的最大值是阈值以上。
·从多个三电平逆变器22输出的输出电流的有功电流的合计、该输出电流的有功电流的平均值和各个输出电流的有功电流的最大值中的至少某个是阈值以上。
·关于三电平变换器21输出的直流电流的电流值的值和关于向三电平变换器21输入的输入电流的有功电流的值中的某个是阈值以上。
图12是表示实施方式的控制部550的硬件结构例的图。控制部550例如具备CPU550A、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)550B、非易失性存储装置550C、可移动型存储介质驱动装置550D、输入输出装置550E和通信接口550F。控制部550也可以代替CPU550A而具备GPU等的任意的处理器。也可以将上述的图12所示的各构成要素中的一部分省略。
CPU550A通过将保存在非易失性存储装置550C中的程序、或保存在安装于可移动型存储介质驱动装置550D中的可移动型存储介质中的程序展开到RAM550B中执行，进行在上述的不平衡抑制控制中进行的各种处理。RAM550B由CPU550A作为工作区使用。非易失性存储装置550C例如是HDD或闪存存储器、ROM等。在可移动型存储介质驱动装置550D中，安装DVD或CD(Compact Disc)、SD(注册商标)卡等的可移动型存储介质。输入输出装置550E例如包括键盘及鼠标、触控面板、显示设备等。通信接口550F作为控制部550与其他装置进行通信的情况下的接口发挥功能。
根据上述的至少1个实施方式，三电平电力变换装置具备三电平变换器、第1电容器、第2电容器和控制部。三电平变换器作为输出端子而具备正极端子、中性点端子和负极端子。第1电容器连接在上述正极端子与中性点端子之间。第2电容器连接在上述中性点端子与上述负极端子之间。控制部使用由固定脉冲样式的各脉冲生成的栅极脉冲信号使上述三电平变换器的开关元件动作，并且在上述第1电容器的充电电压与上述第2电容器的充电电压的电压差为预先设定的阈值以上的情况下，能够控制在上述固定脉冲样式中包含的至少1个脉冲的脉冲宽度，控制对于上述第1电容器和上述第2电容器的充电及放电。由此，能够实施第1电容器和第2电容器各自的充电及放电，以使第1电容器和第2电容器各自的充电电压的差接近于0，能够实施作为成对的电容器的第1电容器和第2电容器的电压的不平衡抑制控制。
此外，在上述实施方式的各自中，对连接在I型的三电平变换器的输出端子上的成对的第1电容器和第2电容器的电压的不平衡抑制控制进行了记载。
但是，在T型的三电平变换器中，开关元件控制连接在输出端子上的成对的电容器的各自的充电及放电的期间的长度，通过对向上述开关元件各自的栅极供给的特定的栅极脉冲信号GPC中的特定脉冲的脉冲宽度进行控制，从而与已经叙述的I型的三电平变换器同样，能够进行成对的电容器的充电电压的不平衡抑制控制。
标号说明
1…三电平电力变换装置；10…三相交流电源；11…变压器；13…电源电压检测器；12…输入电流检测器；21…三电平变换器；22…三电平逆变器；31…输出电流检测器；32…旋转角检测器；100…变换器控制部；101…交流电压相位检测器；102…平均值运算电路；104、162…DQ变换器；105…逆变器Q轴电流生成部；106…变换器相位控制部；107…脉冲宽度修正控制部；108…固定脉冲样式生成部；109…D轴电流调整电压控制部(指示部)；110…动作条件切换电路(切换部)；115…相位控制器；116、142…一阶滞后电路；118…－1乘法电路；119、120、304、305…开关；121、122、140、141、155…切换开关；130、151、153…绝对值电路；132、134…接通滞后电路；135、251、252、253、254…锁存电路；137、138、139…D轴电流设定电路；150…逆变器控制部；161…电气角变换部；201N、201P…直流电压计测器；202N…电容器(第1电容器)；202P…电容器(第2电容器)；221、222、223、224、225、226、227、228、229、230、231、232、233、234、235、236…定时脉冲信号生成电路；500…三相交流马达；550…控制部；SW1…第1开关元件；SW2…第2开关元件；SW3…第3开关元件；SW4…第4开关元件；TN…负极电位部；TP…正极电位部。

Claims (17)

1.一种三电平电力变换装置，其特征在于，
具备：
三电平变换器，作为输出端子而具备正极端子、中性点端子和负极端子；
第1电容器，连接在上述正极端子与中性点端子之间；
第2电容器，连接在上述中性点端子与上述负极端子之间；以及
控制部，使用由固定脉冲样式的各脉冲生成的栅极脉冲信号使上述三电平变换器的开关元件动作，并且在上述第1电容器的充电电压与上述第2电容器的充电电压的电压差是预先设定的阈值以上的情况下，对包含在上述固定脉冲样式中的至少1个脉冲的脉冲宽度进行控制，控制对于上述第1电容器和上述第2电容器的充电及放电，
上述控制部在上述三电平变换器的输入电流的有功电流小于第二阈值的情况下，对于上述三电平变换器输出用来流过相对于向上述三电平变换器供给的交流电压滞后或超前的规定的无功电流的控制指示。
2.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
上述控制部在作为控制上述脉冲宽度的对象的上述脉冲中，使规定进行上述第1电容器和上述第2电容器中的充电电压较高的电容器的充电的期间的区域的宽度减小，使规定进行充电电压较低的电容器的放电的期间的区域的宽度减小。
3.如权利要求2所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
上述三电平变换器具有：
正极电位部，连接在上述正极端子上；
负极电位部，连接在上述负极端子上；以及
第1开关元件、第2开关元件、第3开关元件及第4开关元件，设置在从上述正极电位部到上述负极电位部之间；
至少上述第1开关元件及上述第4开关元件被串联地连接在从上述正极电位部到上述负极电位部之间，上述第1开关元件进行上述第1电容器的充电及放电的期间的控制，上述第4开关元件进行上述第2电容器的充电及放电的期间的控制；
上述控制部使上述脉冲宽度变小，以使上述第1开关元件的通电宽度或上述第4开关元件的通电宽度减小。
4.如权利要求3所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
作为通过上述固定脉冲样式来控制上述脉冲宽度的对象的脉冲，是上述固定脉冲样式的多个脉冲中的、上述第1开关元件及第4开关元件的通电宽度为最大的脉冲。
5.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在从上述三电平逆变器输出的输出电流的有功电流是阈值以上的情况下，使上述三电平逆变器进行减小上述第1电容器与上述第2电容器的充电电压的差的控制，而不进行上述固定脉冲样式的上述脉冲的脉冲宽度的控制。
6.如权利要求5所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在上述三电平逆变器的输出电流的有功电流的合计是阈值以上的情况下，使上述三电平逆变器进行减小上述第1电容器与上述第2电容器的充电电压的差的控制，而不进行上述固定脉冲样式的上述脉冲的脉冲宽度的控制。
7.如权利要求5所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在上述三电平逆变器各自的输出电流的有功电流的最大值是阈值以上的情况下，使上述三电平逆变器进行减小上述第1电容器与上述第2电容器的充电电压的差的控制，而不进行上述固定脉冲样式的上述脉冲的脉冲宽度的控制。
8.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在与上述三电平变换器输出的直流电流的电流值相关的值是阈值以上的情况下，使上述三电平逆变器进行减小上述第1电容器与上述第2电容器的充电电压的差的控制，而不进行上述固定脉冲样式的上述脉冲的脉冲宽度的控制。
9.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在向上述三电平变换器输入的输入电流的有功电流是阈值以上的情况下，使上述三电平逆变器进行减小上述第1电容器与上述第2电容器的充电电压的差的控制，而不进行上述固定脉冲样式的上述脉冲的脉冲宽度的控制。
10.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在上述至少1个三电平逆变器的输出电流的有功电流小于阈值的情况下，对于上述三电平变换器输出用来流过相对于向上述三电平变换器供给的交流电压滞后或超前的规定的无功电流的控制指示，通过变更上述脉冲宽度，进行上述第1电容器的充电或放电、和对于上述第2电容器的充电或放电。
11.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
还具备至少1个三电平逆变器；
上述控制部在与上述三电平变换器输出的直流电流或向上述三电平逆变器输入的直流电流的电流值相关的值小于阈值的情况下，对于上述三电平变换器输出用来流过相对于向上述三电平变换器供给的交流电压滞后或超前的规定的无功电流的控制指示，通过变更上述脉冲宽度，进行上述第1电容器的充电或放电、和对于上述第2电容器的充电或放电。
12.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
上述控制部在上述三电平变换器的上述输入电流的上述有功电流小于上述第二阈值的情况下，还通过变更上述脉冲宽度，进行上述第1电容器的充电或放电、和对于上述第2电容器的充电或放电。
13.如权利要求11或12所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
上述控制部具有：
切换部，切换为上述无功电流的滞后或超前的某个；以及
指示部，输出使所选择的上述无功电流流到上述三电平变换器中的控制指示。
14.如权利要求10所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
上述控制部将被设定为向上述第1电容器及上述第2电容器充电的充电电压的控制目标的直流电压基准值对应于使上述规定的无功电流流过的控制指示而修正，生成修正后的直流电压基准值，控制上述三电平变换器的交流电压的基本相位，以使上述第1电容器及上述第2电容器的充电电压接近该修正后的直流电压基准值。
15.如权利要求1所述的三电平电力变换装置，其特征在于，
相对于使从上述第1电容器的充电电压与上述第2电容器的充电电压的电压差成为阈值以上起到开始减小该电压差的控制为止的时间，上述控制部使从上述电压差成为小于阈值起到停止减小上述电压差的控制为止的时间更长。
16.一种三电平电力变换装置的控制方法，所述三电平电力变换装置具备：三电平变换器，作为输出端子而具备正极端子、中性点端子和负极端子；第1电容器，连接在上述正极端子与中性点端子之间；以及第2电容器，连接在上述中性点端子与上述负极端子之间；其特征在于，
使用固定脉冲样式使上述三电平变换器的开关元件动作，并且在上述第1电容器的充电电压与上述第2电容器的充电电压的电压差是预先设定的阈值以上的情况下，对包含在上述固定脉冲样式中的至少1个脉冲的脉冲宽度进行控制，控制对于上述第1电容器和上述第2电容器的充电及放电，
在上述三电平变换器的输入电流的有功电流小于第二阈值的情况下，对于上述三电平变换器输出用来流过相对于向上述三电平变换器供给的交流电压滞后或超前的规定的无功电流的控制指示。
17.一种存储介质，是存储有用于三电平电力变换装置的控制的计算机程序的计算机可读取的存储介质，所述三电平电力变换装置具备：三电平变换器，作为输出端子而具备正极端子、中性点端子和负极端子；第1电容器，连接在上述正极端子与中性点端子之间；以及第2电容器，连接在上述中性点端子与上述负极端子之间；其特征在于，
当上述计算机程序被上述计算机执行时，使上述计算机进行如下处理：
使用固定脉冲样式使上述三电平变换器的开关元件动作，并且在上述第1电容器的充电电压与上述第2电容器的充电电压的电压差是预先设定的阈值以上的情况下，对包含在上述固定脉冲样式中的至少1个脉冲的脉冲宽度进行控制，控制对于上述第1电容器和上述第2电容器的充电及放电，
在上述三电平变换器的输入电流的有功电流小于第二阈值的情况下，对于上述三电平变换器输出用来流过相对于向上述三电平变换器供给的交流电压滞后或超前的规定的无功电流的控制指示。
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