JP2020114049A - 電力変換装置、鉄道車両および電力変換装置制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】中性点電位変動を抑制する技術を提供することを目的とする。【解決手段】上記課題を解決するために、代表的な本発明の電力変換装置の一つは、直流電源の正極側と負極側との間に接続され、容量性の分圧により中性点を生成する分圧回路と、正極、中性点、および負極に対してスイッチング制御を行って、直流電源の電力を交流出力に変換するスイッチ部と、スイッチング制御を行うためのスイッチング信号を生成し、スイッチ部に与える制御部と、スイッチング信号に含まれる側帯波周波数の少なくとも一つと略同一の周波数をもつ高調波補正信号を抽出または生成する高調波出力部とを備え、制御部は、高調波補正信号に基づいて、中性点の電位変動を抑制することを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置、鉄道車両および電力変換装置制御方法に関する。

電力変換装置として、３レベル変換器が知られている。この３レベル変換器は、直流電源をスイッチングし、多値の電圧からなるＰＷＭ（パルス幅変調）交流出力に変換する。この多値ＰＷＭの交流出力により、歪みの少ない交流電力を得ることができる。

このような電力変換には、多値をつくるために、直流電源の正極電位および負極電位に加えて中性点の電位が必要になる。この中性点は、直流電源の正負極の線間に接続された容量性の分圧回路（コンデンサの直列接続）により生成され、電気的にフローティングした状態におかれる。そのため、中性点に出入りする電流量によっては、中性点の電位は一定せずに変動する。

この中性点の電位変動が正負どちらかに偏れば、交流出力の中心が偏って直流分が出力される。この直流分は、交流出力が接続される変圧器を偏磁させる可能性がある。

また、中性点の電位変動によって、交流出力には波形歪みが生じる。一般に、電力系統のガイドラインでは、交流出力について波形歪み（高調波成分）を所定の大きさ以下に収めるよう規制が行われる。そのため、中性点の電位変動が大きくなると、ガイドラインの規制に抵触する可能性がある。

特許文献１は、『２次調波電圧の振幅を、中性点電位アンバランスの大きさ、出力電流の振幅、および力率角に応じて可変することにより、中性点電位アンバランスの抑制効果を高める』旨の電力変換装置を開示する。

非特許文献１は、『交流出力の零相電圧を用いて中性点の電位変動を制御することにより、「変調率が大きい」および「低トルク領域」の場合を除いて、中性点電位変動を抑制する』旨の電力変換装置を開示する。

特開２０１３−２４７７２５号公報

小笠原悟司、外２名、「中性点クランプ電圧型ＰＷＭインバータの中性点電位変動の解析」、電気学会論文誌Ｄ、日新電機株式会社、1993年、第113巻、第１号、p.41〜48

特許文献１の技術では、２次調波電圧の振幅が、電力変換装置の１次電流出力の大きさに依存する。そのため、１次電流出力がある程度小さくなると、２次調波電圧の振幅が小さくなり、中性点電位変動の抑制効果が低下するという問題点があった。

また、非特許文献１の技術では、変調率が大きくなったり、低トルク領域になったり、さらには力率がゼロ付近になると、中性点電位変動の抑制効果が低下するという問題点があった。

本発明は、中性点電位変動を抑制する技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、代表的な本発明の電力変換装置の一つは、直流電源の正極側と負極側との間に接続され、容量性の分圧により中性点を生成する分圧回路と、正極、中性点、および負極に対してスイッチング制御を行って、直流電源の電力を交流出力に変換するスイッチ部と、スイッチング制御を行うためのスイッチング信号を生成し、スイッチ部に与える制御部と、スイッチング信号に含まれる側帯波周波数の少なくとも一つと略同一の周波数をもつ高調波補正信号を抽出または生成する高調波出力部とを備え、制御部は、高調波補正信号に基づいて、中性点の電位変動を抑制することを特徴とする。

本発明は、中性点電位変動を抑制することができる。

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

電力変換装置１００の構成を示す図である。 制御部１１０の内部構成を説明する図である。 高調波出力部１１１の内部構成を説明する図である。 中性点ｃに電流が出入りするスイッチ状態を示す図である。 中性点ｃに電流が出入りするスイッチ状態を示す図である。 中性点電流と中性点フラグとの関係を示す図である。 中性点フラグＦｃの周波数成分（側帯波）を示す図である。 中性点電位変動ΔＶｄｃと交流電流Ｉｆｂのｎ次成分とを示す説明図である。

以下、図面に基づいて、発明の実施形態を説明する。
＜電力変換装置１００の構成＞
図１は、電力変換装置１００の構成を示す図である。

同図において、電力変換装置１００は、直流電源ＤＣ１、分圧回路１０１、スイッチ部１０２、連系変圧器１０３、電流検出器１０４、電圧検出器１０５、制御部１１０、および高調波出力部１１１を備える。

分圧回路１０１は、直流電源ＤＣ１の正極側と負極側との間に接続され、直列接続されたコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の分圧により中性点ｃの電位を生成する。電圧検出器１０６は、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ１をモニタリングする。電圧検出器１０７は、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｄｃ２をモニタリングする。モニタリングされた両端電位Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２は、制御部１１０に入力される。制御部１１０は、この両端電圧の差（Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ１）を、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃとしてモニタリングする。

スイッチ部１０２は、Ｕ相とＶ相の２つのスイッチ回路を備える。なお、図１に示すスイッチ部１０２内において、符号をつけない逆バイアス接続のダイオードは、過大な電圧印加やサージ電流を吸収するための保護ダイオードである。ここでは、動作説明を簡単にするため、保護ダイオードについての説明を以降省略する。

Ｕ相のスイッチ回路には、正極側から負極側にかけて、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ３、スイッチ素子Ｑ４、スイッチ素子Ｑ２が直列に接続される。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３の接続点と、中性点ｃとの間には、ダイオードＤ３が接続される。スイッチ素子Ｑ４，Ｑ２の接続点と、中性点ｃとの間には、ダイオードＤ４が接続される。スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の接続点は、交流出力の一方の出力端子Ｕに接続される。

Ｖ相のスイッチ回路には、正極側から負極側にかけて、スイッチ素子Ｑ５、スイッチ素子Ｑ７、スイッチ素子Ｑ８、スイッチ素子Ｑ６が直列に接続される。スイッチ素子Ｑ５，Ｑ７の接続点と、中性点ｃとの間には、ダイオードＤ７が接続される。スイッチ素子Ｑ８，Ｑ６の接続点と、中性点ｃとの間には、ダイオードＤ８が接続される。スイッチ素子Ｑ７，Ｑ８の接続点は、交流出力の一方の出力端子Ｖに接続される。

連系変圧器１０３の一次側には、交流出力の出力端子Ｕ，Ｖが接続される。
以下では、出力端子Ｕ，Ｖより先の交流の電力供給先を「系統」と呼ぶ。

電流検出器１０４は、この一次側の電流経路に配設され、出力端子Ｕ，Ｖの間を流れる交流電流値Ｉａｃをモニタリングする。電流検出器１０４は、モニタリングした交流電流値Ｉａｃを、制御部１１０へ出力する。

連系変圧器１０３の二次側に誘起される交流電力は、鉄道車両の推進部（モータ）などの負荷Ｌに供給される。

電圧検出器１０５は、連系変圧器１０３の二次側に配設され、負荷Ｌの両端に生じる交流電圧Ｖａｃをモニタリングする。電圧検出器１０５は、モニタリングした交流電圧Ｖａｃを、制御部１１０へ出力する。

制御部１１０は、スイッチ部１０２のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲート端子に対してＰＷＭ（パルス幅変調）のスイッチング信号を与える。このスイッチング信号により正負極および中性点に対してスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８がスイッチング制御を行うことにより、直流電源ＤＣ１の電力は交流出力に変換され、出力端子Ｕ，Ｖから交流出力が外部に出力される。

高調波出力部１１１は、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃなどの必要な情報（後述）を制御部１１０から情報取得する。高調波出力部１１１は、これらの情報に基づいて、スイッチング信号に含まれる側帯波周波数の少なくとも一つと略同一の周波数を持つ高調波補正信号Ｖｎを抽出または生成し、制御部１１０に出力する。

制御部１１０は、この高調波補正信号Ｖｎに基づいて、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃを抑制する。
＜制御部１１０の構成＞
次に、制御部１１０の内部について説明する。

図２は、制御部１１０の内部構成を説明する図である。

同図において、制御部１１０は、電圧作成用制御ブロック３０１、電流制御ブロック３０２、高調波補正部３０３、およびＰＷＭ部３０４を備える。

電圧作成用制御ブロック３０１は、差分器３１１、有効電力制御ブロック３１２、差分器３１３、無効電力制御ブロック３１４を備える。

差分器３１１は、有効電力の指令値Ｐｒｅｆと、フィードバックされた有効電力検出値Ｐｆｂとの差分を出力する。有効電力制御ブロック３１２は、この差分がゼロになるようにフィードバック制御を行い、出力電流有効成分の指令値Ｉｄｒｅｆを出力する。

差分器３１３は、無効電力の指令値Ｑｒｅｆと、フィードバックされた無効電力検出値Ｑｆｂとの差分を出力する。無効電力制御ブロック３１４は、この差分がゼロになるようにフィードバック制御を行い、出力電流無効成分の指令値Ｉｑｒｅｆを出力する。

電流制御ブロック３０２は、乗算器３２１、乗算器３２２、加算器３２３、差分器３２４、およびゲイン部３２５を備える。乗算器３２１は、出力電流有効成分の指令値Ｉｄｒｅｆに系統電圧位相θ（ｔ）の余弦成分を乗算し、現時点において出力すべき有効電流を算出する。乗算器３２２は、出力電流無効成分の指令値Ｉｑｒｅｆに系統電圧位相θ（ｔ）の正弦成分を乗算し、現時点において出力すべき無効電流を算出する。加算器３２３は、有効電流と無効電流を合成し、現時点において出力すべき電流指令値を算出する。ここで、系統電圧位相θ（ｔ）は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）により交流電圧Ｖａｃの同期位相をとることにより検出される。

差分器３２４は、現時点の電流指令値と、フィードバックされた電流出力Ｉｆｂとの差分を出力する。ゲイン部３２５は、この差分がゼロになるようにフィードバック制御を行い、出力電圧の出力指令値Ｖ１を出力する。

高調波補正部３０３は、加算器３３１、反転器３３２、および差分器３３３を備える。加算器３３１は、出力指令値Ｖ１と、後述する高調波補正信号Ｖｎとを加算して、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕｒｅｆを出力する。また、差分器３３３は、反転器３３２で反転した出力指令値（−Ｖ１）から高調波補正信号Ｖｎを減算して、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖｒｅｆを出力する。

ＰＷＭ部３０４は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕｒｅｆに対して、スイッチ部１０２のＵ相に応じたＰＷＭ変調を施し、Ｕ相のスイッチング信号を出力する。また、ＰＷＭ部３０４は、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖｒｅｆに対して、スイッチ部１０２のＶ相に応じたＰＷＭ変調を施し、Ｖ相のスイッチング信号を出力する。また、ＰＷＭ部３０４は、後述する中性点フラグＦｃも必要に応じて出力できる。

このように制御部１１０から出力されたＵ相およびＶ相のスイッチング信号は、スイッチ部１０２に供給される。
＜高調波出力部１１１の構成＞
次に、高調波出力部１１１の内部について説明する。

図３は、高調波出力部１１１の内部構成を説明する図である。

ゲイン部２０１は、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃに対してゲインをかけ、中性点電流の指令値Ｉｃｒｅｆを算出する。

ＬＵＴ部２０２は、ＬＵＴ（Look Up Table）２０２ａを有する。このＬＵＴ２０２ａは、側帯波周波数ｆ１〜ｆ４ごとに４種類作成される。

以下では、特に断らない限り、側帯波周波数ｆ１について代表して説明し、側帯波周波数ｆ２〜ｆ４に関する同様の処理については説明を省略する。

このＬＵＴ２０２ａの数値設計は、電力変換装置１００の回路シミュレーションや機械学習を用いて、指令値Ｉｃｒｅｆ（電位変動ΔＶｄｃに相当）、有効電力指令値Ｐｒｅｆ，無効電力指令値Ｑｒｅｆの組み合わせごとに、電位変動ΔＶｄｃを小さくする高調波補正信号Ｖｎの振幅｜Ｖｎ｜および位相φの数値を定めることによって作成される。

ＬＵＴ部２０２は、このＬＵＴ２０２ａに対して、指令値Ｉｃｒｅｆ（電位変動ΔＶｄｃに相当）、有効電力指令値Ｐｒｅｆ、および無効電力指令値Ｑｒｅｆの値を照会することにより、高調波補正信号Ｖｎの振幅｜Ｖｎ｜および位相φを決定する。

なお、ここでは有効電力指令値Ｐｒｅｆ，無効電力出力指令Ｑｒｅｆを参照しているが、有効電力出力Ｐｆｂ、無効電力出力Ｑｆｂ、電流指令Ｉｒｅｆ、電流出力Ｉｆｂ、力率ＰＦなどを参照してもよい。

側帯波出力部２０３は、交流電圧ＶａｃをＰＬＬ（Phase Locked Loop）部２０４で位相同期して求めた位相θ（ｔ）をｎ倍して、側帯波周波数ｆ１の高調波補正信号Ｖｎを次式のように算出してもよい。検出したθは、系統電圧の時間変化をラジアン単位の回転角で表現したものである。“ｎθ”と“系統電圧と基本波電圧指令値Ｖ１の位相差δ”と“基本波電圧指令値Ｖ１とＶｎの位相差φ”を次式のように足し合わせた値の正弦波成分とＬＵＴで決まる｜Ｖｎ｜の掛け算が重畳するＶｎとなる。

高調波補正信号Ｖｎ＝｜Ｖｎ｜ｓｉｎ｛ｎ＊（θ＋φ）＋δ｝
ここでの位相差φの基準周波数は基本波周波数と同じである。

＜中性点ｃに出入りする電流について＞
次に、図１に示す中性点ｃに出入りする電流について説明する。

図４および図５は、中性点ｃに電流が出入りする４つのスイッチ状態を示す図である。図４［Ａ］に示すスイッチ状態では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ６，およびＱ８をオフ状態に切り替え、残りのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，およびＱ７をオン状態に切り替える。

このスイッチ状態では、正極から出た交流電流が、スイッチ素子Ｑ５，Ｑ７を通過した後、出力端子Ｖを通して負荷側へ供給される。負荷側から戻った交流電流は、出力端子Ｕを通して、スイッチ素子Ｑ４と順バイアスのダイオードＤ４とを通過した後に、中性点ｃに入る。

図４［Ｂ］に示すスイッチ状態では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，およびＱ７をオフ状態に切り替え、残りのスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ８，およびＱ６をオン状態に切り替える。

このスイッチ状態では、中性点ｃから出た交流電流が、順方向のダイオードＤ３とスイッチ素子Ｑ３を通過した後、出力端子Ｕを通して負荷側へ供給される。負荷側から戻った交流電流は、出力端子Ｖを通して、スイッチ素子Ｑ８，Ｑ６を通過した後に、負極に入る。

図５［Ａ］に示すスイッチ状態では、スイッチ素子Ｑ４，Ｑ２，Ｑ５，およびＱ６をオフ状態に切り替え、残りのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ７，およびＱ８をオン状態に切り替える。

このスイッチ状態では、正極から出た交流電流が、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３を通過した後、出力端子Ｕを通して負荷側へ供給される。負荷側から戻った交流電流は、出力端子Ｖを通して、スイッチ素子Ｑ８と順バイアスのダイオードＤ８とを通過した後に、中性点ｃに入る。

図５［Ｂ］に示すスイッチ状態では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５，およびＱ６をオフ状態に切り替え、残りのスイッチ素子Ｑ４，Ｑ２，Ｑ７，およびＱ８をオン状態に切り替える。

このスイッチ状態では、中性点ｃから出た交流電流が、順方向のダイオードＤ７とスイッチ素子Ｑ７を通過した後、出力端子Ｖを通して負荷側へ供給される。負荷側から戻った交流電流は、出力端子Ｕを通して、スイッチ素子Ｑ４，Ｑ２を通過した後に、負極に入る。

以上述べたように、図４［Ａ］および図５［Ａ］のスイッチ状態では、負荷に流れる交流電流（図４［Ａ］ではＶからＵの方向、図５［Ａ］ではＵからＶの方向）が中性点ｃに流れ込み、中性点ｃの電位は上昇方向となる。

また、図４［Ｂ］および図５［Ｂ］のスイッチ状態では、負荷に流れる交流電流（図４［Ｂ］ではＵからＶの方向、図５［Ｂ］ではＶからＵの方向）が中性点ｃから流れ出し、中性点ｃの電位は下降方向となる。

そして、上記以外のスイッチ状態では、中性点ｃに交流電流は出入りせず、中性点の電位は維持される。
＜中性点電流と中性点フラグとの関係＞
図６は、中性点電流と中性点フラグとの関係を示す図である。

図６［Ａ］は、負荷に流れる交流電流Ｉａｃの時間波形を示す。
図６［Ｂ］は、中性点ｃに流れる中性点電流Ｉｃの時間波形を示す。
図６［Ｃ］は、中性点に出入りする電流方向をフラグ値として示す中性点フラグＦｃの時間波形である。

この中性点フラグＦｃは、例えば交流電流Ｉａｃが正の期間において、中性点ｃに電流が流れ込む期間を「１」とし、中性点ｃから電流が流れ出す期間を「−１」とし、それ以外の期間を「０」とした値をとる。

ここで、中性点電流Ｉｃの瞬時値は、中性点フラグＦｃと交流電流Ｉａｃとの積として表すことができる。この中性点電流Ｉｃにより分圧回路１０１のコンデンサが充放電されることにより、期間Ｔにおける中性点電流は、次式のようになる。

ここで、中性点フラグＦｃと交流電流Ｉａｃとは、同様の周期性を有する波形のため、どちらもｎ次（ｎは自然数）の離散的な正弦波の成分で表せる。

したがって、中性点フラグＦｃと交流電流Ｉａｃとの積は、これら正弦波の成分の相互の積和となる。このとき、異なる周波数ｆｎ，ｆｍの正弦波の成分の積からは、和周波数（ｆｎ＋ｆｍ）の正弦波と、差周波数（ｆｎ−ｆｍ）の正弦波が発生する。これらは１周期分を積分することによりゼロとなる。そのため、上記の［１］式において積分後に残存する成分は、同じｎ次同士の正弦波の積により生じる差周波数ゼロの零次分となる。そのため、［１］式は、この零次分の和の形として、次式のように表せる。

すなわち、中性点フラグＦｃが持つｎ次高調波成分に対して、同次数の高調波成分を持つ交流電流Ｉａｃが任意に流れると、両者の積により中性点電流Ｉｃに零次の直流分が流れ、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃが生じる。

＜本実施形態の動作原理＞
以下、側帯波周波数により電位変動ΔＶｄｃを抑制できる動作原理を説明する。
中性点フラグＦｃは、スイッチ部１０２に供給されるスイッチング信号を部分的に組み合わせた信号となる。この元となるスイッチング信号は、交流出力の基本周波数に応じてＰＷＭ変調がかけられる。そのため、中性点フラグＦｃの周波数成分にもキャリア周波数を中心に次式の側帯波周波数の成分が生じる。

側帯波周波数 ＝（スイッチング信号のキャリア周波数ｆｃ）＋（交流出力の基本周波数ｆａのＳ倍）・・・［３］
ただし、Ｓはゼロを除く整数。

図７は、この中性点フラグＦｃの周波数成分（側帯波）を示す図である。

同図は、キャリア周波数を中心とした周波数軸を横軸とし、周波数成分の振幅を縦軸とする。

この周波数解析によれば中性フラグＦｃの側帯波周波数は、主としてＳ＝±１，±３に集中し、その他の側帯波成分はほぼ無視できる。また、キャリア周波数の成分もほぼゼロになる点も特徴である。すなわち、中性フラグＦｃに含まれる主たる周波数成分は、次の４つの側帯波周波数ｆ１〜ｆ４となる。

側帯波周波数ｆ１,ｆ２ ＝（前記スイッチング信号のキャリア周波数ｆｃ）±（前記交流出力の基本周波数ｆａ）・・・［４］
側帯波周波数ｆ３，ｆ４ ＝（前記スイッチング信号のキャリア周波数ｆｃ）±（前記交流出力の基本周波数ｆａの３倍）・・・［５］
これらの中性点フラグＦｃが持つ側帯波周波数の成分に対して、略同一な周波数のｎ次高調波成分を持つ交流電流Ｉａｃが任意に流れると、両者の積により中性点電流Ｉｃに零次の直流分が流れ、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃが生じる。

この作用を逆に使って、交流系統に側帯波周波数ｆ１〜ｆ４と略同じ周波数の高調波成分を新たに加えることにより、中性点電流Ｉｃに流れる零次の直流分をプラス方向またはマイナス方向にわざと発生させ、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃを打ち消すことが可能になる。

この打消し作用は、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃの直流分に対して最終的に作用する。そのため、同じ機序の側帯波周波数による電位変動に限らず、その他の要因による中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃの打ち消しにも効果がある。

この打消し作用の具体的な例としては、交流出力をコントロールする出力指令値に対して、側帯波周波数ｆ１〜ｆ４の少なくとも一つと略同じ周波数の高調波補正信号Ｖｎを加える。これにより、交流電流には、高調波補正信号Ｖｎに起因する新たな高調波成分が生じる。

その結果、中性点フラグＦｃの側帯波周波数の成分と、略同一の交流電流中の高調波成分とが乗算されることにより、中性点電流Ｉｃに流れる零次の直流分をプラス方向またはマイナス方向にわざと発生させ、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃを打ち消すことが可能になる。

このような打消し作用は、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃが小さくなる方向に、高調波補正信号Ｖｎの振幅と位相を制御することにより打消しの効果が高まる。例えば、電位変動ΔＶｄｃの大きさに応じて高調波補正信号Ｖｎの大きさを制御し、電位変動ΔＶｄｃの正負極性に応じて高調波補正信号Ｖｎの位相を制御する。

また、高調波補正信号Ｖｎの振幅と位相は、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃに加えて、有効電力出力または無効電力出力によって変えることがさらに好ましい。これは、中性点フラグＦｃや交流電流のｎ次の高調波成分の位相が有効電力出力または無効電力出力で変化するためである。
＜実施形態の効果＞

（１）実施形態では、スイッチング信号（特に中性点フラグＦｃ）の側帯波周波数と略同一周波数の成分を高調波補正信号Ｖｎとして生成する。この高調波補正信号Ｖｎと中性点フラグＦｃとの作用により、中性点電流Ｉｃに流れる零次の直流分（脈流など）をプラス方向またはマイナス方向にわざと発生させ、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃを打ち消すことが可能になる。

（２）実施形態による電位変動ΔＶｄｃの打消し作用は、この零次の直流分として電位変動ΔＶｄｃの偏りに直に働くため、電位変動ΔＶｄｃの抑制効果が顕著に現れる。

（３）実施形態では、電位変動ΔＶｄｃの抑制効果が顕著に現れるため、電位変動ΔＶｄｃの大きさや極性をモニタリングしながら、高調波補正信号Ｖｎの大きさや位相を自動調整することが容易く、電位変動ΔＶｄｃをゼロに収束させ、かつ安定させる制御が実現しやすい。

（４）実施形態では、上記のように電位変動ΔＶｄｃをゼロに収束させ、かつ安定させることが可能なため、交流出力の中心が偏って接続先の変圧器を偏磁させるなどの不具合を防止できる。

（５）実施形態では、上記のように電位変動ΔＶｄｃをゼロに収束させ、かつ安定させることが可能なため、交流出力の波形歪み（高調波成分）を抑制し、交流出力の波形歪み（高調波成分）のガイドラインに抵触する事態を防止できる。

（６）実施形態では、主たる４つの側帯波周波数ｆ１〜ｆ４のいずれか１つと略同一周波数の高調波補正信号Ｖｎを使用すれば、中性点フラグＦｃのいずれか１つの側帯波成分との間で零次の直流分を生じさせて、中性点電位変動を抑制することが可能になる。そのため、高調波成分を複数種類使用する必要がなく、中性点電位変動を抑制するための回路規模を小さくすることが可能になる。

（７）実施形態では、４つの側帯波周波数ｆ１〜ｆ４に合わせて４種類の周波数成分をもつ高調波補正信号Ｖｎを生成する。これら４種類の周波数成分を駆使することにより、中性点電位変動を抑制する際の自由度が高く、４種類の中から中性点電位変動の抑制により効果的な周波数を主として使用するなど、中性点電位変動をより効果的に抑制できる。

（８）実施形態では、側帯波周波数と略同一の高調波補正信号により中性点電位変動を抑制する。この側帯波周波数は、交流出力の基本周波数に比べて何倍も高い周波数である。したがって、側帯波周波数の高調波補正信号が交流出力にひずみを発生させる可能性は低い。

（９）図８は、中性点電位変動ΔＶｄｃの変化が、フィードバックされる交流電流Ｉｆｂのｎ次成分に迅速に反映される様子を示す説明図である。
このように迅速な反映が可能となるため、突発的な中性点電位変動を抑える用途にも好適である。

（１０）実施形態では、中性点電位変動ΔＶｄｃの大きさに応じて高調波補正信号の大きさを変更する。したがって、１次電流出力が小さくなっても中性点電位変動の抑制効果が低下するという問題は生じない。

（１１）実施形態の電力変換装置は、鉄道車両に搭載され、鉄道車両の推進部に交流出力を供給する。特に、実施形態では、中性点電位変動を抑制するため、鉄道車両において変圧器やモータの偏磁しなくなる。そのため、鉄道車両の保守性が高まる。

＜実施形態の補足事項＞
なお、実施形態では、交流出力をコントロールする出力指令値に側帯波周波数ｆ１〜ｆ４と略同じ周波数の高調波補正信号Ｖｎを加えることで、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃを抑制する。しかしながら、本発明はこれに限定されない。交流電流Ｉｃや中性点フラグＦｃそのものや、それらに反映可能な制御値などを高調波補正信号Ｖｎに基づいて補正することにより、中性点ｃの電位変動ΔＶｄｃを抑制してもよい。

また、実施形態では、３レベル変換器について説明した。しかしながら、本発明はこれに限定されない。中性点を有する電力変換装置であれば本発明を適用することができる。

さらに、実施形態では、単相の電力変換装置について説明した。しかしながら、本発明はこれに限定されない。３相の電力変換装置に本発明を適用することも可能である。

なお、使用する側帯波周波数の次数については、外部から指定または選択を可能にしてもよい。また、中性点電位移動をモニタリングして、効果を奏する側帯波周波数を電力変換装置が自動選択してもよい。

また、キャリア周波数に対して、プラス側の側帯波周波数と、マイナス側の側帯波周波数を対称的に使用してもよい。対称的な側帯波周波数の使用により、波形くずれや変調ひずみを軽減することができる。

さらに、実施形態では、スイッチング信号の側帯波周波数と略同一の周波数をもつ高調波補正信号を生成する。しかしながら、本発明はこれに限定されない。スイッチング信号（例えば中性点フラグＦｃ）から側帯波周波数の成分をフィルタ抽出し、抽出された周波数成分を高調波補正信号に加工してもよい。

また、実施形態では、鉄道車両に搭載するケースについて説明した。しかしながら、本発明はこれに限定されない。中性点を有する電力変換装置の用途に広く採用することができる。例えば、鉄塔の電力変換装置、高圧配電線用無効電力補償装置（STATCOM）、静止型無効電力補償装置（SVC）、太陽発電などの蓄電給電システムなどの用途に好適である。

θ…系統電圧位相、c…中性点、ｃ…中性点、Ｌ…負荷、Ｕ…出力端子、Ｖ…出力端子、Ｉａｃ…交流電流値、Ｖａｃ…交流電圧、Ｐｒｅｆ…有効電力の指令値、Ｉｑｒｅｆ…出力電流無効成分の指令値、Ｃ１…コンデンサ、Ｃ２…コンデンサ、Ｑ１…スイッチ素子、Ｑ２…スイッチ素子、Ｑ３…スイッチ素子、Ｑ４…スイッチ素子、Ｑ５…スイッチ素子、Ｑ６…スイッチ素子、Ｑ７…スイッチ素子、Ｑ８…スイッチ素子、Ｖ１…出力指令値、Ｄ３…ダイオード、Ｄ４…ダイオード、Ｄ７…ダイオード、Ｄ８…ダイオード、ＤＣ１…直流電源、１００…電力変換装置、１０１…分圧回路、１０２…スイッチ部、１０３…連系変圧器、１０４…電流検出器、１０５…電圧検出器、１０６…電圧検出器、１０７…電圧検出器、１１０…制御部、１１１…高調波出力部、２０１…ゲイン部、２０２…ＬＵＴ部、２０２ａ…ＬＵＴ、２０３…側帯波出力部、２０４…ＰＬＬ部、３０１…電圧作成用制御ブロック、３０２…電流制御ブロック、３０３…高調波補正部、３０４…ＰＷＭ部、３１１…差分器、３１２…有効電力制御ブロック、３１３…差分器、３１４…無効電力制御ブロック、３２１…乗算器、３２２…乗算器、３２３…加算器、３２４…差分器、３２５…ゲイン部、３３１…加算器、３３２…反転器、３３３…差分器

Claims (8)

1. 直流電源の正極側と負極側との間に接続され、容量性の分圧により中性点を生成する分圧回路と、
   前記正極、前記中性点、および前記負極に対してスイッチング制御を行って、前記直流電源の電力を交流出力に変換するスイッチ部と、
   前記スイッチング制御を行うためのスイッチング信号を生成し、前記スイッチ部に与える制御部と、
   前記スイッチング信号に含まれる側帯波周波数の少なくとも一つと略同一の周波数をもつ高調波補正信号を抽出または生成する高調波出力部とを備え、
   前記制御部は、
   前記高調波補正信号に基づいて、前記中性点の電位変動を抑制する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記側帯波周波数 ＝（前記スイッチング信号のキャリア周波数ｆｃ）＋（前記交流出力の基本周波数ｆａのＳ倍）
   ただし、Ｓ＝±１，±３の少なくとも一つである
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記側帯波周波数は、次の４つである
   側帯波周波数ｆ１,ｆ２ ＝（前記スイッチング信号のキャリア周波数ｆｃ）±（前記交流出力の基本周波数ｆａ）
   側帯波周波数ｆ３，ｆ４ ＝（前記スイッチング信号のキャリア周波数ｆｃ）±（前記交流出力の基本周波数ｆａの３倍）
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記交流出力をコントロールする出力指令値に基づいて前記スイッチング信号を生成し、前記高調波補正信号に基づいて前記出力指令値を補正することにより、前記中性点の電位変動を抑制する
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記高調波出力部は、
   前記中性点の電位変動を検出する手段を備え、
   前記電位変動の大きさに応じて、前記高調波補正信号の大きさを制御し、
   前記電位変動の極性に応じて、前記高調波補正信号の位相を制御する
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記高調波出力部は、
   前記高調波補正信号を、有効電力出力または無効電力出力に応じて制御する
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置の前記交流出力により車両推進力を発生させる推進部と、
   を備えることを特徴とする鉄道車両。
8. 直流電源の正極側と負極側との間に接続され、容量性の分圧により中性点を生成する分圧回路と、前記正極、前記中性点、および前記負極に対してスイッチング制御を行って、前記直流電源の電力を交流出力に変換するスイッチ部とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
   前記スイッチング制御を前記スイッチ部に指示するためのスイッチング信号を生成する制御ステップと、
   前記スイッチング信号に含まれる側帯波周波数の少なくとも一つと略同一の周波数をもつ高調波補正信号を抽出または生成する高調波出力ステップとを備え、
   前記制御ステップは、前記高調波補正信号に基づいて、前記中性点の電位変動を抑制する
   ことを特徴とする電力変換装置制御方法。

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