JP2017153277A - 自励式無効電力補償装置 - Google Patents

Abstract

【課題】自励式変換器で発生する電力損失を低減することが可能な自励式無効電力補償装置を提供する。【解決手段】自励式無効電力補償装置は、自励器変換器と、自励式変換器の出力電圧を制御する制御装置とを備える。自励式変換器は、電力系統と、直流正母線および直流負母線との間に接続され、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖｉに変換可能に構成される。自励式変換器は、系統電圧Ｖｓよりも出力電圧Ｖｉが高いときに進み無効電力を出力する一方で、系統電圧Ｖｓよりも出力電圧Ｖｉが低いときに遅れ無効電力を出力するように構成される。制御装置は、自励式変換器が遅れ無効電力を出力するときの直流電圧Ｖｄｃを、自励式変換器が進み無効電力を出力するときの直流電圧Ｖｄｃよりも低くする。【選択図】図４

Description

本発明は、電力系統に用いられる自励式無効電力補償装置に関する。

ＳＴＡＴＣＯＭ（Static Synchronous Compensator）、ＳＶＧ（Static Var Generator）あるいは自励式ＳＶＣ（Static Var Compensator）などの自励式無効電力補償装置においては、高耐圧および大定格電流を有する半導体スイッチング素子を用いた自励式変換器を用いる構成が採用されている。

このような自励式変換器は、電圧形インバータであり、半導体スイッチング素子のスイッチング動作を行なうことにより、直流回路としてのコンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して電力系統へ無効電力を出力する。

自励式無効電力補償装置の運転効率を高めるためには、自励式変換器に発生する電力損失を低減することが重要となる。自励式変換器に発生する電力損失には、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により発生するスイッチング損失が含まれる。

自励式変換器に発生する電力損失を低減する手法として、たとえば、特開平７−３９０１０号公報（特許文献１）には、交流電気車の制御装置において、電力変換器のスイッチング周波数を低減させることによって、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減させる構成が記載されている。

特開平７−３９０１０号公報

自励式無効電力補償装置においては、自励式変換器の出力電圧の制御によって、自励式変換器から電力系統へ任意の無効電力を発生することができる。さらに、運転中に交流系統から有効電力を取り込むことで、コンデンサの直流電圧が一定となるように制御することができる。

ここで、自励式変換器が出力可能な電圧の上限値は、コンデンサの直流電圧の大きさに依存している。コンデンサの直流電圧を大きくすると、自励式変換器の出力電圧の上限値も大きくなるため、出力電圧の制御を安定させることが可能となる。しかしながら、その一方で、コンデンサの直流電圧が大きくなると、自励式変換器の半導体スイッチング素子で発生する電力損失が増大するため、自励式無効電力補償装置の効率を低下させてしまうという問題が生じる。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、自励式変換器で発生する電力損失を低減することが可能な自励式無効電力補償装置を提供することである。

この発明のある局面に従う自励式無効電力補償装置は、電力系統に出力する無効電力を制御する。自励式無効電力補償装置は、自励式変換器と、自励式変換器の出力電圧を制御する制御装置とを備える。自励式変換器は、電力系統と、直流正母線および直流負母線との間に接続され、直流電圧を交流電圧に変換可能に構成される。自励式変換器は、系統電圧よりも出力電圧が高いときに進み無効電力を出力する一方で、系統電圧よりも出力電圧が低いときに遅れ無効電力を出力するように構成される。制御装置は、自励式変換器が遅れ無効電力を出力するときの直流電圧を、自励式変換器が進み無効電力を出力するときの直流電圧よりも低くする。

この発明によれば、自励式変換器で発生する電力損失を低減することが可能な自励式無効電力補償装置を提供することができる。

自励式無効電力補償装置の概略を示す回路構成図である。 自励式無効電力補償装置における無効電力の発生原理を説明するためのベクトル図である。 系統電圧、自励式変換器の出力電圧、出力電圧上限値および直流電圧の関係を説明するための図である。 本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置における、系統電圧Ｖｓ、自励式変換器の出力電圧Ｖｉ、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍおよび直流電圧Ｖｄｃの関係を説明するための図である。 本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図５に示した自励式変換器の構成を詳細に説明する図である。 制御装置による、自励式変換器の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 制御装置の構成を説明するブロック図である。 判定部および演算部の構成を示す図である。 判定部における判定動作を説明する図である。 無効電流指令値Ｉｄｒｅｆおよび直流電圧基準値Ｖｄｃ＊の時間的変化を説明するための波形図である。 無効電流指令値Ｉｄｒｅｆと低減量ｄＶとの関係を説明するための図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中における同一または相当部分には同一の符号を付してその説明は繰返さない。

最初に、図１から図３を参照して、本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置が解決する課題について説明する。

図１は、自励式無効電力補償装置の概略を示す回路構成図である。図２は、自励式無効電力補償装置における無効電力の発生原理を説明するためのベクトル図である。

図１を参照して、自励式無効電力補償装置は、電力用半導体素子を用いて電力系統３に出力する無効電力を制御する装置である。自励式無効電力補償装置は、自励式変換器１を主回路に持ち、連系リアクトル２を介して、ｕ相、ｖ相、ｗ相を有する電力系統３に並列に接続される。以下の説明では、電力系統３の三相交流電圧（系統電圧）をＶｓ、自励式変換器１の出力電圧をＶｉ、コンデンサＣの端子間の電圧をＶｄｃ、連系リアクトル２に流れる電流をＩとする。

自励式無効電力補償装置は、系統電圧Ｖｓと自励式変換器１の出力電圧Ｖｉとの電圧差により連系リアクトル２に流れる無効電力を制御する。図２のベクトル図に示されるように、自励式変換器１の出力電圧Ｖｉを系統電圧Ｖｓに同期させ、かつ、出力電圧Ｖｉの大きさを変化させることにより、系統電圧Ｖｓから９０度遅れ、または９０度進みの電流Ｉが連系リアクトル２に流れる。このため、自励式無効電力補償装置は、電力系統３から見ると、可変の進相コンデンサまたは分路リアクトルが接続されているように動作する。

具体的には、図２（ａ）では、自励式変換器１は、系統電圧Ｖｓと同期をとり、出力電圧Ｖｉを系統電圧Ｖｓよりも大きくするように動作する。この場合、電流Ｉは連系リアクトル２を介して自励式変換器１から電力系統３側に流れる。したがって、自励式無効電力補償装置は、電力系統３側から見て進相コンデンサが接続されているように動作する。

これに対して、図２（ｂ）では、自励式変換器１は、系統電圧Ｖｓと同期をとり、出力電圧Ｖｉを系統電圧Ｖｓよりも小さくするように動作する。この場合、電流Ｉは連系リアクトル２を介して電力系統３から自励式変換器１側に流れる。したがって、自励式無効電力補償装置は、電力系統３側から見て分路リアクトルが接続されているように動作する。

このように、自励式変換器１の出力電圧Ｖｉの振幅値を変化させることで連系リアクトル２に無効電力が出力される。自励式無効電力補償装置は、連系リアクトル２に出力する無効電力を制御することにより、系統電圧Ｖｓを一定に保つことができる。たとえば負荷の変動により系統電圧Ｖｓが低下した場合には、自励式無効電力補償装置は、進み無効電力を出力することで、電力系統３側から見て進相コンデンサと同様の動作をして系統電圧Ｖｓを持ち上げる。一方、系統電圧Ｖｓが上昇した場合には、自励式無効電力補償装置は、遅れ無効電力を出力することで、電力系統３側から見て分路リアクトルと同様の動作をして系統電圧Ｖｓを引き下げる。

自励式無効電力補償装置において、自励式変換器１は、電圧形インバータであり、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成されている。半導体スイッチング素子には図示しない制御装置から駆動信号（ゲートパルス信号）が入力される。半導体スイッチング素子はゲートパルス信号に基づいてスイッチング動作を行ない、コンデンサＣから供給される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖｉに変換して電力系統３に供給する。

ここで、自励式変換器１が出力可能な電圧Ｖｉの上限値（以下、「出力電圧上限値」とも称する。）は、コンデンサＣから供給される直流電圧Ｖｄｃに依存する。たとえば自励式変換器１が単相インバータである場合、出力電圧上限値をＶｉ＿ｌｉｍとすると、Ｖｉ＿ｌｉｍは次式（１）により表される。
Ｖｉ＿ｌｉｍ＝Ｋ・Ｖｄｃ／２^１／２ …（１）
式（１）において、係数Ｋは自励式変換器１における電圧利用率である。なお、電圧利用率は、自励式変換器１の出力電圧Ｖｉを、基本波にその３次高調波を重畳して作成することを考慮している。

本明細書では、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍと出力電圧Ｖｉとの電圧差（Ｖｉ＿ｌｉｍ−Ｖｉ）のうち、許容できる範囲を「裕度」と定義する。裕度は、上記式（１）を用いて、次式（２）により表される。
Ｖｉ＿ｌｉｍ−Ｖｉ＝Ｋ・Ｖｄｃ／２^１／２−（Ｖｓ−％Ｘ・Ｉ） …（２）
式（２）において、％Ｘは連系リアクトル２のリアクタンスである。

上記式（２）において、電流Ｉは、遅れ無効電力を出力しているときに正、進み無効電力を出力しているときに負になるものと定義する。直流電圧Ｖｄｃが一定値である場合、図３に示されるように、裕度は電流Ｉの極性に応じて変化する。

図３は、一般的な自励式無効電力補償装置における系統電圧Ｖｓ、自励式変換器１の出力電圧Ｖｉ、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍおよび直流電圧Ｖｄｃの関係を説明するための図である。図３（ａ）は自励式変換器１が進み無効電力を出力しているときの関係を示し、図３（ｂ）は自励式変換器１が遅れ無効電力を出力しているときの関係を示している。図３（ａ），（ｂ）の各々には、裕度がさらに示されている。

直流電圧Ｖｄｃが一定値である場合、上記式（１）により、進み無効電力の出力時と遅れ無効電力の出力時とで、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍは等しい値となる。なお、図３では、図示の容易化のため、Ｖｉ＿ｌｉｍ＝Ｖｄｃとしている。

遅れ無効電力の出力時の出力電圧Ｖｉは、進み無効電力の出力時の出力電圧Ｖｉよりも小さい。そのため、遅れ無効電力の出力時は、進み無効電力の出力時に比べて、裕度が大きくなっている。なお、裕度は、自励式変換器１が出力する進み無効電力が大きくなるに従って小さくなる一方で、自励式変換器１が出力する遅れ無効電力が大きくなるに従って大きくなる。

ここで、自励式変換器１においては、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換するときに電力損失が発生する。自励式変換器１に発生する電力損失には、半導体スイッチング素子のオン時間に発生する導通損失と、半導体スイッチング素子のターンオンおよびターンオフ時に発生するスイッチング損失とがある。スイッチング損失は直流電圧Ｖｄｃが大きくなるに従って増大する。言い換えれば、直流電圧Ｖｄｃを低減すれば、スイッチング損失を低減することができる。

一方、自励式変換器１の安定した動作のためには、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍと出力電圧Ｖｉとの間に裕度を持たせておく必要がある。しかしながら、直流電圧Ｖｄｃを低減させると、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍも低減するため、出力電圧Ｖｉが相対的に大きくなる、進み無効電力の出力時には、裕度を確保することが困難となる。これに対して、出力電力Ｖｉが相対的に小さくなる、遅れ無効電力の出力時には、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍが低減しても裕度を確保しやすい。

そこで、本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置では、遅れ無効電力の出力時における直流電圧Ｖｄｃを、進み無効電力の出力時における直流電圧Ｖｄｃよりも低くする。図４は、本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置における、系統電圧Ｖｓ、自励式変換器１の出力電圧Ｖｉ、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍおよび直流電圧Ｖｄｃの関係を説明するための図である。図４（ａ）は自励式変換器１が進み無効電力を出力しているときの関係を示し、図４（ｂ）は自励式変換器１が遅れ無効電力を出力しているときの関係を示している。なお、図４（ａ），（ｂ）の各々には、裕度がさらに示されている。

図４（ａ）に示す関係は、図３（ａ）に示した関係と同じものである。一方、図４（ｂ）では、図４（ａ）に比べて直流電圧Ｖｄｃが低減されているため、出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍも低減されている。図４（ｂ）に示されるように、出力電圧Ｖｉに対して所定の裕度を確保できる大きさにまで出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍを低減することで、自励式変換器１の安定した動作を損なうことなく、自励式変換器１に発生するスイッチング損失を低減することができる。

これによれば、遅れ無効電力の出力時に自励式変換器１に発生する電力損失を低減できるため、自励式無効電力補償装置の効率を高めることができる。特に、定常的に遅れ無効電力を出力する場面が多い自励式無効電力補償装置において、高効率化を実現することができる。

以下、本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置の具体的な構成について説明する。
（自励式無効電力補償装置の構成）
図５は、本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。図５を参照して、自励式無効電力補償装置は、自励式変換器１と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、電流検出器５と、電圧検出器６〜８と、制御装置１０とを備える。

自励式変換器１は、変換器用変圧器４を介して電力系統３に接続される。本実施の形態では、自励式変換器１は２レベルインバータにより構成される。後に詳細に説明するが、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。

コンデンサＣは、直流正母線Ｌ１および直流負母線Ｌ２（図６参照）の間に直列に接続されて、直流正母線Ｌ１と直流負母線Ｌ２との間の電圧を平滑化する。

自励式変換器１は、直流正母線Ｌ１および直流負母線Ｌ２に接続される。自励式変換器１は、直流正母線Ｌ１および直流負母線Ｌ２の間の直流電圧と、２つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成されている。

図６は、図５に示した自励式変換器１の構成を詳細に説明する。図６を参照して、自励式変換器１は、２レベルインバータであって、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗ（総称してＩＧＢＴ素子Ｑ１とも称する）、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗ（総称してＩＧＢＴ素子Ｑ２とも称する）、ダイオードＤ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗ（総称してダイオードＤ１とも称する）、ダイオードＤ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗ（総称してダイオードＤ２とも称する）を含む。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗのコレクタはともに直流正母線Ｌ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ交流端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗのコレクタはそれぞれ交流端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に接続され、それらのエミッタはともに直流負母線Ｌ２に接続される。

ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードはそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のエミッタに接続され、それらのカソードはそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタに接続される。すなわち、ダイオードＤ１，Ｄ２はそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、制御装置１０によってＰＷＭ制御され、三相交流電圧Ｖｓに同期して所定のタイミングでオンオフされる。たとえば、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗは、三相交流電圧Ｖｓに同期して順次オンオフされる。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗがオンされている期間ではそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗがオフされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗがオフされている期間ではそれぞれＩＧＢＴ素子Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗがオンされる。

自励式変換器１は、直流正母線Ｌ１および直流負母線Ｌ２を介して供給される正電圧および負電圧に基づいて三相交流電圧を生成し、生成した三相交流電圧を交流端子Ｔ１〜Ｔ３に出力する。生成される三相交流電圧は、たとえば、正電圧、負電圧、正電圧、・・・と変化する２レベルの交流電圧である。

再び図５を参照して、電流検出器５は、自励式変換器１の出力電流Ｉを検出し、出力電流Ｉを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器６は、系統電圧Ｖｓを検出し、系統電圧Ｖｓを示す信号を制御装置１０に出力する。

電圧検出器７は、直流正母線Ｌ１と直流負母線Ｌ２との間の直流電圧である、コンデンサＣの両端の電圧Ｖｄｃを検出し、電圧Ｖｄｃを示す信号を制御装置１０に出力する。

制御装置１０は、自励式変換器１から電力系統３へ出力される無効電力を制御する。制御装置１０は、電流検出器５からの自励式変換器１の出力電流Ｉを示す信号、電圧検出器６からの系統電圧Ｖｓを示す信号、および電圧検出器７が検出した電圧Ｖｄｃを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。

図７は、制御装置１０による、自励式変換器１の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには、それぞれゲートパルス信号φ１，φ２が与えられる。図７はゲートパルス信号φ１，φ２の作成方法および波形を示す図である。図７には、電圧指令値Ｖ＊、三角波キャリア信号ＣＡおよびゲートパルス信号φ１，φ２の波形を示している。

キャリア信号ＣＡの周期および位相は同じである。キャリア信号ＣＡの周期は電圧指令値Ｖ＊の周期よりも十分に小さい。

電圧指令値Ｖ＊のレベルと三角波キャリア信号ＣＡのレベルの高低が比較される。電圧指令値Ｖ＊のレベルが三角波キャリア信号ＣＡのレベルよりも高い場合は、ゲートパルス信号φ１，φ２がそれぞれＨレベルおよびＬレベルにされる。電圧指令値Ｖ＊のレベルが三角波キャリア信号ＣＡのレベルよりも低い場合は、ゲートパルス信号φ１，φ２がそれぞれＬレベルおよびＨレベルにされる。したがって、ゲートパルス信号φ１，φ２がキャリア信号ＣＡに同期して交互にＨレベルにされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンされる。

（制御装置の構成）
次に、図８を参照して、制御装置１０の構成について説明する。

図８は、制御装置１０の構成を説明するブロック図である。制御装置１０において、無効電流成分および有効電流成分はそれぞれ、ｄ軸、ｑ軸とする回転座標系（ｄｑ座標系）で制御される。ｄ軸を系統電圧に直交した成分とし、ｑ軸を系統電圧と同位相の成分とすると、Ｉｄは無効電流、Ｉｑは有効電流となる。

制御装置１０は、系統電圧Ｖｓが系統電圧の基準値Ｖｓｒｅｆに追従するように、無効電流Ｉｄの目標値である無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを生成する。制御装置１０はまた、直流電圧Ｖｄｃが、直流電圧の基準値Ｖｄｃｒｅｆに追従するように、有効電流Ｉｑの目標値である有効電流指令値Ｉｑｒｅｆを生成する。そして、制御装置１０は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆおよび有効電流指令値Ｉｑｒｅｆと自励式変換器１の出力電流Ｉとの偏差に応じた電圧指令値Ｖ＊を生成し、生成した電圧指令値Ｖ＊に基づいて、自励式変換器１に含まれるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するためのゲートパルス信号φ１，φ２を生成する。

図８を参照して、制御装置１０は、振幅検出部１１と、電流検出部１２と、系統電圧指令生成部１４と、減算器１６，２０と、系統電圧制御部１８と、無効電流制御部２２と、判定部２４と、演算部２６とを含む。制御装置１０はまた、直流電圧指令生成部２８と、減算器３０，３４，４０と、変化率リミッタ３２と、直流電圧制御部３８と、有効電流制御部４２とを含む。制御装置１０はさらに、座標変換部４４と、ＰＷＭ制御部５４とを含む。

振幅検出部１１は、電圧検出器６によって検出された系統電圧Ｖｓの振幅値を検出し、検出した振幅値を減算器に出力する。電力系統３のｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧をそれぞれＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとし、振幅値をＶｓとすると、振幅検出部１１は次式（３）に基づいて振幅値Ｖｓを検出する。
Ｖｓ＝（Ｖｕ^２＋Ｖｖ^２＋Ｖｗ^２）^１／２ …（３）
系統電圧指令生成部１４は、系統電圧の振幅値Ｖｓの基準値を示す系統電圧基準値Ｖｓｒｅｆを生成して減算器１６に出力する。系統電圧基準値Ｖｓｒｅｆは固定値であってもよいし、何らかの演算によって得られる変動値であってもよい。減算器１６は、系統電圧基準値Ｖｓｒｅｆと、振幅検出部１１により検出された系統電圧の振幅値Ｖｓとの偏差ΔＶｓを算出する。

系統電圧制御部１８は、減算器１６により算出された偏差ΔＶｓが０となるように自励式変換器１から出力される無効電流Ｉｄを制御するための無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出する。系統電圧制御部１８は、たとえば偏差ΔＶｓを比例演算または比例積分演算することにより無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出する。

電流検出部１２は、電流検出器５により検出された自励式変換器１の出力電流Ｉに基づいて、自励式変換器１から出力される無効電流Ｉｄおよび有効電流Ｉｑを検出する。具体的には、電流検出部１２は、電流検出器５により検出された三相交流電流Ｉを３相／２相変換することによって無効電流Ｉｄおよび有効電流Ｉｑを検出する。

減算器２０は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆと、電流検出部１２により検出された無効電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出する。

無効電流制御部２２は、減算器２０により算出された偏差ΔＩｄが０となるように、自励式変換器１から出力される電圧のうち無効電流と同位相である無効電圧基準値Ｖｄ＊を算出する。無効電流制御部２２は、たとえは偏差ΔＩｄを比例演算または比例積分演算することにより無効電圧基準値Ｖｄ＊を算出する。つまり無効電流制御部２２は、自励式変換器１から出力される交流電圧のうち無効電流に関わる成分を制御する。

図９は、判定部２４および演算部２６の構成を示す図である。図８および図９を参照して、判定部２４は、系統電圧制御部１８により算出された無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを受付ける。判定部２４は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが、自励式変換器１に遅れ無効電力を出力させるための指令値であるか否かを判定する。判定部２４は、判定結果を示す信号ＤＥＴを演算部２６に出力する。

以下の説明では、自励式変換器１に遅れ無効電力を出力させるための無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを「遅れ無効電流指令値」とも称し、自励式変換器１に進み無効電力を出力させるための無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを「進み無効電流指令値」とも称する。なお、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆは、遅れ無効電流指令値が正になり、進み無効電流指令値が負になる。

図１０は、判定部２４における判定動作を説明する図である。図１０を参照して、判定部２４は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であるか否かを判定するための判定値として、２つの閾値Ｓ，Ｒを有している。

第１の閾値Ｓは、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが正の方向に変化している場合において、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であるか否かを判定するための判定値である。第２の閾値Ｒは、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが負の方向に変化している場合において、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であるか否かを判定するための判定値である。図１０に示されるように、第１の閾値Ｓは０［ｐ．ｕ．］（per unit）より大きい値に設定されている。第２の閾値Ｒは０［ｐ．ｕ．］より大きく、かつ、第１の閾値Ｓより小さい値に設定されている。

判定部２４は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが正の方向に変化している場合において、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが第１の閾値Ｓ以上となると、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であると判定する。判定部２４は、値「１」の信号ＤＥＴを出力する。

判定部２４はまた、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが負の方向に変化している場合において、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが第２の閾値Ｒ以下になると、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが進み無効電流値である、すなわち遅れ無効電流指令値でないと判定する。判定部２４は、値「０」の信号ＤＥＴを出力する。

このように判定部２４は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが正の方向に変化している場合と、負の方向に変化している場合とで、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であるか否かを判定するための閾値を異ならせている。これにより、後述する直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆを低減する補正の実行／非実行の切替えにヒステリシスを持たせることができる。その結果、補正の実行／非実行の切替えによるハンチングの発生を防止することができる。

また、判定部２４は、閾値Ｓ，Ｒの各々を０［ｐ．ｕ．］よりも大きい値とすることで、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが０［ｐ．ｕ．］に近づいたときに誤った判定を防止することができる。たとえば、閾値Ｒを０［ｐ．ｕ．］にすると、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが負の方向に変化して０［ｐ．ｕ．］を下回っているにも拘わらず、判定部２４が遅れ無効電流指令値であると判定してしまう可能性がある。閾値Ｒを０［ｐ．ｕ．］より大きい値とすれば、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが０［ｐ．ｕ．］以下のときに遅れ無効電流指令値であると判定されることを防ぐことができる。

図９に戻って、演算部２６は、判定部２４の判定結果に基づいて、直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆを低減する補正に用いる低減量ＲＥを算出する。低減量ＲＥとは、図４で説明した、進み無効電力の出力時の直流電圧Ｖｄｃに対する遅れ無効電力の出力時の直流電圧Ｖｄｃの低減量に相当する。

具体的には、演算部２６は切替回路により構成される。切替回路は、判定部２４から出力される信号ＤＥＴに応じて、値「０」および値「ｄＶ」のいずれか一方を選択して低減量ＲＥに設定する。値「ｄＶ」は正の値である（ｄＶ＞０）。本実施の形態では、値「ｄＶ」は固定値である。値「ｄＶ」は何らかの演算によって得られる変動値であってもよい。

信号ＤＥＴが値「１」であるとき、すなわち、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であるとき、演算部２６は低減量ＲＥを値「ｄＶ」に設定する。一方、信号ＤＥＴが値「０」であるとき、すなわち、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値でないとき、演算部２６は低減量ＲＥを値「０」に設定する。

減算器３０は、直流電圧指令生成部２８により生成された直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆから、演算部２６により算出された低減量ＲＥを減算して直流電圧基準値Ｖｄｃ＊を生成する。
Ｖｄｃ＊＝Ｖｄｃｒｅｆ−ＲＥ …（４）
無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値であるとき、減算器３０は、上記式（４）に基づいて、直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆから低減量ＲＥである値「ｄＶ」を減算して直流電圧基準値Ｖｄｃ＊を生成する。

一方、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが遅れ無効電流指令値でないときには、低減量ＲＥが値「０」であるため、減算器３０は、実質的に、直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆを直流電圧基準値Ｖｄｃ＊として出力する。

このようにして判定部２４、演算部２６および減算器３０によって、遅れ無効電力の出力時に直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆを低減する補正が実行される。すなわち、判定部２４、演算部２６および減算器３０は、本発明における「補正部」の一実施例を形成する。

変化率リミッタ３２は、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊の変化率を制限する。これは、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊を急変させると制御の安定性が損なわれる可能性があるためである。

減算器３４は、変化率リミッタ３２から与えられる直流電圧基準値Ｖｄｃ＊と、電圧検出器７により検出されたコンデンサＣの両端の電圧Ｖｄｃとの偏差ΔＶｄｃを算出する。

直流電圧制御部３８は、減算器３４により算出された偏差ΔＶｄｃが０になるように自励式変換器１から出力される無効電流Ｉｑを制御するための無効電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。直流電圧制御部３８は、たとえば偏差ΔＶｄｃを比例演算または比例積分演算することにより有効電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。

減算器４０は、有効電流指令値Ｉｑｒｅｆと、電流検出部１２により検出された有効電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。

有効電流制御部４２は、減算器４０により算出された偏差ΔＩｑが０となるように、自励式変換器１から出力される電圧のうち有効電流と同位相である有効電圧基準値Ｖｑ＊を算出する。有効電流制御部４２は、たとえは偏差ΔＩｑを比例演算または比例積分演算することにより有効電圧基準値Ｖｑ＊を算出する。つまり有効電流制御部４２は、自励式変換器１から出力される交流電圧のうち有効電流に関わる成分を制御する。

座標変換部４４は、無効電流制御部２２により算出された無効電圧基準値Ｖｄ＊、および有効電流制御部４２により算出された有効電圧基準値Ｖｑ＊を２相／３相変換することにより、自励式変換器１から出力すべき電圧として、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

ＰＷＭ制御部５４は、ＰＷＭ制御に従って、自励式変換器１が電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に相当する三相交流電圧を出力するためのゲートパルス信号を生成する。ＰＷＭ制御部５４は、生成したゲートパルス信号を自励式変換器１へ出力する。

（自励式無効電力補償装置の動作）
次に、図１１を参照して、本実施の形態に従う自励式無効電力補償装置の動作について説明する。

図１１は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆおよび直流電圧基準値Ｖｄｃ＊の時間的変化を説明するための波形図である。図１１に示される波形図は、自励式無効電力補償装置において、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを変化させたときの直流電圧基準値Ｖｄｃ＊の変化をシミュレーションしたものである。なお、シミュレーションでは、第１の閾値Ｓを０．５［ｐ．ｕ．］、第２の閾値Ｒを０．４［ｐ．ｕ．］、低減量ｄＶを０．０５［ｐ．ｕ．］に設定した。また、直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆを１．０［ｐ．ｕ．］に設定した。

図１１を参照して、時刻ｔ１以前では、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが正の方向に変化している。無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが第１の閾値Ｓより小さいため、低減量ＲＥ＝０である。したがって、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊は直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆに一致している。

時刻ｔ１にて無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが第１の閾値Ｓ以上になると、低減量ＲＥが０からｄＶに変化する。したがって、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊は、上記式（４）に基づいて、直流電圧基準値ＶｄｃｒｅｆからｄＶを減算した値である０．９５［ｐ．ｕ．］に低下する。なお、直流電圧Ｖｄｃ＊は、時刻ｔ１以降、所定の変化率で低下する。

時刻ｔ２にて、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆは負の方向に変化し始める。時刻ｔ２では、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆは第１の閾値Ｓよりも小さくなるものの、第２の閾値Ｒよりも大きいため、直流電圧基準値の補正が引き続き実行され、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊は０．９５［ｐ．ｕ．］のままである。

時刻ｔ３にて、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが第２の閾値Ｒよりも小さくなると、直流電圧基準値の補正が停止されるため、低減量ＲＥがｄＶから０に変化する。直流電圧基準値Ｖｄｃ＊は、時刻ｔ３以降、所定の変化率で上昇する。時刻ｔ４以降、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆは進み無効電流指令値に転じると、直流電圧基準値の補正が実行されないため、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊は直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆに一致する。

このように、本実施の形態によれば、遅れ無効電力の出力時には、進み無効電力の出力時に比べて直流電圧を低くすることにより、自励式変換器の安定動作を確保しながら、自励式変換器に発生する電力損失を低減することができる。これにより、高い効率を有する自励器無効電力補償装置を実現することができる。

（変形例）
上記の実施の形態では、直流電圧基準値を低減するための補正部を構成する演算部２６において、遅れ無効電力の出力時における低減量ＲＥに相当するｄＶを固定値とする構成について説明したが、低減量ｄＶを、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆの大きさに応じて変化する可変値とする構成としてもよい。

図１２は、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆと低減量ｄＶとの関係を説明するための図である。図１２の横軸は無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを示し、縦軸は低減量ｄＶを示す。

図１２を参照して、波形ｋ１は、上記の実施の形態に対応しており、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆの大きさによらず、低減量ｄＶを一定値ｘとしている。したがって、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊は、直流電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆより一定値ｘだけ低い値になる。よって、遅れ無効電力出力時の直流電圧Ｖｄｃは固定値（＝Ｖｄｃｒｅｆ−ｘ）になる。

これに対して、波形ｋ２では、第１の閾値Ｓのときの低減量ｄＶをｘとし、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが第１の閾値Ｓよりも大きくなるに従って低減量ｄＶを大きくしている。

上記式（２）によれば、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが大きくなるほど電流Ｉが大きくなるため、裕度が大きくなる。したがって、所定の裕度が確保されていれば、電流Ｉの増加に応じて出力電圧上限値Ｖｉ＿ｌｉｍをさらに低減させることが可能である。これは、電流Ｉの増加に応じて、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊を低減させることに相当する。よって、遅れ無効電力出力時の直流電圧Ｖｄｃは、電流Ｉが大きくなるほど小さくなる可変値になる。これによれば、遅れ無効電力出力時において自励式変換器１に発生する電力損失をより一層低減することができるため、自励式無効電力補償装置の効率をさらに向上させることができる。

なお、直流電圧基準値Ｖｄｃ＊の低減は、図１２の波形ｋ２に例示されるように、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆが大きくなるに従って低減量ｄＶが大きくするように調整することで実現することができる。

なお、本実施の形態では自励式変換器として２レベルインバータを例示したが、自励式変換器は、直流電圧を交流電圧とを相互に変換する回路であればよい。したがって、直流電圧を３つの電圧値を有する交流電圧に変換する３レベルインバータ、あるいは、直流電圧を５つの電圧値を有する交流電圧に変換する５レベルインバータを、自励式変換器に適用することができる。

また本実施の形態では、三相の電力系統に適用可能な自励式無効電力補償装置を示したが、電力系統は三相に限定されず、単相のものであってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 自励式変換器、２ 連系リアクトル、３ 電力系統、４ 変圧器、５ 電流検出器、６，７ 電圧検出器、１０ 制御装置、１１ 振幅検出部、１２ 電流検出部、１４ 系統電圧指令生成部、１６，２０，３０，３４，４０ 減算器、１８ 系統電圧制御部、２２ 無効電流制御部、２４ 判定部、２６ 演算部、２８ 直流電圧指令生成部、３２ 変化率リミッタ、３８ 直流電圧制御部、４２ 有効電流制御部、４４ 座標変換部、５４ ＰＷＭ制御部回路、Ｃ コンデンサ、Ｌ１ 直流正母線、Ｌ２ 直流負母線、Ｑ１ｕ，Ｑ１ｖ，Ｑ１ｗ，Ｑ２ｕ，Ｑ２ｖ，Ｑ２ｗ，Ｑ３，Ｑ４ ＩＧＢＴ素子、Ｄ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗ，Ｄ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗ，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード。

Claims (4)

1. 電力系統に出力する無効電力を制御するための自励式無効電力補償装置であって、
   前記電力系統と、前記直流正母線および前記直流負母線との間に接続され、直流電圧を交流電圧に変換可能に構成された自励式変換器と、
   前記自励式変換器の出力電圧を制御する制御装置とを備え、
   前記自励式変換器は、系統電圧よりも前記出力電圧が高いときに進み無効電力を出力する一方で、前記系統電圧よりも前記出力電圧が低いときに遅れ無効電力を出力するように構成され、
   前記制御装置は、前記自励式変換器が前記遅れ無効電力を出力するときの前記直流電圧を、前記自励式変換器が前記進み無効電力を出力するときの前記直流電圧よりも低くする、自励式無効電力補償装置。
2. 前記制御装置は、
   前記系統電圧が系統電圧基準値に追従するように無効電流指令値を生成する系統電圧制御部と、
   前記直流電圧が直流電圧基準値に追従するように有効電流指令値を生成する直流電圧制御部と、
   前記自励式変換器の出力電流が前記無効電流指令値および前記有効電流指令値に追従するように前記自励式変換器の出力電圧を制御する有効無効電流制御部と、
   前記無効電流指令値が、前記自励式変換器に遅れ無効電力を出力させるための遅れ無効電流指令値であるときには、前記直流電圧基準値を低減する補正を実行する補正部とを含む、請求項１に記載の自励式無効電力補償装置。
3. 前記補正部は、前記遅れ無効電流指令値の大きさが大きくなるほど、前記直流電圧基準値の低減量を大きくする、請求項２に記載の自励式無効電力補償装置。
4. 前記補正部は、前記遅れ無効電流指令値の大きさが第１の閾値以上になったときに前記補正を実行するとともに、前記補正の実行中に前記遅れ無効電流指令値の大きさが前記第１の閾値よりも低い第２の閾値以下になったときに、前記補正を停止する、請求項２または３に記載の自励式無効電力補償装置。
   

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